JPH08307466A - 周波数検波回路 - Google Patents
周波数検波回路Info
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- JPH08307466A JPH08307466A JP12919395A JP12919395A JPH08307466A JP H08307466 A JPH08307466 A JP H08307466A JP 12919395 A JP12919395 A JP 12919395A JP 12919395 A JP12919395 A JP 12919395A JP H08307466 A JPH08307466 A JP H08307466A
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- Japan
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- signal
- circuit
- output
- clock signal
- frequency
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路規模が小さくＩＣ化に適した周波数検波
回路を提供する。 【構成】 直交検波回路１は、受信信号ＩＮを直交検波
し同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを送出する。ク
ロック信号ＣＩを入力しているアナログ極性切替回路１
２、クロック信号ＣＩより位相がπ／２進んでいるクロ
ック信号ＣＱを入力しているアナログ極性切替回路１
３、加算器１４、バンドパスフィルタ１５、レベルコン
パレータ１６の回路ブロックは、受信信号ＩＮの周波数
変換信号を２値ディジタル化して排他的論理和ゲート１
７、１８に送出する。排他的論理和ゲート１７、１８お
よび移動平均回路１９、２０は、上記ディジタル信号
と、クロック信号ＣＩおよびＣＱとの位相差を示すデー
タＩ、Ｑを得る。差分回路２１はデータＩの時間変化を
得て、ディジタル極性切替回路２２は、この時間変化の
極性をデータＱの最上位ビット値で切替て検波出力ＯＵ
Ｔを送出する。
回路を提供する。 【構成】 直交検波回路１は、受信信号ＩＮを直交検波
し同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを送出する。ク
ロック信号ＣＩを入力しているアナログ極性切替回路１
２、クロック信号ＣＩより位相がπ／２進んでいるクロ
ック信号ＣＱを入力しているアナログ極性切替回路１
３、加算器１４、バンドパスフィルタ１５、レベルコン
パレータ１６の回路ブロックは、受信信号ＩＮの周波数
変換信号を２値ディジタル化して排他的論理和ゲート１
７、１８に送出する。排他的論理和ゲート１７、１８お
よび移動平均回路１９、２０は、上記ディジタル信号
と、クロック信号ＣＩおよびＣＱとの位相差を示すデー
タＩ、Ｑを得る。差分回路２１はデータＩの時間変化を
得て、ディジタル極性切替回路２２は、この時間変化の
極性をデータＱの最上位ビット値で切替て検波出力ＯＵ
Ｔを送出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数変調波を受信す
る無線受信機に用いられる周波数検波回路に係り、特に
回路規模が小さくＩＣ化に好適なものに関する。
る無線受信機に用いられる周波数検波回路に係り、特に
回路規模が小さくＩＣ化に好適なものに関する。
【０００２】
【従来の技術】受信信号を中間周波信号に周波数変換し
て、受信処理を行なうヘテロダイン方式に比較して、ダ
イレクトコンバージョン方式は、イメージ除去用のフロ
ントエンドフィルタを必要とせず、回路の小規模化に適
することは、従来よりよく知られている。このダイレク
トコンバージョン方式の従来の周波数検波回路の回路構
成を図５に示す。同図において、直交検波回路１は、受
信信号ＩＮ（周波数変調波）を入力し、局部発振回路２
からの局部発振信号（上記受信信号の中心周波数と同一
周波数となっている）を用いて、いわゆる直交検波を行
ない、ベースバンド信号の同相成分信号ｉおよび直交成
分信号ｑを出力する。微分器３は、同相成分信号ｉを入
力し、この時間微分ｄｉ／ｄｔを得て、これを送出する
回路であり、また、微分器４は、直交成分信号ｑを入力
し、この時間微分ｄｑ／ｄｔを得て、これを出力する回
路である。乗算器５は微分器３からの出力すなわちｄｉ
／ｄｔと直交検波回路１からの直交成分信号ｑとを乗算
し、乗算値を出力する回路であり、乗算器６は、微分器
４からの出力すなわちｄｑ／ｄｔと直交検波回路１から
の同相成分信号ｉとを乗算し、乗算値を出力する回路で
ある。加算器７は、上記乗算器５および６からの出力を
取込み、両者の差（以下、これを信号Ｘという）を得
て、この信号Ｘを送出する回路である。
て、受信処理を行なうヘテロダイン方式に比較して、ダ
イレクトコンバージョン方式は、イメージ除去用のフロ
ントエンドフィルタを必要とせず、回路の小規模化に適
することは、従来よりよく知られている。このダイレク
トコンバージョン方式の従来の周波数検波回路の回路構
成を図５に示す。同図において、直交検波回路１は、受
信信号ＩＮ（周波数変調波）を入力し、局部発振回路２
からの局部発振信号（上記受信信号の中心周波数と同一
周波数となっている）を用いて、いわゆる直交検波を行
ない、ベースバンド信号の同相成分信号ｉおよび直交成
分信号ｑを出力する。微分器３は、同相成分信号ｉを入
力し、この時間微分ｄｉ／ｄｔを得て、これを送出する
回路であり、また、微分器４は、直交成分信号ｑを入力
し、この時間微分ｄｑ／ｄｔを得て、これを出力する回
路である。乗算器５は微分器３からの出力すなわちｄｉ
／ｄｔと直交検波回路１からの直交成分信号ｑとを乗算
し、乗算値を出力する回路であり、乗算器６は、微分器
４からの出力すなわちｄｑ／ｄｔと直交検波回路１から
の同相成分信号ｉとを乗算し、乗算値を出力する回路で
ある。加算器７は、上記乗算器５および６からの出力を
取込み、両者の差（以下、これを信号Ｘという）を得
て、この信号Ｘを送出する回路である。
【０００３】自乗和演算回路８は、直交検波回路１から
の同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを取込み、前記
受信信号ＩＮの電力値に対応するＹ＝ｉ2 ＋ｑ2 （以
下、これを信号Ｙという）を得て、この信号Ｙを送出す
る回路である。除算器９は、上記信号Ｘと信号Ｙを取込
み、両者の比すなわちＸ／Ｙを得て、これを検波出力Ｏ
ＵＴとして出力する回路である。
の同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを取込み、前記
受信信号ＩＮの電力値に対応するＹ＝ｉ2 ＋ｑ2 （以
下、これを信号Ｙという）を得て、この信号Ｙを送出す
る回路である。除算器９は、上記信号Ｘと信号Ｙを取込
み、両者の比すなわちＸ／Ｙを得て、これを検波出力Ｏ
ＵＴとして出力する回路である。
【０００４】以上のように構成されている従来のダイレ
クトコンバージョン方式の周波数検波回路では、例え
ば、いま、受信信号ＩＮの振幅をＡとし、周波数変調に
基づく瞬時位相成分をθとすると、前記同相成分信号ｉ
および直交成分信号ｑはそれぞれ下記の２式で表わされ
る。
クトコンバージョン方式の周波数検波回路では、例え
ば、いま、受信信号ＩＮの振幅をＡとし、周波数変調に
基づく瞬時位相成分をθとすると、前記同相成分信号ｉ
および直交成分信号ｑはそれぞれ下記の２式で表わされ
る。
【０００５】ｉ＝Ａｃｏｓθ ｑ＝Ａｓｉｎθ これら２式より上記信号ＸおよびＹを求めると、次のよ
うになる。
うになる。
【０００６】 Ｘ＝ｉ・ｄｑ／ｄｔ−ｑ・ｄｉ／ｄｔ ＝Ａ2 ｃｏｓ2 θ・ｄθ／ｄｔ＋Ａ2 ｓｉｎ2 θ・ｄθ／ｄｔ ＝Ａ2 ・ｄθ／ｄｔ Ｙ＝ｉ2 ＋ｑ2 ＝Ａ2 ｃｏｓ2 θ＋Ａ2 ｓｉｎ2 θ＝Ａ2 そして除算器９からの検波出力ＯＵＴは、次のようにな
る。
る。
【０００７】ＯＵＴ＝Ｘ／Ｙ＝ｄθ／ｄｔ すなわち上記検波出力ＯＵＴは、瞬時位相成分θの微分
値となっており、これは周波数変調成分に他ならず、周
波数検波が行なわれたことになる。
値となっており、これは周波数変調成分に他ならず、周
波数検波が行なわれたことになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の周
波数検波回路をトランジスタやオペアンプを利用してア
ナログ回路で構築しようとすると、自乗和演算回路８や
除算器９の実現が極めて困難となる。別の方法として、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑをＡ／Ｄ変換
器を用いてディジタルデータ化し、以後の各処理を全て
ディジタル回路で対応しようとした場合には、乗算器
５、乗算器６、自乗和演算回路８および除算器９等に語
長の長いディジタル乗算回路や関数テーブルＲＯＭ等が
必要となり、回路規模が著しく大きくなる。
波数検波回路をトランジスタやオペアンプを利用してア
ナログ回路で構築しようとすると、自乗和演算回路８や
除算器９の実現が極めて困難となる。別の方法として、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑをＡ／Ｄ変換
器を用いてディジタルデータ化し、以後の各処理を全て
ディジタル回路で対応しようとした場合には、乗算器
５、乗算器６、自乗和演算回路８および除算器９等に語
長の長いディジタル乗算回路や関数テーブルＲＯＭ等が
必要となり、回路規模が著しく大きくなる。
【０００９】特に、上記のような周波数検波回路を移動
通信に利用する場合、前記受信信号ＩＮの振幅値Ａのダ
イナミックレンジは、少なくても６０ｄＢ（約１０００
倍）以上は必要であり、このダイナミックレンジに対応
する分だけでも１０ビット（２10＝１０２４）を必要と
する。すなわち、この場合は、Ａ／Ｄ変換器を含めて、
全ての乗算回路および関数テーブルＲＯＭの必要語長や
容量が現実的な規模を越えてしまう。
通信に利用する場合、前記受信信号ＩＮの振幅値Ａのダ
イナミックレンジは、少なくても６０ｄＢ（約１０００
倍）以上は必要であり、このダイナミックレンジに対応
する分だけでも１０ビット（２10＝１０２４）を必要と
する。すなわち、この場合は、Ａ／Ｄ変換器を含めて、
全ての乗算回路および関数テーブルＲＯＭの必要語長や
容量が現実的な規模を越えてしまう。
【００１０】本発明は、上記の如き事情に鑑みてなされ
たものであり、回路規模が比較的小さくＩＣ化に適した
新たな回路構成の周波数検波回路の提供を目的とする。
たものであり、回路規模が比較的小さくＩＣ化に適した
新たな回路構成の周波数検波回路の提供を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、周波数検波回路の構成を以下のようにし
た。すなわち、受信した周波数変調波の中心周波数と同
一の周波数の発振信号を出力する局部発振回路と、上記
局部発振回路からの発振信号とこの発振信号の位相をπ
／２だけずらした信号とを用い、上記の受信した周波数
変調波を直交検波して、ベースバンド信号の同相成分信
号ｉおよび直交成分信号ｑを出力する直交検波回路と、
周波数が、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの
周波数帯域のＬ倍（ここでＬ＞２）となっている第１の
クロック信号、この第１のクロック信号と位相がπ／２
だけずれている第２のクロック信号、周波数が上記第１
のクロック信号のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）となっている第
３のクロック信号および周波数が上記第１のクロック信
号のＮ倍（ここでＮ＞Ｍ）となっている第４のクロック
信号を発生するクロック発生回路と、上記同相成分信号
ｉおよび上記第１のクロック信号を入力し、このクロッ
ク信号の極性が＋１のときは、上記同相成分信号ｉその
ものを出力し、他方、上記極性が−１のときは、上記同
相成分信号ｉの極性を反転したものを出力する第１のア
ナログ極性切替回路と、上記直交成分信号ｑおよび上記
第２のクロック信号を入力し、このクロック信号の極性
が＋１のときは、上記直交成分信号ｑそのものを出力
し、他方、上記極性が−１のときは、上記直交成分信号
ｑの極性を反転したものを出力する第２のアナログ極性
切替回路と、上記第１のアナログ極性切替回路の出力と
上記第２のアナログ極性切替回路の出力とを取込み、両
出力を加算し、その加算結果を出力する加算器と、上記
加算器の出力を入力し、所要信号成分の帯域を抽出して
送出するバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィル
タの出力を入力し、これを２値レベルの信号に整形して
送出するレベルコンパレータと、上記レベルコンパレー
タの出力と前記第１のクロック信号とを取込み、両者の
排他的論理和を得て、これを出力する第１の排他的論理
和ゲートと、上記レベルコンパレータの出力と前記第２
のクロック信号とを取込み、両者の排他的論理和を得
て、これを出力する第２の排他的論理和ゲートと、上記
第１の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４のクロ
ック信号によりサンプリングしていき、順次、過去の所
定回数に亘るサンプリングでサンプル値が１であった回
数を求める第１の移動平均回路と、上記第２の排他的論
理和ゲートよりの出力を前記第４のクロック信号により
サンプリングしていき、順次、過去の所定回数に亘るサ
ンプリングで、サンプル値が１であった回数を求める第
２の移動平均回路と、上記第１の移動平均回路または第
２の移動平均回路のいずれか一方からの出力を、上記第
３のクロック信号により、順次、サンプリングしてい
き、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分をデ
ィジタル値として得て、この差分を出力していく差分回
路と、上記第１の移動平均回路または第２の移動平均回
路のうち、上記差分回路により出力がサンプリングされ
ない方の移動平均回路の出力信号の最上位ビットに基づ
いて、上記差分回路の出力であるディジタル値の極性を
切替えることにより周波数検波出力を得て、この周波数
検波出力を送出するディジタル極性切替回路とを備える
構成とした。
成するために、周波数検波回路の構成を以下のようにし
た。すなわち、受信した周波数変調波の中心周波数と同
一の周波数の発振信号を出力する局部発振回路と、上記
局部発振回路からの発振信号とこの発振信号の位相をπ
／２だけずらした信号とを用い、上記の受信した周波数
変調波を直交検波して、ベースバンド信号の同相成分信
号ｉおよび直交成分信号ｑを出力する直交検波回路と、
周波数が、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの
周波数帯域のＬ倍（ここでＬ＞２）となっている第１の
クロック信号、この第１のクロック信号と位相がπ／２
だけずれている第２のクロック信号、周波数が上記第１
のクロック信号のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）となっている第
３のクロック信号および周波数が上記第１のクロック信
号のＮ倍（ここでＮ＞Ｍ）となっている第４のクロック
信号を発生するクロック発生回路と、上記同相成分信号
ｉおよび上記第１のクロック信号を入力し、このクロッ
ク信号の極性が＋１のときは、上記同相成分信号ｉその
ものを出力し、他方、上記極性が−１のときは、上記同
相成分信号ｉの極性を反転したものを出力する第１のア
ナログ極性切替回路と、上記直交成分信号ｑおよび上記
第２のクロック信号を入力し、このクロック信号の極性
が＋１のときは、上記直交成分信号ｑそのものを出力
し、他方、上記極性が−１のときは、上記直交成分信号
ｑの極性を反転したものを出力する第２のアナログ極性
切替回路と、上記第１のアナログ極性切替回路の出力と
上記第２のアナログ極性切替回路の出力とを取込み、両
出力を加算し、その加算結果を出力する加算器と、上記
加算器の出力を入力し、所要信号成分の帯域を抽出して
送出するバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィル
タの出力を入力し、これを２値レベルの信号に整形して
送出するレベルコンパレータと、上記レベルコンパレー
タの出力と前記第１のクロック信号とを取込み、両者の
排他的論理和を得て、これを出力する第１の排他的論理
和ゲートと、上記レベルコンパレータの出力と前記第２
のクロック信号とを取込み、両者の排他的論理和を得
て、これを出力する第２の排他的論理和ゲートと、上記
第１の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４のクロ
ック信号によりサンプリングしていき、順次、過去の所
定回数に亘るサンプリングでサンプル値が１であった回
数を求める第１の移動平均回路と、上記第２の排他的論
理和ゲートよりの出力を前記第４のクロック信号により
サンプリングしていき、順次、過去の所定回数に亘るサ
ンプリングで、サンプル値が１であった回数を求める第
２の移動平均回路と、上記第１の移動平均回路または第
２の移動平均回路のいずれか一方からの出力を、上記第
３のクロック信号により、順次、サンプリングしてい
き、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分をデ
ィジタル値として得て、この差分を出力していく差分回
路と、上記第１の移動平均回路または第２の移動平均回
路のうち、上記差分回路により出力がサンプリングされ
ない方の移動平均回路の出力信号の最上位ビットに基づ
いて、上記差分回路の出力であるディジタル値の極性を
切替えることにより周波数検波出力を得て、この周波数
検波出力を送出するディジタル極性切替回路とを備える
構成とした。
【００１２】
【実施例】以下、図面に示す実施例に基づいて、本発明
を具体的に説明する。図１は、本実施例の回路構成を示
すものである。同図において、受信信号ＩＮすなわち周
波数変調波を入力する直交検波回路１およびこの直交検
波回路１に受信信号ＩＮの中心周波数と同一周波数の発
振信号を与える局部発振回路２は、それぞれ従来例を示
す図５における直交検波回路１および局部発振回路２と
同様の構成および機能を持つものであり、これらによ
り、上記受信信号ＩＮは、いわゆる通常の直交検波が施
され、直交検波回路１からは、前記同相成分信号ｉおよ
び直交成分信号ｑが送出される。クロック発生回路１１
は、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの帯域の
Ｌ倍（ここでＬ＞２）の周波数のクロック信号ＣＩと、
このクロック信号ＣＩと同一周波数で位相がπ／２だけ
進んでいるクロック信号ＣＱと、上記クロック信号ＣＩ
の周波数のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）の周波数のクロック信
号ＣＭと、上記クロック信号ＣＩの周波数のＮ倍（ここ
でＮ＞Ｍ）の周波数のクロック信号ＣＮとの４種類のク
ロック信号を送出している回路である。
を具体的に説明する。図１は、本実施例の回路構成を示
すものである。同図において、受信信号ＩＮすなわち周
波数変調波を入力する直交検波回路１およびこの直交検
波回路１に受信信号ＩＮの中心周波数と同一周波数の発
振信号を与える局部発振回路２は、それぞれ従来例を示
す図５における直交検波回路１および局部発振回路２と
同様の構成および機能を持つものであり、これらによ
り、上記受信信号ＩＮは、いわゆる通常の直交検波が施
され、直交検波回路１からは、前記同相成分信号ｉおよ
び直交成分信号ｑが送出される。クロック発生回路１１
は、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの帯域の
Ｌ倍（ここでＬ＞２）の周波数のクロック信号ＣＩと、
このクロック信号ＣＩと同一周波数で位相がπ／２だけ
進んでいるクロック信号ＣＱと、上記クロック信号ＣＩ
の周波数のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）の周波数のクロック信
号ＣＭと、上記クロック信号ＣＩの周波数のＮ倍（ここ
でＮ＞Ｍ）の周波数のクロック信号ＣＮとの４種類のク
ロック信号を送出している回路である。
【００１３】アナログ極性切替回路１２は、上記同相成
分信号ｉおよびクロック信号ＣＩを入力し、クロック信
号ＣＩの極性が正すなわち＋１のときは、同相成分信号
ｉそのもの（すなわち同相成分信号ｉにクロック信号Ｃ
Ｉの極性である＋１を乗じたものと同じになる）を出力
し、他方、クロック信号ＣＩの極性が負すなわち−１の
ときは、同相成分信号ｉの極性を反転したもの（結果的
に、同相成分信号ｉに−１を乗じたものと同じになる）
を送出する回路部である。アナログ極性切替回路１３は
上記直交成分信号ｑおよびクロック信号ＣＱを入力し、
クロック信号ＣＱの極性が正すなわち＋１のときは直交
成分信号ｑそのものを出力し、他方、クロック信号ＣＱ
の極性が負すなわち−１のときは直交成分信号ｑの極性
を反転したもの（結果的に、直交成分信号ｑに−１を乗
じたものと同じになる）を出力する回路部である。
分信号ｉおよびクロック信号ＣＩを入力し、クロック信
号ＣＩの極性が正すなわち＋１のときは、同相成分信号
ｉそのもの（すなわち同相成分信号ｉにクロック信号Ｃ
Ｉの極性である＋１を乗じたものと同じになる）を出力
し、他方、クロック信号ＣＩの極性が負すなわち−１の
ときは、同相成分信号ｉの極性を反転したもの（結果的
に、同相成分信号ｉに−１を乗じたものと同じになる）
を送出する回路部である。アナログ極性切替回路１３は
上記直交成分信号ｑおよびクロック信号ＣＱを入力し、
クロック信号ＣＱの極性が正すなわち＋１のときは直交
成分信号ｑそのものを出力し、他方、クロック信号ＣＱ
の極性が負すなわち−１のときは直交成分信号ｑの極性
を反転したもの（結果的に、直交成分信号ｑに−１を乗
じたものと同じになる）を出力する回路部である。
【００１４】加算器１４は、上記アナログ極性切替回路
１２の出力およびアナログ極性切替回路１３の出力を入
力し、両出力を加算し、その加算結果を出力する回路部
である。バンドパスフィルタ１５は、加算器１４の出力
を入力し、所要信号成分の帯域だけを抽出して出力する
回路部である。レベルコンパレータ１６は、バンドパス
フィルタ１５からの出力を入力し、これを２値のディジ
タル信号に整形して送出する回路部である。
１２の出力およびアナログ極性切替回路１３の出力を入
力し、両出力を加算し、その加算結果を出力する回路部
である。バンドパスフィルタ１５は、加算器１４の出力
を入力し、所要信号成分の帯域だけを抽出して出力する
回路部である。レベルコンパレータ１６は、バンドパス
フィルタ１５からの出力を入力し、これを２値のディジ
タル信号に整形して送出する回路部である。
【００１５】排他的論理和ゲート１７は、上記レベルコ
ンパレータ１６からのディジタル信号と前記クロック信
号ＣＩとを入力し、両信号の排他的論理和を得て、これ
を信号ａとして出力する回路部である。排他的論理和ゲ
ート１８は、上記レベルコンパレータ１６からのディジ
タル信号と前記クロック信号ＣＱとを入力し、両信号の
排他的論理和を得て、これを信号ｂとして出力する回路
部である。移動平均回路１９は、後述の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１７の出力すなわち信号ａ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数（すなわち過去ｍ回におけるサンプリング
で、サンプル値が１であった頻度）を得て、これをデー
タＩとして送出する回路である。また、移動平均回路２
０は、上記移動平均回路１９と同様の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１８の出力すなわち信号ｂ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数を得て、これをデータＱとして送出する回路
である。
ンパレータ１６からのディジタル信号と前記クロック信
号ＣＩとを入力し、両信号の排他的論理和を得て、これ
を信号ａとして出力する回路部である。排他的論理和ゲ
ート１８は、上記レベルコンパレータ１６からのディジ
タル信号と前記クロック信号ＣＱとを入力し、両信号の
排他的論理和を得て、これを信号ｂとして出力する回路
部である。移動平均回路１９は、後述の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１７の出力すなわち信号ａ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数（すなわち過去ｍ回におけるサンプリング
で、サンプル値が１であった頻度）を得て、これをデー
タＩとして送出する回路である。また、移動平均回路２
０は、上記移動平均回路１９と同様の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１８の出力すなわち信号ｂ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数を得て、これをデータＱとして送出する回路
である。
【００１６】差分回路２１は、移動平均回路１９からの
出力すなわちデータＩを前記クロック信号ＣＭにより、
順次、サンプリングしていき、前回のサンプル値と今回
のサンプル値との差分ΔＩをディジタル値として得て、
この差分ΔＩを出力していく回路である。ディジタル極
性切替回路２２は、移動平均回路２０の出力信号すなわ
ちデータＱの最上位ビットに基づいて、上記差分回路２
１の出力であるディジタル値（差分ΔＩ）の極性を切替
えることにより周波数検波出力ＯＵＴすなわち、ベース
バンド信号を得て、このベースバンド信号を送出する回
路部である。
出力すなわちデータＩを前記クロック信号ＣＭにより、
順次、サンプリングしていき、前回のサンプル値と今回
のサンプル値との差分ΔＩをディジタル値として得て、
この差分ΔＩを出力していく回路である。ディジタル極
性切替回路２２は、移動平均回路２０の出力信号すなわ
ちデータＱの最上位ビットに基づいて、上記差分回路２
１の出力であるディジタル値（差分ΔＩ）の極性を切替
えることにより周波数検波出力ＯＵＴすなわち、ベース
バンド信号を得て、このベースバンド信号を送出する回
路部である。
【００１７】図２は、前記移動平均回路１９の構成を詳
細に示すものである。すなわち移動平均回路１９は、い
ずれもクロック信号ＣＮをクロック信号として動作する
ｍビットシフトレジスタ２５とアップダウンカウンタ２
６とから構成されており、ｍビットシフトレジスタ２５
は、排他的論理和ゲート１７からの出力である信号ａを
入力し、これにｍビットだけの遅延を与えて、アップダ
ウンカウンタ２６のダウンカウント端子に与える回路で
あり、またアップダウンカウンタ２６は、アップカウン
ト端子に上記信号ａそのものが与えられ、この信号ａの
値が１である度にカウント値を１だけ大きいものにして
いき、他方ダウンカウント端子には上記ｍビットシフト
レジスタ２５から送出されたｍビットだけ遅延している
信号ａが与えられ、この信号の値が１である度にカウン
ト値を１だけ小さいものにしていくカウンタ回路であ
る。従って、アップダウンカウンタ２６のダウンカウン
ト端子に与えられた信号の値が１であるときには、必然
的にそれよりも（ｍ＋１）ビットだけ前（過去）にアッ
プカウント端子に与えられた信号ａの値も１であり、両
値は、上記機能により相殺され、結局、このアップダウ
ンカウンタ２６は、常に、信号ａに対する過去ｍ回のサ
ンプリングにおいてサンプル値が１であった頻度（回
数）、即ち、移動平均値をデータＩとして出力すること
になる。
細に示すものである。すなわち移動平均回路１９は、い
ずれもクロック信号ＣＮをクロック信号として動作する
ｍビットシフトレジスタ２５とアップダウンカウンタ２
６とから構成されており、ｍビットシフトレジスタ２５
は、排他的論理和ゲート１７からの出力である信号ａを
入力し、これにｍビットだけの遅延を与えて、アップダ
ウンカウンタ２６のダウンカウント端子に与える回路で
あり、またアップダウンカウンタ２６は、アップカウン
ト端子に上記信号ａそのものが与えられ、この信号ａの
値が１である度にカウント値を１だけ大きいものにして
いき、他方ダウンカウント端子には上記ｍビットシフト
レジスタ２５から送出されたｍビットだけ遅延している
信号ａが与えられ、この信号の値が１である度にカウン
ト値を１だけ小さいものにしていくカウンタ回路であ
る。従って、アップダウンカウンタ２６のダウンカウン
ト端子に与えられた信号の値が１であるときには、必然
的にそれよりも（ｍ＋１）ビットだけ前（過去）にアッ
プカウント端子に与えられた信号ａの値も１であり、両
値は、上記機能により相殺され、結局、このアップダウ
ンカウンタ２６は、常に、信号ａに対する過去ｍ回のサ
ンプリングにおいてサンプル値が１であった頻度（回
数）、即ち、移動平均値をデータＩとして出力すること
になる。
【００１８】なお、前述のように移動平均回路２０も上
記移動平均回路１９と同様の構成となっており、こちら
は信号ｂに対する過去ｍ回サンプリングにおいてサンプ
リング値が１であった頻度、即ち、移動平均値をデータ
Ｑとして出力することになる。
記移動平均回路１９と同様の構成となっており、こちら
は信号ｂに対する過去ｍ回サンプリングにおいてサンプ
リング値が１であった頻度、即ち、移動平均値をデータ
Ｑとして出力することになる。
【００１９】次に、以上の如くに構成された本実施例の
動作について説明する。受信信号ＩＮは、直交検波回路
１において直交検波され、この直交検波回路１からは、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑが送出され
る。これらは、クロック発生回路１１からのクロック信
号ＣＩおよびＣＱがそれぞれ与えられているアナログ極
性切替回路１２および１３並びに加算器１４からなる回
路部で、再度、直交変調される。このためバンドパスフ
ィルタ１５からの出力は上記受信信号ＩＮの周波数変換
信号となっており、その中心周波数は、クロック信号Ｃ
ＩおよびＣＱの周波数と同一となっている。
動作について説明する。受信信号ＩＮは、直交検波回路
１において直交検波され、この直交検波回路１からは、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑが送出され
る。これらは、クロック発生回路１１からのクロック信
号ＣＩおよびＣＱがそれぞれ与えられているアナログ極
性切替回路１２および１３並びに加算器１４からなる回
路部で、再度、直交変調される。このためバンドパスフ
ィルタ１５からの出力は上記受信信号ＩＮの周波数変換
信号となっており、その中心周波数は、クロック信号Ｃ
ＩおよびＣＱの周波数と同一となっている。
【００２０】上記のようにして得られた周波数変換信号
は、レベルコンパレータ１６で２値のディジタル信号に
整形された上で、クロック信号ＣＩが入力している排他
的論理和ゲート１７および移動平均回路１９からなる回
路ブロック並びにクロック信号ＣＱが入力している排他
的論理和ゲート１８および移動平均回路２０からなる回
路ブロックに送出され、クロック信号ＣＩおよびＣＱと
の位相の比較が行なわれる。図３の（ａ）は、上記排他
的論理和ゲート１７と移動平均回路１９とからなる回路
ブロックの位相比較特性を示すものであり、また同図の
（ｂ）は、上記排他的論理和ゲート１８と移動平均回路
２０とからなる回路ブロックの位相比較特性を示すもの
である。すなわち上記図３の（ａ）においては、横軸の
θはクロック信号ＣＩと上記ディジタル信号化された周
波数変換信号との位相差であり、縦軸は前記データＩで
ある。また同図の（ｂ）においては横軸のθはクロック
信号ＣＱと上記ディジタル信号化された周波数変換信号
との位相差であり、縦軸は、前記データＱである。図３
の（ａ）は、以下のことを示している。すなわち上記ク
ロック信号ＣＩとディジタル信号化された周波数変換信
号とが同相で、θが０ラジアンのときには、排他的論理
和ゲート１７からの前記信号ａは、全て、０となり、そ
のためデータＩも０となり、他方上記両信号が互いに逆
相でθが＋πラジアン又は−πラジアンのときは、信号
ａは、全て、１となり、そのためデータＩは前記ｍビッ
トシフトレジスタ２５のビット数に等しいｍとなり、ま
たθが上記以外の値をとるときには（すなわち−πから
０ラジアンの間および０から＋πラジアンの間のとき
は）、データＩは、０と１の間で直線的に変化し、三角
形特性となることを示している。また、図３の（ｂ）
は、以下のことを示している。すなわち、クロック信号
ＣＱの位相がクロック信号ＣＩの位相よりπ／２ラジア
ンだけ進んでいるので、データＱは、上記図３の（ａ）
のデータＩの場合に比較して、π／２ラジアンだけずれ
た特性となることを示している。
は、レベルコンパレータ１６で２値のディジタル信号に
整形された上で、クロック信号ＣＩが入力している排他
的論理和ゲート１７および移動平均回路１９からなる回
路ブロック並びにクロック信号ＣＱが入力している排他
的論理和ゲート１８および移動平均回路２０からなる回
路ブロックに送出され、クロック信号ＣＩおよびＣＱと
の位相の比較が行なわれる。図３の（ａ）は、上記排他
的論理和ゲート１７と移動平均回路１９とからなる回路
ブロックの位相比較特性を示すものであり、また同図の
（ｂ）は、上記排他的論理和ゲート１８と移動平均回路
２０とからなる回路ブロックの位相比較特性を示すもの
である。すなわち上記図３の（ａ）においては、横軸の
θはクロック信号ＣＩと上記ディジタル信号化された周
波数変換信号との位相差であり、縦軸は前記データＩで
ある。また同図の（ｂ）においては横軸のθはクロック
信号ＣＱと上記ディジタル信号化された周波数変換信号
との位相差であり、縦軸は、前記データＱである。図３
の（ａ）は、以下のことを示している。すなわち上記ク
ロック信号ＣＩとディジタル信号化された周波数変換信
号とが同相で、θが０ラジアンのときには、排他的論理
和ゲート１７からの前記信号ａは、全て、０となり、そ
のためデータＩも０となり、他方上記両信号が互いに逆
相でθが＋πラジアン又は−πラジアンのときは、信号
ａは、全て、１となり、そのためデータＩは前記ｍビッ
トシフトレジスタ２５のビット数に等しいｍとなり、ま
たθが上記以外の値をとるときには（すなわち−πから
０ラジアンの間および０から＋πラジアンの間のとき
は）、データＩは、０と１の間で直線的に変化し、三角
形特性となることを示している。また、図３の（ｂ）
は、以下のことを示している。すなわち、クロック信号
ＣＱの位相がクロック信号ＣＩの位相よりπ／２ラジア
ンだけ進んでいるので、データＱは、上記図３の（ａ）
のデータＩの場合に比較して、π／２ラジアンだけずれ
た特性となることを示している。
【００２１】上記のようにデータＩは、０≦θ≦πで
は、θに関して正の傾きの一次関数となり、−π≦θ≦
０では負の傾き（絶対値は上記正の傾きと同じになって
いる）の一次関数となっている。またデータＱは、０≦
θ≦πではｍ／２以上でｍ以下となり、−π＜θ＜０で
はｍ／２以下で０以上となる（すなわちデータＱは、θ
が前者の範囲のときはｍ／２以上となり、θが後者の範
囲のときはｍ／２以下となる）。このことはデータＱの
値がｍ／２以上になっているか、ｍ／２以下になってい
るかを検出することで、θの範囲を判別でき、延いて
は、データＩを表わす上記一次関数における上記傾きの
正、負を判別できることになる（図３を用いて、より具
体的に説明するとデータＱがｍ／２以上のときはデータ
Ｉの上記傾きは正、データＱがｍ／２以下のときは、当
該傾きは負と判断できることになる）。そして、データ
Ｑの最大値ｍを何ビットかの２値のディジタル値で表わ
すとしたとき、ｍ／２を超える値の最上位ビットの値を
１とし、ｍ／２を超えない値の最上位ビットの値を０と
することは可能である。データＱのディジタル値表現を
このようにしておいた場合には、上記最上位ビットの値
が１か０かを判断するだけでデータＩの前記傾きが正か
負かを判断できることになる。
は、θに関して正の傾きの一次関数となり、−π≦θ≦
０では負の傾き（絶対値は上記正の傾きと同じになって
いる）の一次関数となっている。またデータＱは、０≦
θ≦πではｍ／２以上でｍ以下となり、−π＜θ＜０で
はｍ／２以下で０以上となる（すなわちデータＱは、θ
が前者の範囲のときはｍ／２以上となり、θが後者の範
囲のときはｍ／２以下となる）。このことはデータＱの
値がｍ／２以上になっているか、ｍ／２以下になってい
るかを検出することで、θの範囲を判別でき、延いて
は、データＩを表わす上記一次関数における上記傾きの
正、負を判別できることになる（図３を用いて、より具
体的に説明するとデータＱがｍ／２以上のときはデータ
Ｉの上記傾きは正、データＱがｍ／２以下のときは、当
該傾きは負と判断できることになる）。そして、データ
Ｑの最大値ｍを何ビットかの２値のディジタル値で表わ
すとしたとき、ｍ／２を超える値の最上位ビットの値を
１とし、ｍ／２を超えない値の最上位ビットの値を０と
することは可能である。データＱのディジタル値表現を
このようにしておいた場合には、上記最上位ビットの値
が１か０かを判断するだけでデータＩの前記傾きが正か
負かを判断できることになる。
【００２２】一方、差分回路２１の出力である差分ΔＩ
は、０≦θ≦πおよび−π≦θ≦０で、ｄθ／ｄｔおよ
び−ｄθ／ｄｔに比例しているので、ディジタル極性切
替回路２２において、−π≦θ≦０での上記差分ΔＩの
極性を反転することにより、上記ディジタル極性切替回
路２２の出力ＯＵＴはｄθ／ｄｔ、即ち受信信号ＩＮの
瞬時角周波数に比例する値となり、周波数検波が実現さ
れることになる。
は、０≦θ≦πおよび−π≦θ≦０で、ｄθ／ｄｔおよ
び−ｄθ／ｄｔに比例しているので、ディジタル極性切
替回路２２において、−π≦θ≦０での上記差分ΔＩの
極性を反転することにより、上記ディジタル極性切替回
路２２の出力ＯＵＴはｄθ／ｄｔ、即ち受信信号ＩＮの
瞬時角周波数に比例する値となり、周波数検波が実現さ
れることになる。
【００２３】図４は、本実施例の具体的測定例を示すも
のである。当該測定に際しては、伝送速度３２００ｂｐ
ｓ、周波数偏移±４．８ＫＨｚの２値ＦＳＫの変調波を
受信信号ＩＮとし、クロック信号ＣＩおよびＣＱの周波
数を２５．６ＫＨｚ、クロック信号ＣＮの周波数を３．
２７６８ＭＨｚ、クロック信号ＣＭの周波数を５１．２
ＫＨｚ、そしてｍビットシフトレジスタ２５のビット数
すなわち移動平均サンプル数ｍを６４としている。同図
において（ｄ）は、上記２値の変調信号であり、（ａ）
および（ｂ）は、それぞれデータＩおよびＱをディジタ
ル／アナログ変換器を用いてモニタした波形である。
のである。当該測定に際しては、伝送速度３２００ｂｐ
ｓ、周波数偏移±４．８ＫＨｚの２値ＦＳＫの変調波を
受信信号ＩＮとし、クロック信号ＣＩおよびＣＱの周波
数を２５．６ＫＨｚ、クロック信号ＣＮの周波数を３．
２７６８ＭＨｚ、クロック信号ＣＭの周波数を５１．２
ＫＨｚ、そしてｍビットシフトレジスタ２５のビット数
すなわち移動平均サンプル数ｍを６４としている。同図
において（ｄ）は、上記２値の変調信号であり、（ａ）
および（ｂ）は、それぞれデータＩおよびＱをディジタ
ル／アナログ変換器を用いてモニタした波形である。
【００２４】２値の変調信号のマーク（−４．８ＫＨ
ｚ）およびスペース（＋４．８ＫＨｚ）に対応して、位
相が直線的に変化するときデータＩおよびＱは、それぞ
れ図３に示した三角形状の変化を示し、またマークとス
ペースの切替点では位相回転が逆回転していることが認
められる。
ｚ）およびスペース（＋４．８ＫＨｚ）に対応して、位
相が直線的に変化するときデータＩおよびＱは、それぞ
れ図３に示した三角形状の変化を示し、またマークとス
ペースの切替点では位相回転が逆回転していることが認
められる。
【００２５】また、同図の（Ｃ）は、ディジタル極性切
替回路２２の出力ＯＵＴをディジタル／アナログ変換器
を用いてモニタした波形である。この出力ＯＵＴの振幅
は、差分回路２１での差分ΔＩにおいて生ずる量子化雑
音による微小振動を含んでいるが、概ね、２値変調信号
の波形と同一の動きを示しており、適切なフィルタを用
いて量子化雑音を除去することにより周波数検波を行な
えることになる。
替回路２２の出力ＯＵＴをディジタル／アナログ変換器
を用いてモニタした波形である。この出力ＯＵＴの振幅
は、差分回路２１での差分ΔＩにおいて生ずる量子化雑
音による微小振動を含んでいるが、概ね、２値変調信号
の波形と同一の動きを示しており、適切なフィルタを用
いて量子化雑音を除去することにより周波数検波を行な
えることになる。
【００２６】なお、本発明は、上記実施例に限定され
ず、本発明の範囲で種々応用変形が可能である。例え
ば、上記実施例では、クロック信号ＣＩとＣＱとでは、
後者の方が、前者よりも位相がπ／２だけ進んだものと
したが、これを逆に前者の方が後者よりも位相がπ／２
だけ進んだものにしてもよい。ただし、この場合は、図
３の（ｂ）に示すデータＱとθとの関係が変化するの
で、ディジタル極性切替回路２２の切替動作もこれに応
じて変更しておく必要があるのは、勿論である。また、
本発明に係る周波数検波回路は、ＦＳＫによる変調波の
みならず一般の周波数変調波の検波にも用いることが出
来ることは無論である。
ず、本発明の範囲で種々応用変形が可能である。例え
ば、上記実施例では、クロック信号ＣＩとＣＱとでは、
後者の方が、前者よりも位相がπ／２だけ進んだものと
したが、これを逆に前者の方が後者よりも位相がπ／２
だけ進んだものにしてもよい。ただし、この場合は、図
３の（ｂ）に示すデータＱとθとの関係が変化するの
で、ディジタル極性切替回路２２の切替動作もこれに応
じて変更しておく必要があるのは、勿論である。また、
本発明に係る周波数検波回路は、ＦＳＫによる変調波の
みならず一般の周波数変調波の検波にも用いることが出
来ることは無論である。
【００２７】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明は、乗算器
や除算器を必要とせず、かつＡ／Ｄ変換器を用いない簡
潔な２値のディジタル信号処理により、周波数検波を行
える周波数検波回路に係るものであるから、回路規模が
比較的小さく、ＩＣ化に適した周波数検波回路の提供を
可能とする。
や除算器を必要とせず、かつＡ／Ｄ変換器を用いない簡
潔な２値のディジタル信号処理により、周波数検波を行
える周波数検波回路に係るものであるから、回路規模が
比較的小さく、ＩＣ化に適した周波数検波回路の提供を
可能とする。
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示す図である。
【図２】図１における移動平均回路の構成を示す図であ
る。
る。
【図３】データＩおよびＱの変化の様子を示す図であ
る。
る。
【図４】本実施例による各波形の具体的測定例を示す図
である。
である。
【図５】従来例を示す図である。
【符号の説明】 １ 直交検波回路 ２ 局部発振回路 ｉ 同相成分信号 ｑ 直交成分信号 ＩＮ 受信信号 ３ 微分器 ４ 微分器 ５ 乗算器 ６ 乗算器 ７ 加算器 ８ 自乗和演算回路 ９ 除算器９ ＯＵＴ 検波出力 １１ クロック発生回路 １２ アナログ極性切替回路 １３ アナログ極性切替回路 １４ 加算器 １５ バンドパスフィルタ １６ レベルコンパレータ １７ 排他的論理和ゲート １８ 排他的論理和ゲート １９ 移動平均回路 ２０ 移動平均回路 ２１ 差分回路 ２２ ディジタル極性切替回路 ２５ ｍビットシフトレジスタ ２６ アップダウンカウンタ ＣＩ クロック信号 ＣＱ クロック信号 ＣＭ クロック信号 ＣＮ クロック信号
Claims (1)
- 【請求項１】 受信した周波数変調波の中心周波数と同
一の周波数の発振信号を出力する局部発振回路と、 上記局部発振回路からの発振信号と、この発振信号の位
相をπ／２だけずらした信号とを用い、上記の受信した
周波数変調波を直交検波して、ベースバンド信号の同相
成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを出力する直交検波回
路と、 周波数が、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの
周波数帯域のＬ倍（ここでＬ＞２）となっている第１の
クロック信号、この第１のクロック信号と位相がπ／２
だけずれている第２のクロック信号、周波数が上記第１
のクロック信号のＭ倍となっている第３のクロック信号
および周波数が上記第１のクロック信号のＮ倍（ここで
Ｎ＞Ｍ）となっている第４のクロック信号を発生するク
ロック発生回路と、 上記同相成分信号ｉおよび上記第１のクロック信号を入
力し、このクロック信号の極性が＋１のときは、上記同
相成分信号ｉそのものを出力し、他方、上記極性が−１
のときは、上記同相成分信号ｉの極性を反転したものを
出力する第１のアナログ極性切替回路と、 上記直交成分信号ｑおよび上記第２のクロック信号を入
力し、このクロック信号の極性が＋１のときは、上記直
交成分信号ｑそのものを出力し、他方、上記極性が−１
のときは、上記直交成分信号ｑの極性を反転したものを
出力する第２のアナログ極性切替回路と、 上記第１のアナログ極性切替回路の出力と上記第２のア
ナログ極性切替回路の出力とを取込み、両出力を加算
し、その加算結果を出力する加算器と、 上記加算器の出力を入力し、所要信号成分の帯域を抽出
して送出するバンドパスフィルタと、 上記バンドパスフィルタの出力を入力し、これを２値レ
ベルの信号に整形して送出するレベルコンパレータと、 上記レベルコンパレータの出力と前記第１のクロック信
号とを取込み、両者の排他的論理和を得て、これを出力
する第１の排他的論理和ゲートと、 上記レベルコンパレータの出力と前記第２のクロック信
号とを取込み、両者の排他的論理和を得て、これを出力
する第２の排他的論理和ゲートと、 上記第１の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４の
クロック信号によりサンプリングしていき、順次、過去
の所定回数に亘るサンプリングでサンプル値が１であっ
た回数を求める第１の移動平均回路と、 上記第２の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４の
クロック信号によりサンプリングしていき、順次、過去
の所定回数に亘るサンプリングで、サンプル値が１であ
った回数を求める第２の移動平均回路と、 上記第１の移動平均回路または第２の移動平均回路のい
ずれか一方からの出力を、上記第３のクロック信号によ
り、順次、サンプリングしていき、前回のサンプル値と
今回のサンプル値との差分をディジタル値として得て、
この差分を出力していく差分回路と、 上記第１の移動平均回路または第２の移動平均回路のう
ち、上記差分回路により出力がサンプリングされない方
の移動平均回路の出力信号の最上位ビットに基づいて、
上記差分回路の出力であるディジタル値の極性を切替え
ることにより周波数検波出力を得て、この周波数検波出
力を送出するディジタル極性切替回路とを備えることを
特徴とする周波数検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12919395A JPH08307466A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12919395A JPH08307466A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08307466A true JPH08307466A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=15003452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12919395A Pending JPH08307466A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08307466A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010127914A (ja) * | 2008-12-01 | 2010-06-10 | Seiko Epson Corp | 周波数測定装置 |
-
1995
- 1995-04-28 JP JP12919395A patent/JPH08307466A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010127914A (ja) * | 2008-12-01 | 2010-06-10 | Seiko Epson Corp | 周波数測定装置 |
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