KR20000062562A

KR20000062562A - 수신장치

Info

Publication number: KR20000062562A
Application number: KR1020000007484A
Authority: KR
Inventors: 아라이다이스케; 우노마사히로
Original assignee: 이데이 노부유끼; 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 1999-02-22
Filing date: 2000-02-17
Publication date: 2000-10-25
Also published as: JP2000244593A; US6697437B1; EP1032171A2

Abstract

본 발명의 목적은 디지털 변조신호를 수신할 때에 수신주파수의 보정이 양호하게 실행되도록 하는 것이다. 수신신호 심볼의 위상을 소정의 양자화수로 판정하는 위상판정수단(42)과, 위상판정수단(42)에 의해 판정된 위상판정 샘플사이의 위상차를 검출하는 위상차 검출수단(43)과, 위상차 검출수단(43)의 검출출력을 평균화하는 평균화수단(44)과를 갖춤으로써, 평균화수단(44)의 출력에 기초하여 주파수 신시사이저의 출력주파수를 제어할 수 있다.

Description

수신장치{Receiving apparatus}

본 발명은 디지털 변조신호를 수신하는 수신장치에 관한 것으로, 특히 수신주파수에 대한 보정기술에 관한 것이다.

디지털 변조신호의 수신장치는, 예를 들면 도 1에 나타낸 구성과 같다. 이 예는 디지털 신호화된 음성신호를 수신하는 수신장치의 예이다. 안테나(11)에 의해 디지털 변조된 신호가 수신되고, 그 수신신호가 고주파 증폭기(12)에 의해 소망의 전력으로 증폭된 후, 주파수 변환기(13)에서 주파수 신시사이저(14)의 출력과 혼합되어서, 소정의 중간 주파수신호로 주파수 변환된다. 변환된 중간 주파수신호는 중간 주파증폭기(15)에서의 증폭과 대역제한필터(16)에서의 대역제한이 행해진 후, 직교검파기(17)에 공급되어 직교검파를 행하고, 베이스벤드신호로 된다. 이 직교검파는 주파수 신시사이저(18)에서 공급되는 반송파 주파수의 신호에 동기하여 행해진다.

직교검파기(17)에 의해 변환된 베이스밴드신호는 복조기(19)에 공급되어서 부호판정이 행해지고, 그 판단된 데이터가 오류정정회로(20)에 의해 오류정정된 후, 음성복호기(21)에 공급되어서 음성복호처리가 행해지고, 그 복호된 음성신호가 후단의 음성출력회로(도시 생략)에 공급된다.

여기에서, 주파수 변환기(13)에 의해 주파수 변환되는 주파수나 직교검파기에 의해 검파되는 주파수는 주파수 신시사이저(14, 18)에서 공급되는 주파수에 의해 결정되지만, 이 주파수 신시사이저(14, 18)에서 공급되는 주파수가 수신신호의 주파수에 동기하도록 하기 위하여 주파수보정을 행할 필요가 있다.

도 2는 종래의 이러한 주파수보정을 행하기 위한 구성을 나타내는 블록도이다. 이 주파수보정은 복조기(19)에 의해 복조된 수신신호 심볼(symbol)에 기초하여 보정을 행하는 것이다. 즉, 복조기(19)에 의해 복조된 수신신호 심볼의 주파수 오프셋(offset)을 주파수 오프셋 검출기(31)에서 검출하고, 그 검출된 주파수 오프셋의 값을 적분기(32)에 의해 적분하여 평균화한다. 이 적분기(32)로서는 디지털 적분기를 사용한다. 적분기(32)에 의해 적분되어서 평균화한 값을 디지털·아날로그 변환기(33)에 의해 아날로그의 전압으로 변환하고, 변환된 전압을 전압제어 발진기(34)의 제어전압 입력에 공급하여 전압제어 발진기(34)의 출력주파수를 제어한다. 이 전압제어 발진기(34)의 출력을 주파수 신시사이저(14, 18)에 공급하여 양 주파수 신시사이저(14, 18)의 출력주파수를 제어한다.

이와 같은 방식으로 제어를 행하는 것으로, 수신주파수의 보정을 행할 수 있다. 여기에서, 상기와 같은 구성에 의해 디지털 변조신호의 수신주파수의 보정이 어떻게 행해지는지를 설명한다. 우선, 수신되는 디지털 변조신호에 대해서 설명하면, 동위상(in-phase) 성분의 디지털 정보신호를 I(t), 직교성분의 디지털 정보신호를 Q(t)라고 하면 정보성분의 신호 x(t)는 x(t) = I(t) + jQ(t)와 같은 복소수로 정의될 수 있다. 이 디지털 변조신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

s(t) = Re (x (t)·e^j2πfct)

여기에서, fc는 반송파 주파수를 나타내고, 반송파는 복소정현파(complex sinusoidal wave) c(t) = e^j2πfct로 표현된다.

디지털 변조된 수신신호는, 수신기측에서 직교복조를 행함으로써, 정보성분의 신호를 베이스밴드신호로서 추출한다. 이하에서는 직교복조에 대해서 설명한다. 디지털 변조된 수신신호는 반송파와 역회전의 수신반송파를 승산함으로써 다음과 같은 방식으로 복조된다.

여기에서, X(f)는 x(t)의 주파수를 나타내고, x^*(t)와 X^*(f)는 x(t)와 X(f)의 복소공역(complex conjugate)을 나타낸다. 로우패스 필터에 의해 복조된 수신신호로부터 저역신호만을 취함으로써 베이스밴드신호가 얻어질 수 있다.

디지털변조에 사용한 반송파의 반송주파수와 직교복조에 사용한 복소정현파의 주파수사이에 주파수 오프셋 Δf가 존재할 경우, 직교복조에 의해 변환된 수신신호는 다음의 수학식 3으로 표현되고, 로우패스 필터에서 저역신호만을 추출한 후 얻어진 베이스밴드신호는, 도 8에 나타낸 바와 같이 IQ평면상에서 각속도 ω = 2π·Δf의 시간적 위상회전으로서 관측된다.

이것이 수신신호의 부호판정오류에 중대한 영향을 미치므로, 수신기측에서 송수신 주파수 오프셋을 측정하고 수신반송파 주파수를 보정할 필요가 있다.

다음으로, 도 2의 구성을 참조하여 주파수 오프셋을 추정(estimation)하는 처리에 대해서 설명한다. 복조기(19)에 의해 출력된 수신신호 심볼(r_t)과 이전에 복조된 수신신호 심볼(r_t-n)에 대응하는 송신신호 심볼이 동일할 때, r_t와 r_t-n사이의 복소공역승산을 행하여 구한 값에 대하여 arctan연산을 함으로써, 위상회전각 Δθ를 검출할 수 있다. 어느 일정 간격 Δt에 IQ평면상에서 회전한 위상회전각 Δθ를 구함으로써, 주파수 오프셋 Δf를 다음과 같이 구할 수 있다.

Δf = Δθ/(2π·Δt)

종래의 주파수 오프셋을 추정하는 처리에는 다음과 같은 문제점이 있다. 심볼사이의 위상회전각을 검출할 때, 2개 심볼의 복소공역 승산에 의해 얻어진 값에 대하여 arctan연산이 필요하지만, arctan연산은 계산량이 비교적 크게 되기 때문에, 실시간(real time) 처리가 필요한 경우 연산처리가 필요한 시간내에 종료되지 않는 것이 일어날 수 있다. 이것을 피하기 위하여, 종래에는 다음과 같은 근사(approximation)가 행해지고 있다. 여기에서, r_tk진폭을 A_t, 위상각을 θ_t, 동상신호를 i_t, 직교신호를 q_t로서 표시한다.

Δθ가 0에 근접할 때 Δθ = sin Δθ로 간주하여 근사하는 것을 이용하면 위상회전각 Δθ는 다음의 식과 같이 표시할 수 있다.

Δθ = q_t·i_t-n- i_t·q_t-n

그러나, 이 근사를 이용하면 검출할 수 있는 주파수 오프셋의 위상회전각은 ±π/2의 범위이내에 제한된다. 위상회전각이 ±π/2의 범위를 초과하는 경우에 주파수 오프셋을 오검출하는 것이 된다. 또한, 수학식 5에 따르면 수신신호의 강도에 의해 위상회전각의 추정값이 변화하기 때문에, 주파수 오프셋의 추정값이 변화함으로써 수속(收束)시간 및 보정오차에 흐트러짐(variation)이 생긴다. 또, 종래의 주파수 오프셋 검출에 사용하는 수신신호 심볼의 간격은 일정하기 때문에, 심볼간격을 좁게 하면 주파수 인입범위가 넓게 되는 바 인입 후 주파수 보정오차가 크게 되어 버리고, 심볼사이의 간격을 넓게 하면 인입 후 주파수 보정오차가 작게 되는 바 주파수 인입범위가 좁게 된다는 문제점이 있었다.

본 발명의 목적은 이러한 종류의 디지털 변조신호를 수신하는 경우에, 수신주파수의 보정이 양호하게 행해지도록 하는 것이다.

본 발명은 수신신호 심볼의 위상을 소정의 양자화수로 판정하는 위상판정수단과, 위상판정수단에 의해 판정된 위상판정 샘플들사이의 위상차를 검출하는 위상차 검출수단과, 위상차 검출수단의 검출출력을 평균화하는 평균화수단과를 갖추고, 평균화수단의 출력에 기초하여 주파수 신시사이저의 출력주파수를 제어하도록 한 것이다.

이 구성에 따르면, 위상판정수단에서는 소정의 양자화수에 의해 위상을 디지털적으로 판정하고, 그 판정된 위상값과 직전의 위상값과의 차가 위상차 검출수단에 의해 검출되고, 이 검출된 위상차가 평균화수단에 의해 소정으로 평균화되고, 그 평균화된 주파수 오차에 기초하여 주파수 신시사이저의 출력이 제어되고, 수신처리되는 주파수가 보정된다.

도 1은 수신기의 전체 구성의 예를 나타내는 블록도이다.

도 2은 종래의 자동수신 주파수 제어구성의 예를 나타내는 블록도이다.

도 3은 종래의 수신신호 심볼의 위상회전상태의 예를 나타내는 설명도이다.

도 4은 본 발명의 일실시의 형태에 따른 구성을 나타내는 블록도이다.

도 5는 본 발명의 일실시의 형태에 따른 8상의 8위상판정의 개념을 나타내는 설명도이다.

도 6은 본 발명의 일실시의 형태에 따른 위상판정처리를 나타내는 플로우차트이다.

도 7는 본 발명의 일실시의 형태에 따른 샘플링 간격을 변화시키는 처리를 나타내는 플로우차트이다.

도 8는 본 발명의 일실시의 형태에 따른 4상의 4위상판정의 개념을 나타내는 설명도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호설명

13. 주파수 변환기 14,18. 주파수 신시사이저

17. 직교검파기 19. 복조기

33. 디지털·아날로그 변환기 34. 전압제어 발진기

41. 샘플회로 42. 위상판정기

43. 감산기 44. 디지털 적분기

45. 비교기 46. 임계값 발생기

이하, 본 발명의 일실시의 형태를 도 4∼8을 참조하여 설명한다. 이 도 4∼8에 있어서, 종래의 예로서 설명한 도 1이하의 도면에 대응하는 부분에는 동일 부호를 붙이고, 그 상세한 설명은 생략한다.

본 실시의 형태에 있어서는 종래의 예로서 도 1에 나타낸 구성의 디지털신호 수신장치에 적용되는 주파수 보정회로가 제공되며, 도 4에 나타낸 구성으로 하고 있다. 즉, 복조기(19)에 의해 복조된 수신신호 심볼을 샘플회로(41)에서 샘플하고, 그 샘플된 수신신호 심볼을 위상판정기(42)에 공급한다. 이 경우, 샘플회로(41)에서의 샘플타이밍은 비교기(45)의 비교결과에 기초하여 설정된다. 그 샘플타이밍의 설정처리에 대해서 후술한다.

위상판정기(42)에서는 수신신호 심볼을 소정의 양자화수로 판정한다. 여기서는 양자화수로서 8상(eight phases)으로 판정한다. 즉, 도 5에 나타낸 바와 같이 수신심볼의 동상성분을 I, 직교성분을 Q로 한 IQ평면상의 2π의 범위를 등간격으로 8상으로 분할하고(즉, 양자화 스텝이 π/4), 각각의 범위에 예를 들면 3비트 데이터 "0", "1", "10", "11", "100", "101", "110", "111"을 할당한다.

예를 들면, 도 5에 나타낸 바와 같이 어느 샘플타이밍의 심볼의 위상이 θ₁일 때, 위상판정기(42)에서 데이터 "0"으로 하고, 다음의 샘플타이밍의 심볼의 위상이 θ₂일 때, 위상판정기(42)에서 데이터 "1"로 한다.

그리고, 위상판정기(42)에 의해 판정된 위상판정값의 데이터를 감산기(43)에 공급하고, 직전의 샘플데이터의 판정값과의 차 Δθ가 연산된다. 예를 들면, 상술한 바와 같이 2개의 샘플타이밍의 데이터가 "000"및 "1"일 때, 양 데이터사이의 차 "1"이 연산된다. 그 차의 데이터는 디지털 적분기(44)에 공급하여 적분시켜서 소정 기간의 위상차의 평균값 E[Δθ]를 연산한다. 이 평균값 E[Δθ]는 주파수 오프셋 Δf에 비례한 값이 된다.

디지털 적분기(44)에 의해 적분된 데이터는 디지털/아날로그 변환기(33)에 공급하여 아날로그 전압신호로 변환하고, 변환된 아날로그 전압신호를 전압제어 발진기(34)의 제어전압입력에 공급하고, 전압제어 발진기(34)의 출력주파수를 제어한다. 이 전압제어 발진기(34)의 출력을 주파수 신시사이저(14, 18)에 공급하고, 양 주파수 신시사이저(14, 18)의 출력주파수를 제어하여 주파수 출력 오프셋 Δf을 보정한다.

또, 디지털 적분기(44)의 적분데이터를 비교기(45)에 공급하여 임계값 발생기(46)에서 공급되는 임계값와 비교하고. 그 비교결과에 기초하여 샘플회로(41)에서의 샘플 간격을 변화시킨다. 구체적으로는 소정 주파수의 수신을 개시한 초기상태에서는 비교적 좁은 샘플 간격을 설정하여 주파수 오프셋 Δf의 값이 작게 됨에 따라서, 비교적 넓은 샘플 간격으로 변화시키도록 하는 구성이다. 그 구체적인 처리에 대해서는 후술한다.

다음으로, 위상판정기(42)에서 위상판정을 행하는 처리에 대해서 상세하게 설명한다. 위상판정기(42)에 의해 8상의 위상판정을 행하는 경우, 수신신호 심볼 x_t= (i_t, q_t)에 따른 위상판정심볼 r_t는 다음의 수학식 7의 알고리즘에 의해 나타낼 수 있다. 단, 여기에서 +를 ○으로 둘러싼 기호는 비트마다의 배타적 논리합 연산(소위, E_xOR연산)을 행하는 것을 나타내고, 숫자는 16진수에 의한 표현이다.

이 수학식 7의 알고리즘을 플로우차트로 나타내면, 도 6에 나타낸 바와 같이 된다. 즉, 우선 위상판정 샘플 r_t= 0으로 하고(스텝 101), i_t의 값이 0미만인가 아닌가를 판단한다(스텝 102). 여기에서 0미만인 경우에는 i_t의 값과 소정의 16진수값 "0x03"과의 E_xOR연산을 행함으로써 얻어진 값을 i_t의 값으로 한다(스텝 103). 다음으로, q_t의 값이 0미만인가 아닌가를 판단한다(스텝 104). 여기에서, q_t가 0미만일 경우에는 q_t의 값과 소정의 16진수값 "0x0f"와의 E_xOR연산을 행함으로써 얻어진 값을 q_t의 값으로 한다(스텝 105). 또한, i_t의 절대값과 q_t의 절대값과를 비교하여(스텝 106), q_t의 절대값이 큰 경우에는 위상판정 샘플 r_t의 값으로서 r_t의 값과 소정의 16진수값 "0x01"과의 E_xOR연산을 행함으로써 얻어진 값을 위상판정 샘플 r_t의 값으로 한다(스텝 107).

이러한 방식으로, 위상판정을 행함으로써, 위상판정기(42)에서 수신신호 심볼의 위상을 정확하게 8개의 값으로 양자화할 수 있다.

다음으로, 샘플타이밍을 변화시키는 처리를, 도 7의 플로우차트를 참조하여 설명한다. 우선, 소정의 채널에 의해 신호의 수신이 개시되면 샘플회로(41)는 샘플 간격으로서 미리 준비된 초기값을 설정한다(스텝201). 이 초기값은 비교적 좁은 샘플 간격으로 설정된다. 이 상태에서, 위상판정기(42)에 의해 위상판정처리를 행하고(스텝 202), 위상회전각 Δθ를 산출시키고(스텝 203), 비교기(45)에서는 적분기(44)의 출력에서 판정된 위상회전각 Δθ의 값이 임계값 발생기(46)에 의해 설정된 임계값 M미만의 값인가 아닌가를 판단한다(스텝 204). 여기에서, 그 값이 임계값 M미만이 아닌 것으로 판단된 경우에 처리는 스텝(202)으로 돌아가서 다음의 샘플타이밍의 위상판정처리를 행한다.

그리고, 위상회전각 Δθ의 값이 임계값 M미만의 값으로 판단된 경우에는 주파수 오프셋 Δf의 값이 작은 것으로 판단하여 샘플회로(41)에서의 샘플 간격을 넓히고(스텝 205), 그리고 나서 처리는 스텝(202)으로 돌아간다.

이상 설명한 본 실시의 형태에 의한 수신장치에 의하면 수신신호레벨에 관계없이 정확한 주파수 오프셋의 판정이 행해지고, 정확한 주파수보정이 행해질 수 있다. 즉, 위상판정기(42)에서는 작은 양자화수(여기에서는 8상)에 기초하여 판정을 행함으로써, 정확하게 주파수 오프셋을 판단할 수 있고, 위상판정기의 회로규모 및 연산처리의 양을 간략화할 수 있으며, 또한 수신신호 레벨에 관계없이 높은 정도(精度)의 위상판정을 할 수 있다.

또한, 본 실시의 예에 의하면 위상차 검출수단으로서 감산기(43)의 위상차 검출출력을 적분기(44)에 의해 평균화하기 때문에, 잡음에 의한 위상회전각의 오차를 작게 할 수 있는 동시에 주파수 검출 정도(精度)를 향상시킬 수 있다. 그것은 양자화수가 듬성듬성하더라도 평균샘플수를 증가시킴으로써, 정도(精度)를 향상시킬 수 있는 원리에 의한다. 또, 본 예와 같이 위상판정기(42)에 의해 8상으로 양자화를 행한 경우에는 감산기(43)가 -3π/4 ∼ +3π/4정도 범위의 주파수 오프셋을 검출할 수 있게 되며, 주파수 오프셋을 검출할 수 있는 범위가 종래보다 넓게 된다. 즉, 도 2에 나타낸 예의 경우에는 -π/2∼ +π/2 정도 범위의 주파수 오프셋밖에 검출할 수 없었던 것에 비하여 넓은 범위의 주파수 오프셋을 검출할 수 있게 되며, 보다 주파수 오프셋이 큰 경우에도 대처할 수 있게 된다.

또, 샘플 간격을 그 때의 주파수 오프셋에 따라서 변화시킴으로써, 주파수 오프셋 인입(pulling-in)범위를 넓게 할 수 있는 동시에 인입후의 주파수보정 오차를 극소화할 수 있다. 또한, 도 7의 플로우차트에 나타낸 예에서는 샘플 간격을 초기상태와 주파수 오프셋이 작게 된 상태의 2단계로 변화시키도록 하였으나, 보다 촘촘한 단계수로 샘플 간격을 변화시켜도 좋다. 또, 어떤 요인으로 신호를 수신하는 중에 주파수 오프셋이 크게 된 경우에는 샘플 간격을 좁은 상태로 되돌리도록 하여도 좋다.

한편, 상술한 실시의 형태에서는 위상판정기에 의해 위상판정을 행할 때의 양자화수를 8상으로 하였으나, 다른 양자화수를 사용하여도 좋다. 예를 들면, 위상판정기에서의 양자화수를 4상으로 하여도 좋다. 즉, 도 8에 나타낸 바와 같이 수신신호 심볼의 동위상 성분을 I, 직교성분을 Q로 한 IQ평면상의 2π의 범위를 등간격으로 4상(four phases)으로 분할함으로써(즉, 양자화 스텝이 π/2), 각각의 범위에 예를 들면 2비트 데이터 "0", "1", "10", "11"을 할당하여 위상판정을 행한다. 이 경우의 수신신호 심볼 x_t= (i_t, q_t)에 대해서 위상판정샘플 r_t는 다음의 수학식 8의 알고리즘으로 나타낼 수 있다. 단, 여기에서의 기호[｜]는 비트마다의 논리합 연산(소위, OR연산)이며, 여기에서 +를 ○으로 둘러싼 기호는 비트마다의 배타적 논리합 연산(소위, E_xOR연산)을 행하는 것을 나타내고, 숫자는 16진수 표현이다.

이 4상의 양자화에 의해 위상판정을 행한 경우에는 -π/2 ∼ +π/2 정도 범위의 주파수 오프셋을 검출할 수 있게 된다. 이 주파수 오프셋의 검출 범위는 종래 예로서 도 2에 나타낸 구성의 검출 범위와 동등하지만, 검출 정도(精度)가 수신신호 레벨에 의존하지 않으므로, 종래의 것보다도 검출 정도가 높은 동시에 샘플 간격의 제어를 행함으로써 인입 후의 주파수 오차를 극소화할 수 있는 효과를 가진다.

한편, 여기까지 설명한 예에서는 샘플 간격의 제어를 행한 예이지만, 샘플회로(41)에서의 샘플 간격을 항상 일정하게 하여 비교기(45) 및 임계값 발생기(46)를 설치하지 않는 구성으로도 좋다.

청구항 1에 기재한 발명에 의하면, 위상판정수단에 의해 소정의 양자화수로 위상을 디지털적으로 판정하고, 그 판정된 위상값과 직전의 위상값과의 차를 검출하여 그 위상차의 평균값에 기초하여 주파수 보정을 행함으로써, 수신신호레벨에 의존하지 않고 양호한 주파수 오프셋의 검출을 행하고, 그 검출한 주파수 오프셋값에 기초하여 양호한 주파수 보정을 할 수 있다.

청구항 2에 기재한 발명에 의하면, 청구항 1에 기재한 발명에 있어서, 위상판정수단에 의해 위상판정하는 샘플링 간격을 평균화수단의 출력에 기초하여 변화시키는 샘플링간격 설정수단을 갖춤으로써, 수단(means) 오프셋의 인입(pulling-in)범위를 넓게 할 수 있고, 또한 수속(收束)(converging)시의 보정오차를 극소화할 수 있다.

청구항 3에 기재한 발명에 의하면, 청구항 1에 기재한 발명에 있어서 위상판정수단이 판정하는 위상의 양자화수를 8상으로 함으로써, 위상판정샘플사이의 위상회전각이 -3π/4 ∼ +3π/4 정도의 넓은 범위의 주파수 오프셋을 검출하여 양호한 주파수보정을 할 수 있게 된다.

청구항 4에 기재한 발명에 의하면, 청구항 1에 기재한 발명에 있어서 위상판정수단이 판정하는 위상의 양자화수를 4상으로 함으로써, 위상판정샘플사이의 위상회전각이 -π/2 ∼ +π/2 정도 범위의 주파수 오프셋을 검출하여 양호한 주파수보정을 할 수 있게 된다.

첨부도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시예에 한정되는 것이 아니며 첨부된 청구항에 정의된 본 발명의 사상이나 범위를 벗어나지 않고도 다양한 변화와 개량이 가능함은 물론이다.

Claims

수신장치에 있어서,

출력주파수를 가변 설정하기 위한 주파수 신시사이저와,

상기 주파수 신시사이저의 출력에 기초하여 수신신호의 주파수를 변환하는 주파수 변환수단과,

상기 주파수 변환수단에 의해 출력된 수신신호 심볼의 위상을 소정의 양자화수에 의해 판정하는 위상판정수단과,

상기 위상판정수단에 의해 판정된 위상판정샘플사이의 위상차를 검출하는 위상차 검출수단과,

상기 위상차 검출수단의 검출출력을 평균화하는 평균화수단과,

상기 평균화수단의 출력에 기초하여 상기 주파수 신시사이저의 출력주파수를 제어하는 제어수단과를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
제 1항에 있어서,

상기 위상판정수단에 의해 위상판정되는 샘플링간격을 상기 평균화수단의 출력에 기초하여 변화시키는 샘플링간격 설정수단을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
제 1항에 있어서,

상기 위상판정수단에 의해 판정되는 위상의 양자화수는 8상(eight phases)인 것을 특징으로 하는 수신장치.
제 1항에 있어서,

상기 위상판정수단에 의해 판정되는 위상의 양자화수는 4상(four phases)인 것을 특징으로 하는 수신장치.