JPH05207087A - デジタル信号受信装置 - Google Patents
デジタル信号受信装置Info
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- JPH05207087A JPH05207087A JP4010695A JP1069592A JPH05207087A JP H05207087 A JPH05207087 A JP H05207087A JP 4010695 A JP4010695 A JP 4010695A JP 1069592 A JP1069592 A JP 1069592A JP H05207087 A JPH05207087 A JP H05207087A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 位相変調方式によるデジタルデータ通信にお
いて、位相検波されたベースバンド信号の振幅ゆらぎに
よる誤検出を防止する。 【構成】 搬送波の周波数ＦC、変調デジタル信号のシ
ンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧１／２・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で受信高周波信
号からベースバンド信号を検波する位相検波手段６と、
周波数ＦC−ＦLで位相が回転するベースバンド信号に対
してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換する直交成分導出手段７
と、直交成分導出手段７により変換された直交成分デー
タと１タイムスロット前の直交成分データとから変調デ
ジタル信号を演算導出する遅延検波手段８とを備えたデ
ジタル信号受信装置であって、遅延検波手段８に、演算
導出された変調デジタル信号が有意であるか否かをベー
スバンド信号の振幅値に基づき判断して、有意と判断さ
れた信号を出力する判別手段を設ける。
いて、位相検波されたベースバンド信号の振幅ゆらぎに
よる誤検出を防止する。 【構成】 搬送波の周波数ＦC、変調デジタル信号のシ
ンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧１／２・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で受信高周波信
号からベースバンド信号を検波する位相検波手段６と、
周波数ＦC−ＦLで位相が回転するベースバンド信号に対
してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換する直交成分導出手段７
と、直交成分導出手段７により変換された直交成分デー
タと１タイムスロット前の直交成分データとから変調デ
ジタル信号を演算導出する遅延検波手段８とを備えたデ
ジタル信号受信装置であって、遅延検波手段８に、演算
導出された変調デジタル信号が有意であるか否かをベー
スバンド信号の振幅値に基づき判断して、有意と判断さ
れた信号を出力する判別手段を設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、携帯電話やＬＡＮ等の
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
るデジタル信号受信装置に関し、詳述すれば、搬送波の
周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦB、正
整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で受信高周波信
号からベースバンド信号を検波する位相検波手段と、前
記位相検波手段により検波され周波数ＦC−ＦLで位相が
回転するベースバンド信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ
変換する直交成分導出手段と、前記直交成分導出手段に
より変換された直交成分データと１タイムスロット前の
直交成分データとから変調デジタル信号を演算導出する
遅延検波手段とを備えて構成してあるデジタル信号受信
装置に関する。
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
るデジタル信号受信装置に関し、詳述すれば、搬送波の
周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦB、正
整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で受信高周波信
号からベースバンド信号を検波する位相検波手段と、前
記位相検波手段により検波され周波数ＦC−ＦLで位相が
回転するベースバンド信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ
変換する直交成分導出手段と、前記直交成分導出手段に
より変換された直交成分データと１タイムスロット前の
直交成分データとから変調デジタル信号を演算導出する
遅延検波手段とを備えて構成してあるデジタル信号受信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】上述のデジタル信号受信装置により受信
される高周波信号は、通常、周波数帯を効率よく使用す
べく帯域が制限されているので、前記位相検波手段によ
り検波されたベースバンド信号は、図２に示すように、
シンボルの切り替わり時に振幅が小となる。そして、従
来の遅延検波手段は、この現象を特別に考慮して構成す
るものではなかった。
される高周波信号は、通常、周波数帯を効率よく使用す
べく帯域が制限されているので、前記位相検波手段によ
り検波されたベースバンド信号は、図２に示すように、
シンボルの切り替わり時に振幅が小となる。そして、従
来の遅延検波手段は、この現象を特別に考慮して構成す
るものではなかった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
のデジタル信号受信装置によれば、シンボルの切り替わ
り時に振幅が極端に小となる場合には位相情報が曖昧に
なるため復調誤差を生じ、変調デジタル信号の正確な導
出ができない場合があるという欠点があった。本発明の
目的は上記欠点を解消する点にある。
のデジタル信号受信装置によれば、シンボルの切り替わ
り時に振幅が極端に小となる場合には位相情報が曖昧に
なるため復調誤差を生じ、変調デジタル信号の正確な導
出ができない場合があるという欠点があった。本発明の
目的は上記欠点を解消する点にある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明によるデジタル信号受信装置の特徴構成は、前記
遅延検波手段に、演算導出された変調デジタル信号が有
意であるか否かを前記ベースバンド信号の振幅値に基づ
き判断して、有意と判断された信号を出力する判別手段
を設けてある点にある。
本発明によるデジタル信号受信装置の特徴構成は、前記
遅延検波手段に、演算導出された変調デジタル信号が有
意であるか否かを前記ベースバンド信号の振幅値に基づ
き判断して、有意と判断された信号を出力する判別手段
を設けてある点にある。
【０００５】
【作用】判別手段は、複数シンボル間にわたりベースバ
ンド信号の振幅値を把握して、変調デジタル信号が演算
導出されたタイミングにおける前記振幅値が設定値より
小の場合は有意でないと判断してそのデータを破棄し、
次の演算導出タイミングに備える。そして、変調デジタ
ル信号が演算導出されたタイミングにおける前記振幅値
が設定値以上であれば有意であると判断してそのデータ
を新の変調デジタル信号として採用するのである。設定
値としては、例えば、複数シンボル間にわたるベースバ
ンド信号の最大振幅値の５０％の値等、任意に設定すれ
ばよい。その結果、１タイムスロット毎に採用されたデ
ータを変調デジタル信号として出力することになる。
ンド信号の振幅値を把握して、変調デジタル信号が演算
導出されたタイミングにおける前記振幅値が設定値より
小の場合は有意でないと判断してそのデータを破棄し、
次の演算導出タイミングに備える。そして、変調デジタ
ル信号が演算導出されたタイミングにおける前記振幅値
が設定値以上であれば有意であると判断してそのデータ
を新の変調デジタル信号として採用するのである。設定
値としては、例えば、複数シンボル間にわたるベースバ
ンド信号の最大振幅値の５０％の値等、任意に設定すれ
ばよい。その結果、１タイムスロット毎に採用されたデ
ータを変調デジタル信号として出力することになる。
【０００６】
【発明の効果】本発明により、シンボルの切り替わり時
に振幅が極端に小となる場合であっても、正確に変調デ
ジタル信号を復調できるデジタル信号受信装置を提供で
きるようになった。
に振幅が極端に小となる場合であっても、正確に変調デ
ジタル信号を復調できるデジタル信号受信装置を提供で
きるようになった。
【０００７】
【実施例】以下に実施例を説明する。デジタル信号受信
装置は、図１に示すように、受信高周波信号を増幅する
増幅手段５と、増幅された高周波信号から直交するベー
スバンド信号を検波する位相検波手段６と、その位相検
波手段６により検波されたベースバンド信号をＡ／Ｄ変
換する直交成分導出手段７と、変換された直交成分デー
タと１スロット前の直交成分データとから変調デジタル
信号を演算導出する遅延検波手段８とで構成してあり、
前記遅延検波手段８を、変調デジタル信号を導出する第
一遅延検波部８Ａと、その第一遅延検波部８Ａにより導
出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する第
二遅延検波部８Ｂ等で構成してある。
装置は、図１に示すように、受信高周波信号を増幅する
増幅手段５と、増幅された高周波信号から直交するベー
スバンド信号を検波する位相検波手段６と、その位相検
波手段６により検波されたベースバンド信号をＡ／Ｄ変
換する直交成分導出手段７と、変換された直交成分デー
タと１スロット前の直交成分データとから変調デジタル
信号を演算導出する遅延検波手段８とで構成してあり、
前記遅延検波手段８を、変調デジタル信号を導出する第
一遅延検波部８Ａと、その第一遅延検波部８Ａにより導
出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する第
二遅延検波部８Ｂ等で構成してある。
【０００８】詳述すると、前記位相検波手段６は、前記
増幅手段５の出力信号から、搬送波の周波数ＦC、変調
デジタル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対し
て、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等で構成してあり、本実
施例ではＦC＝１５０ＭＨｚ、ＦL＝１４６ＭＨｚ、ＦB
＝１ＭＨｚ、Ｎ＝１で構成してある。前記直交成分導出
手段７は、周波数１６ＭＨｚのクロック発振器７１と、
そのクロック発振器７１からのクロック信号に同期して
前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器７２とで構成してあり、前記位相検波手段６によ
り検波され周波数ＦC−ＦL（＝４ＭＨｚ）でビートする
ベースバンド信号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換する。
増幅手段５の出力信号から、搬送波の周波数ＦC、変調
デジタル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対し
て、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等で構成してあり、本実
施例ではＦC＝１５０ＭＨｚ、ＦL＝１４６ＭＨｚ、ＦB
＝１ＭＨｚ、Ｎ＝１で構成してある。前記直交成分導出
手段７は、周波数１６ＭＨｚのクロック発振器７１と、
そのクロック発振器７１からのクロック信号に同期して
前記ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器７２とで構成してあり、前記位相検波手段６によ
り検波され周波数ＦC−ＦL（＝４ＭＨｚ）でビートする
ベースバンド信号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換する。
【０００９】前記遅延検波手段８は、位相がπ／２異な
る前記直交成分データを角度成分データに変換する角度
変換器８Ｃと、角度変換器８Ｃによる角度成分データと
１タイムスロット前の角度成分データとから変調デジタ
ル信号を演算導出する遅延検波部８Ａ，８Ｂとで構成し
てある。詳述すると、前記角度変換器８Ｃは、位相角０
°から３６０°に対応して００Ｈから０ＦＦＨのＨＥＸ
データが格納されたＲＯＭ８１と、位相がπ／２異なる
前回にＡ／Ｄ変換器７２で変換されたデジタル信号を確
保するシフトレジスタ８２と、前記Ａ／Ｄ変換器７２で
最新に変換されたデジタル信号と前記シフトレジスタ８
２のデータとから前記ベースバンド信号の角度成分デー
タを前記ＲＯＭ８１から読み出すアクセス回路（図示せ
ず）とで構成してある。前記遅延検波部８Ａ，８Ｂは、
それぞれ前記角度成分データを１タイムスロット遅延さ
せるシフトレジスタ群Ｔ１，Ｔ２と、シフトレジスタ群
のうち最終段のシフトレジスタの値と最新の角度成分デ
ータを減算する演算器８３，８４で構成してある。前記
演算器８３が変調デジタル信号を導出する第一遅延検波
部となり、前記演算器８４がその第一遅延検波部により
導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する
第二遅延検波部となる。つまり、演算器８３，８４の出
力が００Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度成
分データが等しければ前回と今回のデータが等しく、演
算器８３，８４の出力が８０Ｈ、即ち、１タイムスロッ
ト前と今回の角度成分データが位相反転していれば前回
と今回のデータは異なると判別される。
る前記直交成分データを角度成分データに変換する角度
変換器８Ｃと、角度変換器８Ｃによる角度成分データと
１タイムスロット前の角度成分データとから変調デジタ
ル信号を演算導出する遅延検波部８Ａ，８Ｂとで構成し
てある。詳述すると、前記角度変換器８Ｃは、位相角０
°から３６０°に対応して００Ｈから０ＦＦＨのＨＥＸ
データが格納されたＲＯＭ８１と、位相がπ／２異なる
前回にＡ／Ｄ変換器７２で変換されたデジタル信号を確
保するシフトレジスタ８２と、前記Ａ／Ｄ変換器７２で
最新に変換されたデジタル信号と前記シフトレジスタ８
２のデータとから前記ベースバンド信号の角度成分デー
タを前記ＲＯＭ８１から読み出すアクセス回路（図示せ
ず）とで構成してある。前記遅延検波部８Ａ，８Ｂは、
それぞれ前記角度成分データを１タイムスロット遅延さ
せるシフトレジスタ群Ｔ１，Ｔ２と、シフトレジスタ群
のうち最終段のシフトレジスタの値と最新の角度成分デ
ータを減算する演算器８３，８４で構成してある。前記
演算器８３が変調デジタル信号を導出する第一遅延検波
部となり、前記演算器８４がその第一遅延検波部により
導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する
第二遅延検波部となる。つまり、演算器８３，８４の出
力が００Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度成
分データが等しければ前回と今回のデータが等しく、演
算器８３，８４の出力が８０Ｈ、即ち、１タイムスロッ
ト前と今回の角度成分データが位相反転していれば前回
と今回のデータは異なると判別される。
【００１０】以下に、前記遅延検波部８Ａ，８Ｂにおけ
る演算原理である二重差動符号化通信方式を説明する。
Δφを位相角初期値、Δωを周波数誤差による１タイム
スロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次差動位相
差として、前記直交成分導出手段７により導出された２
タイムスロット前の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ），
ｓｉｎ（Δφ））、１タイムスロット前の直交検波出力
を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω
＋Ｓ２）） 現在の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ
２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２））とすると、
２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。これらを
さらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去されるのである。
る演算原理である二重差動符号化通信方式を説明する。
Δφを位相角初期値、Δωを周波数誤差による１タイム
スロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次差動位相
差として、前記直交成分導出手段７により導出された２
タイムスロット前の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ），
ｓｉｎ（Δφ））、１タイムスロット前の直交検波出力
を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω
＋Ｓ２）） 現在の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ
２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２））とすると、
２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。これらを
さらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去されるのである。
【００１１】前記遅延検波手段８には、前記直交成分導
出手段７によりＡ／Ｄ変換されたベースバンド信号に対
応する振幅データを入力してあり、その遅延検波手段８
により周波数ＦC−ＦLでビートするベースバンド信号か
らπ／２間隔で演算導出された変調デジタル信号に対し
て、そのタイミングでの振幅データが、１タイムスロッ
トの振幅データの最大値の５０％の値より大であれば、
その変調デジタル信号の値を採用し、１周期の振幅デー
タの最大値の５０％の値より小であれば、その変調デジ
タル信号の値を破棄する判別手段１１を設けてある。即
ち、図２に示すように、１タイムスロット内での振幅が
最大値の５０％以上の範囲でのデータが有効データとな
り、５０％以下の範囲でのデータが無効データとなる。
特に、シンボルの切替り時に演算導出されたデータが無
効データになりやすい。
出手段７によりＡ／Ｄ変換されたベースバンド信号に対
応する振幅データを入力してあり、その遅延検波手段８
により周波数ＦC−ＦLでビートするベースバンド信号か
らπ／２間隔で演算導出された変調デジタル信号に対し
て、そのタイミングでの振幅データが、１タイムスロッ
トの振幅データの最大値の５０％の値より大であれば、
その変調デジタル信号の値を採用し、１周期の振幅デー
タの最大値の５０％の値より小であれば、その変調デジ
タル信号の値を破棄する判別手段１１を設けてある。即
ち、図２に示すように、１タイムスロット内での振幅が
最大値の５０％以上の範囲でのデータが有効データとな
り、５０％以下の範囲でのデータが無効データとなる。
特に、シンボルの切替り時に演算導出されたデータが無
効データになりやすい。
【００１２】上述の二重差動符号化通信方式を採用した
送信装置は、図３に示すように、伝送すべきデジタル信
号を１タイムスロット遅延させて加算する第一差動手段
１と、その第一差動手段１により生成された第一変調信
号を再度１タイムスロット遅延させて加算する第二差動
手段２と、その第二差動手段２により生成された第二変
調信号により搬送波の位相を変調するリング変調器等で
なる位相変調手段３と、その位相変調手段３により生成
された信号を送信する送信手段４とから構成してある。
前記第一差動手段１及び第二差動手段２は、伝送すべき
デジタル信号を１タイムスロット遅延するシフトレジス
タ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅延信号とをｍｏ
ｄ．２で加算する加算器で構成してある。
送信装置は、図３に示すように、伝送すべきデジタル信
号を１タイムスロット遅延させて加算する第一差動手段
１と、その第一差動手段１により生成された第一変調信
号を再度１タイムスロット遅延させて加算する第二差動
手段２と、その第二差動手段２により生成された第二変
調信号により搬送波の位相を変調するリング変調器等で
なる位相変調手段３と、その位相変調手段３により生成
された信号を送信する送信手段４とから構成してある。
前記第一差動手段１及び第二差動手段２は、伝送すべき
デジタル信号を１タイムスロット遅延するシフトレジス
タ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅延信号とをｍｏ
ｄ．２で加算する加算器で構成してある。
【００１３】以下に別実施例を説明する。先の実施例で
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４６ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・
ＦBを満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例
では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、
これに限定するものではなく任意の位相変調に適用で
き、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。
この場合は、演算器８３，８４の出力は、０，π／２，
π，３π／２に対応して００Ｂ，０１Ｂ，１０Ｂ，１１
Ｂのバイナリーデータが得られる。
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４６ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・
ＦBを満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例
では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、
これに限定するものではなく任意の位相変調に適用で
き、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。
この場合は、演算器８３，８４の出力は、０，π／２，
π，３π／２に対応して００Ｂ，０１Ｂ，１０Ｂ，１１
Ｂのバイナリーデータが得られる。
【００１４】先の実施例では、遅延検波手段を、直交成
分データを角度成分データに変換して、その角度成分デ
ータと１タイムスロット前の角度成分データとから変調
デジタル信号を演算導出するように構成した二重差動符
号化通信方式を採用したものを説明したが、遅延検波手
段としては、図４に示すように、直交成分導出部にて導
出された直交成分データを１タイムスロット遅延させる
シフトレジスタＳＲ０，・・・，ＳＲ８と、以下の演算
を行う演算部ＯＰとで構成してもよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ） この他、本発明の判別手段は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／
２）・Ｎ・ＦBを満たす周波数ＦLでベースバンド信号を
検波する方式の任意の回路構成においても採用可能であ
る。
分データを角度成分データに変換して、その角度成分デ
ータと１タイムスロット前の角度成分データとから変調
デジタル信号を演算導出するように構成した二重差動符
号化通信方式を採用したものを説明したが、遅延検波手
段としては、図４に示すように、直交成分導出部にて導
出された直交成分データを１タイムスロット遅延させる
シフトレジスタＳＲ０，・・・，ＳＲ８と、以下の演算
を行う演算部ＯＰとで構成してもよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ） この他、本発明の判別手段は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／
２）・Ｎ・ＦBを満たす周波数ＦLでベースバンド信号を
検波する方式の任意の回路構成においても採用可能であ
る。
【００１５】尚、特許請求の範囲の項に図面との対照を
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
【図１】デジタル信号受信装置のブロック構成図
【図２】タイミングチャート
【図３】デジタル信号送信装置のブロック構成図
【図４】別実施例を示すデジタル信号受信装置のブロッ
ク構成図
ク構成図
６ 位相検波手段 ７ 直交成分導出手段 ８ 遅延検波手段 １１ 判別手段
Claims (1)
- 【請求項１】 搬送波の周波数ＦC、変調デジタル信号
のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で受信高周波信
号からベースバンド信号を検波する位相検波手段（６）
と、 前記位相検波手段（６）により検波され周波数ＦC−ＦL
で位相が回転するベースバンド信号に対してπ／２間隔
でＡ／Ｄ変換する直交成分導出手段（７）と、 前記直交成分導出手段（７）により変換された直交成分
データと１タイムスロット前の直交成分データとから変
調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段（８）とを
備えて構成してあるデジタル信号受信装置であって、 前記遅延検波手段（８）に、演算導出された変調デジタ
ル信号が有意であるか否かを前記ベースバンド信号の振
幅値に基づき判断して、有意と判断された信号を出力す
る判別手段（１１）を設けてあるデジタル信号受信装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010695A JP2744542B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010695A JP2744542B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207087A true JPH05207087A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2744542B2 JP2744542B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=11757422
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4010695A Expired - Lifetime JP2744542B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | デジタル信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2744542B2 (ja) |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP4010695A patent/JP2744542B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2744542B2 (ja) | 1998-04-28 |
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