JPH08307467A

JPH08307467A - 周波数検波回路

Info

Publication number: JPH08307467A
Application number: JP12919495A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Urabe; 健三占部; Morihito Sugiura; 守人杉浦; Hiroki Suzuki; 裕樹鈴木
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1995-04-28
Filing date: 1995-04-28
Publication date: 1996-11-22

Abstract

(57)【要約】【目的】回路規模が小さくＩＣ化に適した周波数検波
回路を提供する。【構成】レベルコンパレータ１６からは、受信信号Ｉ
Ｎの周波数変換信号を２値ディジタル化した変換信号が
送出される。移動平均回路１９、２０は、上記変換信号
とクロック信号ＣＩおよびＣＱ（位相がクロック信号Ｃ
Ｉよりπ／２だけ進んでいる）との位相差を示すデータ
Ｉ、Ｑを出力する。差分回路２１、２２はデータＩ、Ｑ
の時間変化に伴なう差分ΔＩ、ΔＱを出力する。切替回
路は所定の規範に従って、差分ΔＩおよびデータＱの最
上位ビット又は差分ΔＱおよびデータＩの最上位ビット
を出力する。ディジタル極性切替回路は差分ΔＩ、ΔＱ
の極性をデータＩ、Ｑの最上位ビットで切替えて検波出
力ＯＵＴを得て、送出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、周波数変調波を受信す
る無線受信機に用いられる周波数検波回路に係り、特に
回路規模が小さくＩＣ化に好適なものに関する。

【０００２】

【従来の技術】受信信号を中間周波信号に周波数変換し
て、受信処理を行なうヘテロダイン方式に比較して、ダ
イレクトコンバージョン方式は、イメージ除去用のフロ
ントエンドフィルタを必要とせず、回路の小規模化に適
することは、従来よりよく知られている。このダイレク
トコンバージョン方式の従来の周波数検波回路の回路構
成を図５に示す。同図において、直交検波回路１は、受
信信号ＩＮ（周波数変調波）を入力し、局部発振回路２
からの局部発振信号（上記受信信号の中心周波数と同一
周波数となっている）を用いて、いわゆる直交検波を行
ない、ベースバンド信号の同相成分信号ｉおよび直交成
分信号ｑを出力する。微分器３は、同相成分信号ｉを入
力し、この時間微分ｄｉ／ｄｔを得て、これを送出する
回路であり、また、微分器４は、直交成分信号ｑを入力
し、この時間微分ｄｑ／ｄｔを得て、これを出力する回
路である。乗算器５は微分器３からの出力すなわちｄｉ
／ｄｔと直交検波回路１からの直交成分信号ｑとを乗算
し、乗算値を出力する回路であり、乗算器６は、微分器
４からの出力すなわちｄｑ／ｄｔと直交検波回路１から
の同相成分信号ｉとを乗算し、乗算値を出力する回路で
ある。加算器７は、上記乗算器５および６からの出力を
取込み、両者の差（以下、これを信号Ｘという）を得
て、この信号Ｘを送出する回路である。

【０００３】自乗和演算回路８は、直交検波回路１から
の同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを取込み、前記
受信信号ＩＮの電力値に対応するＹ＝ｉ²＋ｑ²（以
下、これを信号Ｙという）を得て、この信号Ｙを送出す
る回路である。除算器９は、上記信号Ｘと信号Ｙを取込
み、両者の比すなわちＸ／Ｙを得て、これを検波出力Ｏ
ＵＴとして出力する回路である。

【０００４】以上のように構成されている従来のダイレ
クトコンバージョン方式の周波数検波回路では、例え
ば、いま、受信信号ＩＮの振幅をＡとし、周波数変調に
基づく瞬時位相成分をθとすると、前記同相成分信号ｉ
および直交成分信号ｑはそれぞれ下記の２式で表わされ
る。

【０００５】ｉ＝Ａｃｏｓθ ｑ＝Ａｓｉｎθ これら２式より上記信号ＸおよびＹを求めると、次のよ
うになる。

【０００６】Ｘ＝ｉ・ｄｑ／ｄｔ−ｑ・ｄｉ／ｄｔ＝Ａ²ｃｏｓ²θ・ｄθ／ｄｔ＋Ａ²ｓｉｎ²θ・ｄθ／ｄｔ＝Ａ²・ｄθ／ｄｔＹ＝ｉ²＋ｑ²＝Ａ²ｃｏｓ²θ＋Ａ²ｓｉｎ²θ＝Ａ² そして除算器９からの検波出力ＯＵＴは、次のようにな
る。

【０００７】ＯＵＴ＝Ｘ／Ｙ＝ｄθ／ｄｔすなわち上記検波出力ＯＵＴは、瞬時位相成分θの微分
値となっており、これは周波数変調成分に他ならず、周
波数検波が行なわれたことになる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の周
波数検波回路をトランジスタやオペアンプを利用してア
ナログ回路で構築しようとすると、自乗和演算回路８や
除算器９の実現が極めて困難となる。別の方法として、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑをＡ／Ｄ変換
器を用いてディジタルデータ化し、以後の各処理を全て
ディジタル回路で対応しようとした場合には、乗算器
５、乗算器６、自乗和演算回路８および除算器９等に語
長の長いディジタル乗算回路や関数テーブルＲＯＭ等が
必要となり、回路規模が著しく大きくなる。

【０００９】特に、上記のような周波数検波回路を移動
通信に利用する場合、前記受信信号ＩＮの振幅値Ａのダ
イナミックレンジは、少なくても６０ｄＢ（約１０００
倍）以上は必要であり、このダイナミックレンジに対応
する分だけでも１０ビット（２¹⁰＝１０２４）を必要と
する。すなわち、この場合は、Ａ／Ｄ変換器を含めて、
全ての乗算回路および関数テーブルＲＯＭの必要語長や
容量が現実的な規模を越えてしまう。

【００１０】本発明は、上記の如き事情に鑑みてなされ
たものであり、回路規模が比較的小さくＩＣ化に適した
新たな回路構成の周波数検波回路の提供を目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、周波数検波回路の構成を以下のようにし
た。すなわち、受信した周波数変調波の中心周波数と同
一の周波数の発振信号を出力する局部発振回路と、上記
局部発振回路からの発振信号とこの発振信号の位相をπ
／２だけずらした信号とを用い、上記の受信した周波数
変調波を直交検波して、ベースバンド信号の同相成分信
号ｉおよび直交成分信号ｑを出力する直交検波回路と、
周波数が、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの
周波数帯域のＬ倍（ここでＬ＞２）となっている第１の
クロック信号、この第１のクロック信号と位相がπ／２
だけずれている第２のクロック信号、周波数が上記第１
のクロック信号のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）となっている第
３のクロック信号および周波数が上記第１のクロック信
号のＮ倍（ここでＮ＞Ｍ）となっている第４のクロック
信号を発生するクロック発生回路と、上記同相成分信号
ｉおよび上記第１のクロック信号を入力し、このクロッ
ク信号の極性が＋１のときは、上記同相成分信号ｉその
ものを出力し、他方、上記極性が−１のときは、上記同
相成分信号ｉの極性を反転したものを出力する第１のア
ナログ極性切替回路と、上記直交成分信号ｑおよび上記
第２のクロック信号を入力し、このクロック信号の極性
が＋１のときは、上記直交成分信号ｑそのものを出力
し、他方、上記極性が−１のときは、上記直交成分信号
ｑの極性を反転したものを出力する第２のアナログ極性
切替回路と、上記第１のアナログ極性切替回路の出力と
上記第２のアナログ極性切替回路の出力とを取込み、両
出力を加算し、その加算結果を出力する加算器と、上記
加算器の出力を入力し、所要信号成分の帯域を抽出して
送出するバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィル
タの出力を入力し、これを２値レベルの信号に整形して
送出するレベルコンパレータと、上記レベルコンパレー
タの出力と前記第１のクロック信号とを取込み、両者の
排他的論理和を得て、これを出力する第１の排他的論理
和ゲートと、上記レベルコンパレータの出力と前記第２
のクロック信号とを取込み、両者の排他的論理和を得
て、これを出力する第２の排他的論理和ゲートと、上記
第１の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４のクロ
ック信号によりサンプリングしていき、順次、過去の所
定回数に亘るサンプリングでサンプル値が１であった回
数を求める第１の移動平均回路と、上記第２の排他的論
理和ゲートよりの出力を前記第４のクロック信号により
サンプリングしていき、順次、過去の所定回数に亘るサ
ンプリングで、サンプル値が１であった回数を求める第
２の移動平均回路と、上記第１の移動平均回路の出力を
上記第３のクロック信号により、順次、サンプリングし
ていき、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分
をディジタル値として得て、この差分を出力していく第
１の差分回路と、上記第２の移動平均回路の出力を上記
第３のクロック信号により、順次、サンプリングしてい
き、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分をデ
ィジタル値として得て、この差分を出力していく第２の
差分回路と、上記第１および第２の差分回路からの出
力、第１および第２の移動平均回路からの出力データの
最上位ビットデータ並びに第１および第２の差分回路か
らの出力のいずれか一方を入力し、上記第１および第２
の移動平均回路からの２つの出力データのうち、それぞ
れのダイナミックレンジの中心値へ相対的に近い値を示
している方の出力データに係る前記差分および上記２つ
の出力データのうち、それぞれのダイナミックレンジの
中心値へ相対的に遠い値を示している方の出力データの
最上位ビットデータを、それぞれ切替差分値および切替
最上位ビットデータとして出力する切替回路と、ディジ
タル値である上記切替差分値の極性を、上記切替最上位
ビットデータによって切替えて周波数検波出力を得て、
これを出力するディジタル極性切替回路とを備える構成
とした。

【００１２】

【実施例】以下、図面に示す実施例に基づいて、本発明
を具体的に説明する。図１は、本実施例の回路構成を示
すものである。同図において、受信信号ＩＮすなわち周
波数変調波を入力する直交検波回路１およびこの直交検
波回路１に受信信号ＩＮの中心周波数と同一周波数の発
振信号を与える局部発振回路２は、それぞれ従来例を示
す図５における直交検波回路１および局部発振回路２と
同様の構成および機能を持つものであり、これらによ
り、上記受信信号ＩＮは、いわゆる通常の直交検波が施
され、直交検波回路１からは、前記同相成分信号ｉおよ
び直交成分信号ｑが送出される。クロック発生回路１１
は、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの帯域の
Ｌ倍（ここでＬ＞２）の周波数のクロック信号ＣＩと、
このクロック信号ＣＩと同一周波数で位相がπ／２だけ
進んでいるクロック信号ＣＱと、上記クロック信号ＣＩ
の周波数のＭ倍（ここでＭ＞Ｌ）の周波数のクロック信
号ＣＭと、上記クロック信号ＣＩの周波数のＮ倍（ここ
でＮ＞Ｍ）の周波数のクロック信号ＣＮとの４種類のク
ロック信号を送出している回路である。

【００１３】アナログ極性切替回路１２は、上記同相成
分信号ｉおよびクロック信号ＣＩを入力し、クロック信
号ＣＩの極性が正すなわち＋１のときは、同相成分信号
ｉそのもの（すなわち同相成分信号ｉにクロック信号Ｃ
Ｉの極性である＋１を乗じたものと同じになる）を出力
し、他方、クロック信号ＣＩの極性が負すなわち−１の
ときは、同相成分信号ｉの極性を反転したもの（結果的
に、同相成分信号ｉに−１を乗じたものと同じになる）
を送出する回路部である。アナログ極性切替回路１３は
上記直交成分信号ｑおよびクロック信号ＣＱを入力し、
クロック信号ＣＱの極性が正すなわち＋１のときは直交
成分信号ｑそのものを出力し、他方、クロック信号ＣＱ
の極性が負すなわち−１のときは直交成分信号ｑの極性
を反転したもの（結果的に、直交成分信号ｑに−１を乗
じたものと同じになる）を出力する回路部である。

【００１４】加算器１４は、上記アナログ極性切替回路
１２の出力およびアナログ極性切替回路１３の出力を入
力し、両出力を加算し、その加算結果を出力する回路部
である。バンドパスフィルタ１５は、加算器１４の出力
を入力し、所要信号成分の帯域だけを抽出して出力する
回路部である。レベルコンパレータ１６は、バンドパス
フィルタ１５からの出力を入力し、これを２値のディジ
タル信号に整形して送出する回路部である。

【００１５】排他的論理和ゲート１７は、上記レベルコ
ンパレータ１６からのディジタル信号と前記クロック信
号ＣＩとを入力し、両信号の排他的論理和を得て、これ
を信号ａとして出力する回路部である。排他的論理和ゲ
ート１８は、上記レベルコンパレータ１６からのディジ
タル信号と前記クロック信号ＣＱとを入力し、両信号の
排他的論理和を得て、これを信号ｂとして出力する回路
部である。移動平均回路１９は、後述の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１７の出力すなわち信号ａ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数（すなわち過去ｍ回におけるサンプリング
で、サンプル値が１であった頻度）を得て、これをデー
タＩとして送出する回路である。また、移動平均回路２
０は、上記移動平均回路１９と同様の構成となってお
り、上記排他的論理和ゲート１８の出力すなわち信号ｂ
を前記クロック信号ＣＮによりサンプリングしていき、
順次、過去ｍ回に亘るサンプリングでサンプル値が１で
あった回数を得て、これをデータＱとして送出する回路
である。

【００１６】差分回路２１は、移動平均回路１９からの
出力すなわちデータＩを前記クロック信号ＣＭにより、
順次、サンプリングしていき、前回のサンプル値と今回
のサンプル値との差分ΔＩをディジタル値として得て、
この差分ΔＩを出力していく回路である。差分回路２２
は、移動平均回路２０からの出力すなわちデータＱを前
記クロック信号ＣＭにより、順次、サンプリングしてい
き、前回のサンプル値と今回のサンプル値との差分ΔＱ
をディジタル値として得て、この差分ΔＱを出力してい
く回路である。

【００１７】切替回路２３は、上記差分回路２１からの
差分ΔＩ、差分回路２２からの差分ΔＱ、上記データＩ
の最上位ビットデータＭＩ、データＱの最上位ビットデ
ータＭＱ、およびデータＱを入力し、データＱとこのデ
ータＱのダイナミックレンジの中心値との差の絶対値を
所定のしきい値と比較することにより、データＩとＱの
いずれが、自己のダイナミックレンジの中心値に相対的
に近いか、遠いかを判断し（データＩとＱとは、互いに
直交した関係にある前記同期成分信号ｉと直交成分信号
ｑとから、それぞれ得られたものであり、一方がその上
記中心値に近いときは、他はその中心値に遠くなるとい
う相反的な関係にあるので、データＩ、Ｑの両方を入力
し、この両方に対して、上記のような判断をする必要は
ないのである）、近くなっていると判断した方のデータ
（データＩ又はＱのいずれか）に係る前記差分（すなわ
ち、データＩの方が、そのダイナミックレンジの中心値
に近くなっていると判断された時点においては、差分Δ
Ｉであり、他方、データＱの方が、そのダイナミックレ
ンジの中心値に近くなっていると判断された時点におい
ては差分ΔＱとなる）を切替差分値ΔＸとして出力し、
更に、遠くなっていると判断した方のデータ（データＩ
又はＱのいずれかであり、上記切替差分値ΔＸになって
いる差分に係るデータでない方のデータ）の最上位ビッ
トデータを切替最上位ビットデータＭＸとして出力する
回路である。

【００１８】ディジタル極性切替回路２４は、ディジタ
ル値である上記切替差分値ΔＸと切替最上位ビットデー
タＭＸとを入力し、切替差分値ΔＸの極性を切替最上位
ビットデータＭＸにより、切替えて、周波数検波出力Ｏ
Ｕ丁すなわちベースバンド信号を得て、これを出力する
回路部である。

【００１９】回路である。

【００２０】図２は、前記移動平均回路１９の構成を詳
細に示すものである。すなわち移動平均回路１９は、い
ずれもクロック信号ＣＮをクロック信号として動作する
ｍビットシフトレジスタ２５とアップダウンカウンタ２
６とから構成されており、ｍビットシフトレジスタ２５
は、排他的論理和ゲート１７からの出力である信号ａを
入力し、これにｍビットだけの遅延を与えて、アップダ
ウンカウンタ２６のダウンカウント端子に与える回路で
あり、またアップダウンカウンタ２６は、アップカウン
ト端子に上記信号ａそのものが与えられ、この信号ａの
値が１である度にカウント値を１だけ大きいものにして
いき、他方ダウンカウント端子には上記ｍビットシフト
レジスタ２５から送出されたｍビットだけ遅延している
信号ａが与えられ、この信号の値が１である度にカウン
ト値を１だけ小さいものにしていくカウンタ回路であ
る。従って、アップダウンカウンタ２６のダウンカウン
ト端子に与えられた信号の値が１であるときには、必然
的にそれよりも（ｍ＋１）ビットだけ前（過去）にアッ
プカウント端子に与えられた信号ａの値も１であり、両
値は、上記機能により相殺され、結局、このアップダウ
ンカウンタ２６は、常に、信号ａに対する過去ｍ回のサ
ンプリングにおいてサンプル値が１であった頻度（回
数）、即ち、移動平均値をデータＩとして出力すること
になる。

【００２１】なお、前述のように移動平均回路２０も上
記移動平均回路１９と同様の構成となっており、こちら
は信号ｂに対する過去ｍ回サンプリングにおいてサンプ
リング値が１であった頻度、即ち、移動平均値をデータ
Ｑとして出力することになる。

【００２２】次に、以上の如くに構成された本実施例の
動作について説明する。受信信号ＩＮは、直交検波回路
１において直交検波され、この直交検波回路１からは、
前記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑが送出され
る。これらは、クロック発生回路１１からのクロック信
号ＣＩおよびＣＱがそれぞれ与えられているアナログ極
性切替回路１２および１３並びに加算器１４からなる回
路部で、再度、直交変調される。このためバンドパスフ
ィルタ１５からの出力は上記受信信号ＩＮの周波数変換
信号となっており、その中心周波数は、クロック信号Ｃ
ＩおよびＣＱの周波数と同一となっている。

【００２３】上記のようにして得られた周波数変換信号
は、レベルコンパレータ１６で２値のディジタル信号に
整形された上で、クロック信号ＣＩが入力している排他
的論理和ゲート１７および移動平均回路１９からなる回
路ブロック並びにクロック信号ＣＱが入力している排他
的論理和ゲート１８および移動平均回路２０からなる回
路ブロックに送出され、クロック信号ＣＩおよびＣＱと
の位相の比較が行なわれる。図３の（ａ）は、上記排他
的論理和ゲート１７と移動平均回路１９とからなる回路
ブロックの位相比較特性を示すものであり、また同図の
（ｂ）は、上記排他的論理和ゲート１８と移動平均回路
２０とからなる回路ブロックの位相比較特性を示すもの
である。すなわち上記図３の（ａ）においては、横軸の
θはクロック信号ＣＩと上記ディジタル信号化された周
波数変換信号との位相差であり、縦軸は前記データＩで
ある。また同図の（ｂ）においては横軸のθはクロック
信号ＣＱと上記ディジタル信号化された周波数変換信号
との位相差であり、縦軸は、前記データＱである。図３
の（ａ）は、以下のことを示している。すなわち上記ク
ロック信号ＣＩとディジタル信号化された周波数変換信
号とが同相で、θが０ラジアンのときには、排他的論理
和ゲート１７からの前記信号ａは、全て、０となり、そ
のためデータＩも０となり、他方上記両信号が互いに逆
相でθが＋πラジアン又は−πラジアンのときは、信号
ａは、全て、１となり、そのためデータＩは前記ｍビッ
トシフトレジスタ２５のビット数に等しいｍとなり、ま
たθが上記以外の値をとるときには（すなわち−πから
０ラジアンの間および０から＋πラジアンの間のとき
は）、データＩは、０と１の間で直線的に変化し、三角
形特性となることを示している。また、図３の（ｂ）
は、以下のことを示している。すなわち、クロック信号
ＣＱの位相がクロック信号ＣＩの位相よりπ／２ラジア
ンだけ進んでいるので、データＱは、上記図３の（ａ）
のデータＩの場合に比較して、π／２ラジアンだけずれ
た特性となることを示している。

【００２４】上記のようにデータＩは、０≦θ≦πで
は、θに関して正の傾きの一次関数となり、−π≦θ≦
０では負の傾き（絶対値は上記正の傾きと同じになって
いる）の一次関数となっている。またデータＱは、０≦
θ≦πではｍ／２以上でｍ以下となり、−π＜θ＜０で
はｍ／２以下で０以上となる（すなわちデータＱは、θ
が前者の範囲のときはｍ／２以上となり、θが後者の範
囲のときはｍ／２以下となる）。このことはデータＱの
値がｍ／２以上になっているか、ｍ／２以下になってい
るかを検出することで、θの範囲を判別でき、延いて
は、データＩを表わす上記一次関数における上記傾きの
正、負を判別できることになる（図３を用いて、より具
体的に説明するとデータＱがｍ／２以上のときはデータ
Ｉの上記傾きは正、データＱがｍ／２以下のときは、当
該傾きは負と判断できることになる）。そして、データ
Ｑの最大値ｍを何ビットかの２値のディジタル値で表わ
すとしたとき、ｍ／２を超える値の最上位ビットの値す
なわち最上位ビットデータＭＱを１とし、ｍ／２を超え
ない値の最上位ビットデータＭＱを０とすることは可能
である。データＱのディジタル値表現をこのようにして
おいた場合には、上記最上位ビットデータＭＱが１か０
かを判断するだけでデータＩの前記傾きが正か負かを判
断できることになる。

【００２５】一方、差分回路２１の出力である差分ΔＩ
は、０≦θ≦πおよび−π≦θ≦０で、それぞれｄθ／
ｄｔおよび−ｄθ／ｄｔに比例しているので、−π≦θ
≦０での上記差分ΔＩの極性を反転することにより、ｄ
θ／ｄｔ、即ち受信信号ＩＮの瞬時角周波数に比例する
値が得られ、周波数検波が実現されることになる。

【００２６】また、差分回路２２の出力である差分ΔＱ
およびデータＩの最上位ビットデータＭＩについても、
上記同様のことがいえる。すなわち図３によるとデータ
Ｑは、−π／２≦θ≦π／２では、θに関して正の傾き
の一次関数となり、−π≦θ≦−π／２およびπ／２≦
θ≦πでは、負の傾き（絶対値は、上記正の傾きおよび
前記正の傾きと同じになっている）の一次関数となって
いる。そして、このデータＱの傾きが、正となるθの範
囲では、データＩはｍ／２以下となり、負となるθの範
囲では、データＩはｍ／２以上となる。このためデータ
Ｉの最大値ｍを前記のようなディジタル値表現で表わし
たときには、この最上位ビットデータＭＩが１か０かを
判断するだけでデータＱの傾きが正か負かを判断でき
る。また、差分回路２２の出力である差分ΔＱは、−π
／２≦θ≦π／２ではｄθ／ｄｔに比例し、−π≦θ≦
−π／２およびπ／２≦θ≦πでは−ｄθ／ｄｔに比例
している。このため、上記最上位ビットデータＭＩによ
りθの範囲を判断し、差分ΔＱが−ｄθ／ｄｔに比例し
ているときは、差分ΔＱの極性を反転するようにしてお
くという方法でも、前記同様に周波数検波が実現される
ことになる。

【００２７】しかし、上記データＩおよびＱの傾き（図
３における傾き）が正負間で反転する特性が、データＩ
若しくはＱの一方に時間波形として現われると、移動平
均回路１９および２０の帯域制限特性に基づき、位相比
較出力の歪がデータＩ、Ｑに出現することがある。切替
回路２３は、上記傾きの反転がある近傍の差分ΔＩ又は
ΔＱは利用せずに、当該反転が近傍にない方の差分ΔＩ
又はΔＱを選択的に利用して上記歪を回避するように動
作する。すなわち、切替回路２３は、データＩとＱとの
その時点の値では、自己のダイナミックレンジ（具体的
には、図３からも分かるように、データＩおよびＱのい
ずれでも０からｍの範囲）の中心値（図３からも分かる
ようにデータＩおよびＱのいずれでもｍ／２となってい
る）に、どちらが相対的に近い値となっているかを判断
し（この場合、前述のように、データＩおよびＱのその
時点の値を、直接、取込んで、どちらの値がｍ／２に近
いかを比較して判断することはせず、データＱのその時
点の値より判断する）、近い値になっている方の差分
（すなわち差分ΔＩ又はΔＱ）および遠い値になってい
る方の最上位ビットデータを、順次切替えて、それぞれ
切替差分値ΔＸおよび切替最上位ビットデータＭＸとし
てディジタル極性切替回路２４に送出する。従って、デ
ータＩの値の方が、データＱの値よりも、ｍ／２に近い
時点には、差分ΔＩおよび最上位ビットデータＭＱが、
それぞれ切替差分値ΔＸおよび切替最上位ビットデータ
ＭＸとして送出され、他方、データＱの値の方が、デー
タＩの値よりも、ｍ／２に近い時点においては、差分Δ
Ｑおよび最上位ビットデータＭＩが、それぞれ切替差分
値ΔＸおよび切替最上位ビットデータＭＸとして送出さ
れる。

【００２８】而して、ディジタル極性切替回路２４に
は、上記のようにして、常に差分ΔＩおよびΔＱのうち
で歪成分のない方が切替差分値ΔＸとして供給され、更
に、この切替差分値ΔＸの極性切替情報として切替最上
位ビットデータＭＸが供給される。そして、このディジ
タル極性切替回路２４は、切替差分値ΔＸの極性を、切
替最上位ビットデータＭＸに基づいて前述のように切替
えることによって、常にｄθ／ｄｔ即ち受信信号ＩＮの
瞬時角周波数に比例する値を得て、これを歪成分の極め
て少ない周波数検波出力ＯＵＴとして送出する。

【００２９】図４は、本実施例の具体的測定例を示すも
のである。当該測定に際しては、伝送速度３２００ｂｐ
ｓ、周波数偏移±４．８ＫＨｚの２値ＦＳＫの変調波を
受信信号ＩＮとし、クロック信号ＣＩおよびＣＱの周波
数を２５．６ＫＨｚ、クロック信号ＣＮの周波数を３．
２７６８ＭＨｚ、クロック信号ＣＭの周波数を５１．２
ＫＨｚ、そしてｍビットシフトレジスタ２５のビット数
すなわち移動平均サンプル数ｍを６４としている。同図
において（ｄ）は、上記２値の変調信号であり、（ａ）
および（ｂ）は、それぞれデータＩおよびＱをディジタ
ル／アナログ変換器を用いてモニタした波形である。

【００３０】２値の変調信号のマーク（−４．８ＫＨ
ｚ）およびスペース（＋４．８ＫＨｚ）に対応して、位
相が直線的に変化するときデータＩおよびＱは、それぞ
れ図３に示した三角形状の変化を示しているが、注意深
く観察すると、前述の懸念の如く三角形の角が丸く歪ん
でいることが分かる（しかし、この影響は、前述のよう
に切替回路２３の機能により除かれている）。更に、マ
ークとスペースの切替点では位相回転が逆回転している
ことが認められる。

【００３１】また、同図の（Ｃ）は、ディジタル極性切
替回路２４の出力ＯＵＴをディジタル／アナログ変換器
を用いてモニタした波形である。この出力ＯＵＴの振幅
は、差分回路２１および２２での差分ΔＩおよびΔＱに
おいて生ずる量子化雑音による微小振動を含んでいる
が、概ね、２値変調信号の波形と同一の動きを示してお
り、適切なフィルタを用いて量子化雑音を除去すること
により周波数検波を行なえることになる。

【００３２】なお、本発明は、上記実施例に限定され
ず、本発明の範囲で種々応用変形が可能である。例え
ば、上記実施例では、クロック信号ＣＩとＣＱとでは、
後者の方が、前者よりも位相がπ／２だけ進んだものと
したが、これを逆に前者の方が後者よりも位相がπ／２
だけ進んだものにしてもよい。ただし、この場合は、図
３の（ｂ）に示すデータＱとθとの関係が変化するの
で、切替回路２３の切替動作等もこれに応じて変更して
おく必要があるのは、勿論である。また、本発明に係る
周波数検波回路は、ＦＳＫによる変調波のみならず一般
の周波数変調波の検波にも用いることが出来ることは無
論である。

【００３３】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明は、乗算器
や除算器を必要とせず、かつＡ／Ｄ変換器を用いない簡
潔な２値のディジタル信号処理により、周波数検波を行
える周波数検波回路に係るものであるから、回路規模が
比較的小さく、ＩＣ化に適した周波数検波回路の提供を
可能とする。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路構成を示す図である。

【図２】図１における移動平均回路の構成を示す図であ
る。

【図３】データＩおよびＱの変化の様子を示す図であ
る。

【図４】本実施例による各波形の具体的測定例を示す図
である。

【図５】従来例を示す図である。

【符号の説明】

１直交検波回路２局部発振回路ｉ同相成分信号ｑ直交成分信号ＩＮ受信信号３微分器４微分器５乗算器６乗算器７加算器８自乗和演算回路９除算器９ＯＵＴ検波出力１１クロック発生回路１２アナログ極性切替回路１３アナログ極性切替回路１４加算器１５バンドパスフィルタ１６レベルコンパレータ１７排他的論理和ゲート１８排他的論理和ゲート１９移動平均回路２０移動平均回路２１差分回路２２差分回路２３切替回路２４ディジタル極性切替回路２５ｍビットシフトレジスタ２６アップダウンカウンタＣＩクロック信号ＣＱクロック信号ＣＭクロック信号ＣＮクロック信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信した周波数変調波の中心周波数と同
一の周波数の発振信号を出力する局部発振回路と、上記局部発振回路からの発振信号と、この発振信号の位
相をπ／２だけずらした信号とを用い、上記の受信した
周波数変調波を直交検波して、ベースバンド信号の同相
成分信号ｉおよび直交成分信号ｑを出力する直交検波回
路と、周波数が、上記同相成分信号ｉおよび直交成分信号ｑの
周波数帯域のＬ倍（ここでＬ＞２）となっている第１の
クロック信号、この第１のクロック信号と位相がπ／２
だけずれている第２のクロック信号、周波数が上記第１
のクロック信号のＭ倍となっている第３のクロック信号
および周波数が上記第１のクロック信号のＮ倍（ここで
Ｎ＞Ｍ）となっている第４のクロック信号を発生するク
ロック発生回路と、上記同相成分信号ｉおよび上記第１のクロック信号を入
力し、このクロック信号の極性が＋１のときは、上記同
相成分信号ｉそのものを出力し、他方、上記極性が−１
のときは、上記同相成分信号ｉの極性を反転したものを
出力する第１のアナログ極性切替回路と、上記直交成分信号ｑおよび上記第２のクロック信号を入
力し、このクロック信号の極性が＋１のときは、上記直
交成分信号ｑそのものを出力し、他方、上記極性が−１
のときは、上記直交成分信号ｑの極性を反転したものを
出力する第２のアナログ極性切替回路と、上記第１のアナログ極性切替回路の出力と上記第２のア
ナログ極性切替回路の出力とを取込み、両出力を加算
し、その加算結果を出力する加算器と、上記加算器の出力を入力し、所要信号成分の帯域を抽出
して送出するバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィルタの出力を入力し、これを２値レ
ベルの信号に整形して送出するレベルコンパレータと、上記レベルコンパレータの出力と前記第１のクロック信
号とを取込み、両者の排他的論理和を得て、これを出力
する第１の排他的論理和ゲートと、上記レベルコンパレータの出力と前記第２のクロック信
号とを取込み、両者の排他的論理和を得て、これを出力
する第２の排他的論理和ゲートと、上記第１の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４の
クロック信号によりサンプリングしていき、順次、過去
の所定回数に亘るサンプリングでサンプル値が１であっ
た回数を求める第１の移動平均回路と、上記第２の排他的論理和ゲートよりの出力を前記第４の
クロック信号によりサンプリングしていき、順次、過去
の所定回数に亘るサンプリングで、サンプル値が１であ
った回数を求める第２の移動平均回路と、上記第１の移動平均回路の出力を上記第３のクロック信
号により、順次、サンプリングしていき、前回のサンプ
ル値と今回のサンプル値との差分をディジタル値として
得て、この差分を出力していく第１の差分回路と、上記第２の移動平均回路の出力を上記第３のクロック信
号により、順次、サンプリングしていき、前回のサンプ
ル値と今回のサンプル値との差分をディジタル値として
得て、この差分を出力していく第２の差分回路と、上記第１および第２の差分回路からの出力、第１および
第２の移動平均回路からの出力データの最上位ビットデ
ータ並びに第１および第２の差分回路からの出力のいず
れか一方を入力し、上記第１および第２の移動平均回路
からの２つの出力データのうち、それぞれのダイナミッ
クレンジの中心値へ相対的に近い値を示している方の出
力データに係る前記差分および上記２つの出力データの
うち、それぞれのダイナミックレンジの中心値へ相対的
に遠い値を示している方の出力データの最上位ビットデ
ータを、それぞれ切替差分値および切替最上位ビットデ
ータとして出力する切替回路と、ディジタル値である上記切替差分値の極性を、上記切替
最上位ビットデータによって切替えて周波数検波出力を
得て、これを出力するディジタル極性切替回路とを備え
ることを特徴とする周波数検波回路。