JPH0388538A - 適応ループ・ゲイン位相フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明はモデムに関し、詳細にいえば、回線遮断及び位
相ヒツトを処理できる、モデム受信機に使用される適応
ループ・ゲイン位相フィルタに関する。

Ｂ、従来の技術 電話回線での第１データ端末装置（ＤＴＥ）と第２ＤＴ
Ｅの間のデータ伝送において、各ＤＴＥにはモデムが設
けられ、搬送波信号は送信側の変調器のデータによって
変調され、受信側の復調器によって復調される。

今日のモデムでは、モデムの入力で受は取ったＤＴＥか
らのデータ・ビット・ストリームがビットの並列グルー
プをもたらすシリアライザ／デシリアライザにロードさ
れるが、各グループ内のビットの数はモデムのデータ・
ビット伝送速度によって決定される。各グループは、図
中のすべての点が配列を形成している位相振幅図の点に
変換される。各点は次いで、その点の座標に対応する１
組の値に変換される。配列の点を符号化する手法はＡ、
ガータｔ＝　（Ｇｅｒｓｈｏ　）及びＶ、ローレンス（
Ｌａｗｒｅｎｃｅ　）の「音声帯域データ伝送のための
多次元信号配列（Ｍｕｌｔｉｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ　
ＳｉｇｎａｌＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ　ｆｏｒ　
Ｖｏｉｃｅ−ｂａｎｄ　ＤａｔａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉ
ｏｎ）　Ｊ　　［ｒ通信の特定分野に関する■ＥＥＥジ
ャーナル（ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　５ｅｌｅ
ｃｔｅｄＡｒｅａ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ）　−１Ｖｏ　ｌ　、　ＳＡＣ−２、Ｎｏ、５．１９
８４年コという配車で説明されている。

次いで、これら２つの直角位相信号値は搬送信号によっ
て変調されてから、搬送周波数を中心とするフィルタで
スペクトル整形され、各ボー喝間においてサンプリング
定理にしたがった整形信号の多数のサンプルを、出力と
してもたらす。最後に、サンプルはディジタル・アナロ
グ変換器に与５ えられ、電話回線で送られるアナログ信号に変換される
。

逆に、反対方向においては、電話回線から受信したアナ
ログ信号がまず、ディジタル・サンプルに変換される。

サンプルは次いでフィルタされ、同相および直角位相の
２つの成分を表すフィルタの出力が、ビットのグループ
に対応した面内に点を与えるために使用される。隣接配
置されたグループのビットが次いで、ＤＴＥに直列に伝
送される。

使用される電話回線のタイプが、専用回線であっても、
あるいは交換電話回線網の公衆回線であっても、搬送信
号が周波数シフトの影響を受けることがしばしばある。

事実、信号は電話回線網の機器において１回または数回
にわたり周波数切換えを受ける。これらの機器の相互依
存性が充分ではないので、モデム受信機が受信した信号
はもはや送信側モデムの搬送周波数に維持されなくなる
。

したがって、約０．１１（ｚないし６Ｈｚのものである
このような周波数シフトは各ボー時間において位相変動
をもたらし、この変動をモデム受信機− に組み込まれた位相フィルタが考慮しなければならなく
なる。

ＩＢＭモデム５８６６などの今日のモデムに使用されて
いる位相フィルタは、２次ループ・タイプのものであっ
て、周波数シフトがまず各ボー時間に評価される位相誤
差を積算することによって計算され、次いで、周波数シ
フトを補償するためにモデム等花器出力に加えられる位
相補正が、各ボー時間に、周波数シフトの現在値と位相
誤差の現在値の組合せから得られる以前のボー時間の位
相補正を更新することによって計算される。このような
位相フィルタによって、周波数シフトと結果として生じ
る位相補正を、１４４００ビット／秒以下の伝送速度に
適した精度で計算することが可能となる。しかし、速度
が１９２００ビット／秒程度の高さになると、既存の位
相フィルタによってもたらされる精度は、位相妨害によ
って生じる問題を解決できなくなる。

このような位相妨害は主として、回線遮断及び位相ヒツ
トによるものである。回線遮断はモデムが受信する信号
のエネルギーの降下による。回線遮断時に、モデムは同
期信号待ちの作動モードに切り替わる。モデムが回線遮
断と伝送の正常終了を区別できるようにするものは何も
ない。モデムに回線遮断がわかるのは、モデムの受信範
囲内のエネルギーを受信機の入力で検出した場合だけで
ある。このような場合、位相補正の値がエネルギー降下
の生じない場合のものと同一であることが必要となる。

このような状態に達することができるのは、回線遮断の
直前に保管された周波数シフトの値が充分な精度のもの
であるときだけである。

充分な精度がない場合には、周波数シフトの値の誤差は
位相補正の値の誤差となり、これはモデムが適切な復号
判断を得ることができなくなる数度（１９２００ビット
／秒のモデムの場合には、５″）という値を急速に超え
てしまう。

電話回線で発生する位相ヒツトの場合に、他の位相妨害
が生じる。このような位相ヒツトが数度（１９２００ビ
ット／秒のモデムの場合には、常に５″である）という
値よりも高い場合には、位相フィルタの出力における位
相補正の値が、位相ヒツトの値のために突然適正な設定
から外れてしまう。モデムは位相フィルタを適正な位相
補正に駆動する有効な誤差を与えることができなくなる
。

復号された決定は無作為なものとなり、多数の高振幅誤
差が発生し、これは高い平均２乗誤差をもたらす。

Ｃ９発明が解決しようとする課題 したがって、本発明の目的は、周波数シフトの正確なイ
直をもたらす改良されたモデム位相フィルタにある。

本発明の他の目的は、位相シフトの正確な値を、したが
って回線遮断や位相ヒツトなどでの位相妨害を解決でき
る位相補正の正確な値をもたらす改良されたモデム位相
フィルタにある。

００課題を解決するための手段 これらの目的は、各ボー時間において受信信号に印加さ
れる位相補正が周波数シフトの値の端数、位相誤差の端
数及び前のボー時間における位相補正の値の合計から得
られるタイプの適応ループ・９− ゲイン位相フィルタによってもたらされる。本発明の位
相フィルタにおいて、位相誤差は周波数シフトの値を得
るために直接使用されるものではなく、この位相誤差の
平均値によって置き換えられる。このような平均値は各
ボー時間において、係数Ｋ。を乗じた位相誤差の値に応
じて第１累算手段によって与えられ、累算手段の内容は
第２累算手段に与えられ、第１累算手段の内容が所定の
限界値に達したか、あるいは周期ゲーティング・パルス
がボー時間の所定数ごとにもたらされたかのいずれかの
検出に応じて、周波数シフトの値をもたらす。

８０作用 本発明の適応ループ・ゲイン位相フィルタは、周波数シ
フトの値を生成するのに、位相誤差ではなく、各ボー時
間における位相誤差の平均値を利用する。このような平
均値は累算器ＡＣＣＵ２において、各ボー時間にわける
位相誤差に係数Ｋ。を乗じた後、この誤差を累算するこ
とによって得られ、ＭにプリセットされたカウンタがＯ
に達した１〇− 場合、あるいは累算器の内容が所定の限界値に達した場
合のいずれかにおけるＭボー時間ごとにもたらされる。

累算器ＡＣＣＵ１に累算された周波数シフトの値はきわ
めて正確であり、回線遮断や位相ヒツトなどの位相妨害
を解決することができる。

Ｆ、実施例 第２図は１４４００ビット／秒で作動するＩＢＭモデム
５８６６などの今日の高速モデムに使用される従来の位
相フィルタのブロック線図を示す。

ｄψは各ボー時間ごとに、正規データ・モードにおいて
受信機が評価した位相誤差を表す値である。これはデー
タの復号後に予測した配置の点と、複素平面の受信した
点との間の位相差に対応している。この値は周波数シフ
トの関数であり、またデータ信号を劣化させる雑音の関
数でもある。図示のように、位相誤差ｄψはまず掛算器
１０において係数に１が乗じられてから、加算器１２に
おいて、累算器１４の出力と合算される。係数に１の値
は、次の式にしたがって累算器１４における周波数シフ
トＦＳの値を得られるように選択される。

ＦＳ　（ｎ）＝ＦＳ　（ｎ−１）＋に、・ｄψ（ｎ）（
１） ただし、ＦＳ（ｎ−１）はボー時間ｎ−１における周波
数シフトであり、ＦＳ　（ｎ）はボー時間ｎにおける周
波数シフトである。

次いで、周波数シフトを、結果としては位相の傍受を補
償するために、等花器の出力に加えられる位相補正ψの
値が、加算器２０において、乗算器１６の係数に２を乗
じた周波数シフトと、乗算器１８の係数に３を乗じた位
相誤差と、前のボー時間における位相補正ψ（ｎ）の値
を合算することによって得られる。

ψ（ｎ＋１）＝ψ（ｎ）　＋に２・ＦＳ　（ｎ）　十に
３−ｄψ（ｎ＋　１）　　　　（２）上述したように、
低速で作動するモデムに適したこのような位相フィルタ
は、１９２００ｂＩ）ｓのモデムなどのような高速モデ
ムで発生する回線遮断や位相ヒツトなどの位相妨害を未
然に防止するのに充分な精度の位相シフトの値を計算し
ない。

位相妨害によって発生する欠点を未然に防止する本発明
による位相フィルタを、第１図を参照して説明する。こ
の図面は第２図に示したブロック線図を、第２図におけ
るのと同じ参照番号を伺けて組み込んだものである。乗
算器１０（係数Ｋ　＋　）の入力はもはやｄψではなく
、以下で詳述するｄψの平均値となっている。

まず、入来位相誤差ｄψは乗算器３０において係数Ｋ。

が乗じられ、加算器３２において、累算器３４　（ＡＣ
ＣＵ２）の出力と合算される。それゆえ、位相誤差ｄψ
は係数Ｋ。の重みが付けられてから、累算器３４で累算
される。

累算器３４の値は次いで、２つの方法にしたがって、ゲ
ート３６によって乗算器１０の入力に与えられる。第１
の方法において、位相カウンタ（ＰＨＣ）３８は位相誤
差ｄψが累算器３４に累算されるボー時間の数を制御す
る。最初値Ｍにセットされている位相カウンタ３８は、
各ボー時間に１だけ減分される。位相カウンタ３８の値
がＯでない限り、積Ｋｏ−ｄψが累算器３４に累算され
る。

１３ カウンタ３８がＯに達すると、インバータ４０がゲート
３６の条件付けを行なうＯＲ回路４２にビット１をもた
らす。したがって、累算器３４の内容は乗算器１０の入
力に転送され、第２図の位相誤差ｄψと同じ態様で処理
される。位相カウンタ３８の値がＯであると、インバー
タ４０もＡＮＤ回路４１の入力にビット１をもたらし、
これによってレジスタ４４に収められている値Ｍを、位
相カウンタ３８に再度セットすることが可能となる。

第２の方法において、累算器３４の累算値はデテクタ４
６によって監視される。累算器３４の砧がプラスまたは
マイナスの一定最大値に等しい値に達すると、デテクタ
４６はパルスをＯＲ回路４２に送り、更にゲート３６に
送るので、累算器３４の値を乗算器１０に転送すること
ができる。留意しなければならないのは、両方の方法で
、ＯＲ回路４２の出力におけるパルスが累算器３４の内
容をリセットするのに使用されることである。したがっ
て、各転送後にカウンタ３８を０にセットした場合、累
算器３２の内容の新たな転送が各ボー４− 時間に行なわれ、位相フィルタの作動が第２図で説明し
た位相フィルタの作動になることが容易に理解されよう
。

本発明の位相フィルタは位相誤差の平均化機能によって
、時間のパラメータ（位相カウンタのリセット）と大き
さのパラメータ（所定値の検出）を結合し、位相誤差を
高い入力ゲインで累算することを可能とする。また、累
算器３４の値に対して生じる誤差はきわめて少なく、全
体的なループ・ゲインが維持される。

累算器１４（ＡＣＣＩＪＩ）に累算される周波数シフト
ＦＳの更新式は、次のとおりである。

−１ ＦＳ＝Ｋｌ・　Σ　Ｋｏ−ｄψ。

この場合、１７Ｍに比例した係数に、を有する平均化効
果がもたらされる。

データ・モードに入った場合、Ｍは１００の位のものが
選択され、Ｋｌは１／２に等しくなり、Ｋｏは１／１６
に等しくなる。次いで、Ｋｌは数段階にわたりその最小
値、約１／１０００まで減らされ、Ｍは１０００まで増
やされ、これによって周波数シフトの定常値を迅速に獲
得できるようになる。

上述のように、１４４００ｂｐｓ以下の速度で作動する
従来技術のモデムで得られる周波数シフトの値は、充分
な精度で決定される。しかしながら、その精度は１９２
００ｂｌ）ｓで作動するモデムで発生することのある位
相妨害を解決するほど充分なものではない。それゆえ、
本信号処理装置の今日の容量に対応する１６ビツト容量
のレジスタの場合、３６００という位相差が、８５５３
６（１０進値）の全容量に付随する。すなわち、出力レ
ジスタの内容の最低変動量、すなわち１ビツトを検出で
きるのは、各ボー時間において３・１Ｑ−３以上の位相
変動の場合だけとなり、これは０゜０２Ｈｚ程度の周波
数シフトに対応している。本発明の改良された小型の位
相フィルタによって、周波数シフトのはるかに小さな誤
差に対処できることは明らかである。この精度には、位
相補正の３２ビット表示を、３２ビツト出力レジスタ（
第１図には図示せず）とともに使用する必要がある。

デテクタ４６によるＡＣＣＵ２の最大値のテストによっ
て、周波数シフトの緩やかな変動を追跡することが可能
となり、その効果は位相フィルタの適応ループ・ゲイン
を得るのに寄与する。

本発明がなく、かつ１／３２に等しいに１を選択したも
のと仮定すると、雑名効果は３２に分別される。第１図
の位相フィルタの場合、中心外音値の少なくとも１００
個のサンプルを合計してから、ＡＣＣＵｌの値を変更す
る。雑音効果は加算し、次いで係数に１を乗じることに
よって統計的に減少する。

本発明による回路は上述のように、回線遮断や位相ヒツ
トなどの位相妨害を解決できるようにする、周波数シフ
トのきわめて正確な値を提供する。

上述のように、回線遮断はモデムが受信する信号のエネ
ルギーの降下からなる。回線遮断時に、有意または利用
可能な他の位相誤差ｄψはない。

したがって、周波数シフ）ＡＣＣＵ　１の値（第１図参
照）はエネルギー降下が生したときの価に維１７ 持される。しかしながら、位相補正の値は回線遮断の発
生中、依然として計算中であり、開ループは周波数シフ
）　（ＡＣＣＵｌ）の一定値を使用する。

式（２）は次のようになる。

ψ（ｎ＋１）＝φ（ｎ）十に２・ＦＳ エネルギーが受信機入力で再度検出されると、位相補正
は回線遮断が発生しない場合の値と同一となる。本発明
の位相フィルタによって得られる周波数シフトのきわめ
て安定した値によって、モデムが受信信号を適正に復号
するのを妨げる約５゜の位相差を超えることなく、数秒
間の回線遮断を処理することが可能となる。

本発明による位相フィルタの作動の第２の開ループ・ノ
ードを、位相ヒツト後に使用する。数度（１９２００ｂ
ｐｓのモデムの場合は５°）よりも大きな位相ヒツトの
場合、位相補正ψの値はＨＩＴ度数によって急激に適正
な設定から外れる。

モデムは位相フィルタを期待値ψ−ＨＩＴに駆動する有
効な誤差を与えられなくなる。

８ 解決策は等化量の出力値を徐々に増加させた角度Δψだ
け回転させ、平均２乗誤差が最小となる位相補正ψの特
定の値が存在するかどうかを決定することである。この
場合も、回線遮断と同機、位相ヒツトが生じる前に保管
された周波数シフトの値が使用される。この工程は次の
式によって表すことができる。

φ（ｎ）＝φ（ｎ−１）＋に２・ＦＳ＋Δψ（ｎ）（３
） Δψ　（ｎ＋１）＝Δψ　（ｎ）＋　ＩＮＣ（４）次い
で、平均２乗誤差が最小となるΔψの値が現在の位相補
正に加えられ、モデムは回復するのに最善と考えられる
位相設定を有することとなる。

位相走査を緩やかに行ない、平均２乗毛！を分定数に対
処するに充分なものとしなければならない。

Ｏ″から１８０’まで走査するには、３ないし４秒の時
間が必要である。この場合も、本発明の位相フィルタに
よって得られる周波数シフトの正確な値が、印加される
位相補正がこの走査時間中に臨界値（約５″）を超えな
いようにする。

本発明の好ましい実施例を機能的ブロック線図を参照し
て説明したが、当分野の技術者には、本発明を信号処理
装置をマイクロコードで制御することによってだけでは
なく、ハードワイヤードの論理回路によっても実現でき
ること、ならびに本発明の精神および範囲を逸脱するこ
となく、この実施例に変更を加えられることが理解でき
よう。

Ｇ０発明の効果 本発明の適応ループ・ゲイン位相フィルタは、位相ヒツ
トの発生直＋］ｉｌに計算された周波数シフトの値を保
管し、徐々に増加させた角度によって受信信号を位相回
転して、平均２乗誤差が最小となる位相補正の値を決定
し、保管した周波数シフトの値を使用して位相回転中に
位相補正を計算して、位相ヒツトが発生しないかのよろ
に位相補正を連続的に決定し、平均２乗誤差が最小とな
る徐々に増加させた角度の値を位相補正の値に加える方
法によって、位相ヒツトを処理でき、きわめて正確な値
の周波数シフトをもたらす。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による適応ループ・ゲイン位相フィルタ
のブロック線図である。 第２図は従来のモデムで使用されている位相フィルタの
ブロック線図である。 １０・・・・乗算器、３２・・・・加算器、３４・・・
・累算器、３６・・・・ゲート、３８・・・・位相カウ
ンタ、４０・・・・インバータ、４１・・・・ＡＮＤ回
路、４２・・・・ＯＲ回路、４４・・・・レジスタ、４
６・・・・デテクタ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）信号搬送波の周波数のシフトが各ボー時間におけ
   る受信信号の位相補正を必要とする複合振幅位相変調モ
   デムの適応ループ・ゲイン位相フィルタにおいて、 ボー時間ｎ＋１において、第１係数Ｋ＿０を乗じたボー
   時間ｎ＋１における位相誤差から、該位相誤差の平均値
   をもたらす第１累算手段と、 前記累算手段の内容が所定の限界値に達した場合に、こ
   れを検出する検出手段と、 Ｍボー時間ごとに周期パルスを与える計数手段と、 前記検出手段による前記の所定限界値の検出または前記
   計数手段によってもたらされる前記周期パルスのいずれ
   かに応じて、前記累算手段の内容を出力するゲート手段
   と、 前記ゲート手段が作動状態となった場合に、第２の係数
   （Ｋ＿１）を乗じた前記位相誤差の前記平均値に応じて
   周波数シフトの値をもたらす第２の累算手段と、 第３の係数（Ｋ＿２）を乗じた周波数シフトの前記値、
   第４の係数（Ｋ＿３）を乗じたボー時間ｎ＋１における
   前記位相誤差、及びボー時間ｎにおける位相補正の値に
   応じて、ボー時間ｎ＋１において受信信号に印加される
   位相補正をもたらす加算手段とからなる、 適応ループ・ゲイン位相フィルタ。
2. （２）前記計数手段が値Ｍにプリセットされ、各ボー時
   間に減分されるカウンタからなり、ゲート・パルスが前
   記カウンタの内容が０に達した場合に、前記ゲート手段
   を作動状態とするために与えられ、かつ前記カウンタを
   値Ｍに再度プリセットする、特許請求の範囲第１項記載
   の位相フィルタ。
3. （３）Ｍが１０００の位のものであり、係数Ｋ＿１が約
   １／１０００である、特許請求の範囲第１項または第２
   項記載の位相フィルタ。
4. （４）係数Ｋ＿０が１／１６である、特許請求の範囲第
   ３項記載の位相フィルタ。
5. （５）モデムがデータ・モードで作動を開始したときに
   、係数Ｋ＿１がその初期値からその最終値まで減少し、
   Ｍがその初期値からその最終値まで増加し、これによっ
   てモデムの定常状態をより迅速に得られるように構成さ
   れた、特許請求の範囲第４項記載の位相フィルタ。
6. （６）きわめて正確な値の周波数シフトをもたらす位相
   フィルタからなる複合振幅位相変調モデムにおける位相
   ヒットを補償する方法において、位相ヒットの発生の直
   前に計算された周波数シフトの値を保管し、 受信信号を、徐々に増加させた角度だけ位相回転して、
   平均２乗誤差が最小となる位相補正の値を決定し、 保管されている周波数シフトの値を使用して位相回転中
   に位相補正を計算し、前記位相補正をあたかも位相ヒッ
   トが生じていないかのように、連続的に決定し、 位相補正の前記の連続的に決定された値に、平均２乗誤
   差が最小となる前記の徐々に増加させた角度の値を加え
   ることを特徴とする複合振幅位相変調モデムにおける位
   相ヒット補償方法。