CN1813438B - 一种用于与模式序列同步的方法、设备和系统 - Google Patents

Abstract

包括模式序列的同步。在同步中，对第一模式序列的通常含有振幅和/或相位信息的各码元执行相关从而得到第一差分相位信息序列，对第二模式序列的通常含有振幅和/或相位信息的各码元执行相关从而得到第二差分相位信息序列，再对第一和第二差分相位信息序列执行相关从而得到相关结果。然后，根据所得到的相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步。

Description

一种用于与模式序列同步的方法、设备和系统

技术领域

本发明涉及用于在第一模式序列与第二模式序列之间的模式(pattern)序列同步的方法和设备。在本说明书中所讨论的一些实施例涉及在所接收的例如可在发射设备处产生的模式序列与接收设备的基准(reference)模式序列之间的同步。一些实施例可在带有帧同步的单载波收发信机(transceiver)内用来检测导频信号、在单载波正交直接变换收发信机内用来检测单载波和/或在OFDM(正交频分多路复用)系统内用来发现训练序列。 

背景技术

帧同步通常在接收链内用来启动其他一些功能块和/或纠错回路。通常在接收机处已知的和通过导频检测和同步方案同步的基准模式序列通常给接收机数据辅助误差检测器回路一些必需的信息，一般用于改善接收机性能。 

在基于连续传输的系统内，通常必需有非常能容忍信号失真的体系结构。主要误差之一是发射机/接收机载波频率失配。 

基准导频码元(symbol)序列与接收数据内的导频码元序列的同步按照现有技术通常是通过将接收模式序列的IQ码元与导频码元基准模式序列相关来实现的。这样的过程通常也称为导频向量(PV)相关过程。 

在以下对传统的PV相关过程的说明中，假设发射机与接收机之间没有频率失配。 

通常是持久地对接收导频码元运行这种相关。对于每个接收导频码元s(n)，通常是用基准导频码元(r(1)...r(Z))对最后“Z”个接收码元(s(n)...s(n-Z))执行相关。 

其中，Z为搜索序列长度。 

假设没有不完善，如果基准导频码元模式序列与接收的导频码元模式序列匹配，而且“|s(n)|＝|r(k)|＝α”，则相关输出corr_PV通常为： 

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{PV}}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{z}a\·a\·e^{j\left(0\right)}=Z\·a^2---\left(3\right)$

收发信系统的模拟级通常会引入不希望有的不完善性，诸如(但不限于)发射机/接收机载波频率和/或相位失配。通常，载波频率越高，对发射机和/或接收机载波频率失配的影响越大。例如，在系统启动过程期间，通常失配会更大一些。接收机必需能在可能的最大范围内检测和/或校正这些影响。通常将载波频率失配看作所接收的IQ码元s(n)上的递增相移

按照现有技术，传统方法通常是将所接收的IQ码元模式序列与基准导频码元模式序列相关。这种方法通常对载波频率失配颇为敏感，因为每个相关积受到看作IQ码元旋转

的失配的影响。通常要将在整个模式序列长度上计算得到的这些相关积相加。这样，载频失配的影响通常使相关结果明显失真。 

如上面所提到的，载波失配对上面所说明的模式序列相关具有值得注意的影响。在载波失配超过一定范围的情况下相关通常得不到必要的周期性最大峰值。因此，发现不了导频序列和/或成帧的精确位置。此外，对基准导频码元和/或接收导频码元操作的与帧关连的操作块以及检测块会到不到必要的输入。甚至，由于不能发现导频序列，接收机往往进入不了“锁定”状态。 

也就是说，如果采用传统的帧同步方法，数字接收机通常在高于失配门限时不能启动。典型的是，基于现有技术相关的帧同步技术只能容忍在一定限度内的载波频率偏差，因为载频失配的影响通常使相 关结果明显失真。 

发明内容

因此，本发明的一些实施例的目的是增大对载波频率失配的可容忍范围。 

按照本发明的一些实施例，这个目的可以例如用在这里所说明的和在权利要求书中所列举的方法、设备、系统和/或计算机程序实现。 

本发明的一些实施例用通常包含在码元模式序列内的差分相位信息进行相关。与现有技术相比，可以有以下优点： 

-在数字接收机输入端，通常可容忍高得多的载波频率失配，导频检测能够在该载波频率失配上操作； 

-在模式序列同步中，作为相关的一个结果，可得到恒定的载波频率失配； 

-通常改善了接收机的导频码元产生； 

-按照本发明的一些实施例，快速载波频率和/或相位误差检测器通常可在更差的失配范围内工作(其可从相关过程中直接得出)；以及 

-对接收导频码元和基准导频码元进行操作的检测器通常在较差的载波失配时获得改善的输入。 

按照本发明的一些实施例，提供了一种用于与模式序列同步的方法。这种方法包括：对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第一差分相位信息序列的第一相关步骤；对第二模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第二差分相位信息序列的第二相关步骤；对第一和第二差分相位信息序列执行相关，从而得到相关结果的第三相关步骤；以及根据所得到的相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定步骤。 

按照其他一些实施例，提供了一种用于与模式序列同步的设备。这种设备包括：一种用于与模式序列同步的设备，所述设备包括：对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差 分相位信息序列的第一相关装置；对第二模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二相关装置；对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三相关装置；以及根据相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定装置。 

按照又一些实施例，提供了一种用于与模式序列同步的系统。这种系统包括发射设备，这个发射设备本身包括产生用于同步的模式序列的码元的产生装置，以及发射模式序列的码元的发射装置。这种系统还包括接收设备，这个接收设备本身包括对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差分相位信息序列的第一相关装置，接收发射设备所发射的模式序列的码元的接收装置，对含有振幅和相位信息的接收模式序列码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二相关装置，对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三相关装置，以及根据相关结果确定接收模式序列与基准模式序列之间的同步的确定装置。 

按照另一些实施例，提供了一种计算机程序产品。这种计算机程序产品包括在产品在计算机上运行时可执行一种方法的软件代码部分。这种方法包括：对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第一差分相位信息序列的第一相关步骤；对第二模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第二差分相位信息序列的第二相关步骤；对第一和第二差分相位信息序列执行相关，从而得到相关结果的第三相关步骤；以及根据所得到的相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定步骤。 

按照本发明的又一些实施例，提供了一种用于与模式序列同步的系统。这种系统包括：发射设备，这个发射设备本身包括产生用于同步的模式序列的码元的码元产生装置，以及发射模式序列的码元的发射机。这种系统还包括接收设备，这个接收设备包括对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差分相位信息序列的第一处理器，接收发射机所发射的模式序列的码元的接收机，对 含有振幅和相位信息的接收模式序列码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二处理器，对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三处理器，以及根据相关结果确定接收模式序列与基准模式序列之间的同步的第四处理器。 

附图说明

为了理解本发明的一些实施例，下面对附图作一下说明，在这些附图中： 

图1示出了例示按照本发明的一些实施例与模式序列同步的一般方法的典型流程图； 

图2示出了例示按照本发明的一些实施例与模式序列同步的典型设备的示范性原理方框图； 

图3示出了按照本发明的一些实施例设计的包括导频检测原理的一般单载波系统的典型方框图； 

图4示出了TCM 32调制的数据码元和QPSK调制的导频码元的示范性星座图； 

图5示出了按照本发明的一些实施例用周期性插入的预定导频码元模式序列实现的典型IQ数据流帧同步的情况； 

图6示出了按照本发明的一些实施例设计的导频位置观察块的示范性方框图； 

图7示出了包括基准模式序列的典型导频码元模式序列； 

图8示出了例示典型的理想QPSK调制的导频码元位置的示范性星座图； 

图9示出了例示由于载波频率失配而引起的经转动的导频码元位置的典型星座图； 

图10至12示出了例示按照现有技术的一般相关技术的示范性星座图；以及 

图13至18示出了一些示范性模拟结果。 

具体实施方式

图1示出了例示按照本发明的一些实施例设计的使第一模式序列和第二模式序列同步的典型方法的流程图。在步骤S11，对第一模式序列的各个码元r(k)＝r_I(k)+jr_Q(k)执行相关，所述第一相关步骤得到第一差分相位信息序列α_r(k)。在步骤S12，对第二模式序列的各个码元s(n)＝s_I(n)+js_Q(n)执行相关，所述第二相关步骤得到第二差分相位信息序列α_s(n)。在步骤S13，对第一和第二差分相位信息序列进行相关，所述第三相关步骤得到相关结果corr_DPV(n)。然后，在步骤S14，通常根据所得到的相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步。 

图2示出了例示按照本发明的一些实施例设计的同步两个模式序列的公用同步器20的方框图。同步器20通常至少包括：对第一模式序列的码元r(k)＝r_I(k)+jr_Q(k)执行相关和/或输出第一差分相位信息序列α_r(k)的第一相关块21，对第二模式序列的码元s(n)＝s_I(n)+js_Q(n)执行相关和/或输出第二差分相位信息序列α_s(n)的第二相关块，对第一和/或第二差分相位信息序列进行相关和/或输出相关结果corr_DPV(n)的第三相关块23，以及根据相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定块24。 

以上所说明的相关技术的目的之一是为了发现第一模式序列在第二模式序列内的绝对位置。这种相关技术通常都基于利用差分相位信息和/或差分相位向量(DPV)序列。DPVα_s通常是从第二模式序列的码元s(n)(可以是当前接收的码元s(n))和第二模式序列的前一码元s(n-1)计算出来的。第一模式序列的DPVα_r(k)是从码元r(k+1)和码元r(k)计算出来的。 

其中 

Δ

_s＝ _s(n)-

_s(n-1)； 

Δ

_r＝

_r(n)-

_r(n-1)； 

第一DPV的个数通常比码元的第一模式序列的长度Z少。 

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{DPV}}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{z-1}{\mathrm{\α}}_s(n-k)\·{\mathrm{\α}}_r*(Z-1-k);$

第三相关通常对第二模式序列的最后“Z-1”个DPV(α_s(n)...α_s(n-Z-1))和第一模式序列的最后“Z-1”个DPV(α_r(Z-1)...α_r(1))执行。如果假设没有不完善，在第一和第二模式序列匹配的情况下，在“|s(n)|＝|r(k)|＝α”时，相关就可得到： 

${\mathrm{corr}}_{\mathrm{DPV}}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{Z-1}{a}^2\·a^2\·e^{j\left(0\right)}=(Z-1)\·a^4---\left(6\right)$

因此，至少从式(3)和(6)可见，在一些优选和/或理想的情况下，现有技术与本发明的一些实施例的相关技术之间的差别有时可以看作只是“α”的幂。 

可以例如不断对第二模式序列的码元执行第二和第三相关步骤。对于每个码元s(n)，典型的是对后Z个码元s(n)...s(n-Z)执行第二相关。也就是说，对于每次重复m，将这些码元移位一个码元，从而通常一次两个地对第二模式序列的Z个码元l+m至Z+m执行相关。 

在第一与第二模式序列之间载波频率失配的情况下，例如是由于发射第二模式序列的发射机的载波频率与接收发射机所发射的第二模式序列的接收机的载波频率之间的失配引起的，按照现有技术得到的PV相关技术结果通常将明显减小。图8示出了非常优选的和/或理想的码元位置，按照本发明的一些实施例，这些码元是QPSK(正交相移键控)调制的。图9示出了由于载波频率失配而转动了的示范性码元位置。在码元上通常将失配Δf看作将第二模式序列进行递增相移

的旋转(通常是逐码元的)。也就是说，在很多情况下，与s(0)相比，s(2)的旋转

Δf＝f_transmit-f_receiver；

其中，PS为码元或导频间距。 

在载波失配的情况下，第二模式序列的s′(n)和DPVα′_s(n)为： 

因此，码元s′(n)通常转动了(式8a)，而DPV只转动了

 (式8b)。 

对于按照现有技术的相关技术和按照本发明一些实施例的相关技术，通常有： 

在假设模式序列匹配、“|s(n)|＝|r(k)|=α”但有载波频率失配的情况下，通常有： 

从图10至12可见，在相对于corr_PV的增量相移

的情况下(式5)，PV相关结果corr′_PV通常减小。corr′_PV的和内的每项通常都受较大的相移影响。图10示出了有代表性的第一和第二码元n＝2的相关积cv，图11示出了有代表性的三个相继的第一和第二导频码元的相关积cv(0..2)，而图12示出了为cv(0)至cv(2)之和的共同相关向量corr_PV。 

对照来看，按照本发明的一些实施例在有载波频率失配的情况下得到的corr′_DPV结果通常只转动相移

(式6)。 

为了实现方便，通常将相关结果取为实部加虚部的平方： 

|corr′_DPV(n)|²＝(Z-1)²·a⁸

                                        (14) 

通常将载波频率失配对现有技术的导频向量(PV)方法相关结果(式(13))的影响看作可能最大值的明显减小。如图11所示，每个cv(n)都要再转动。 

对于本发明的一些实施例的DPV相关方法(式(14))，通常可以全部消除频率误差的影响。DPV相关结果的绝对值与载波频率没有失配的相比并没有改变。此外，这种DPV相关技术还可用于载波频率误差检测。它可提供相关结果corr_DPV的相位信息和/或相角，作为恒定载波频率失配。 

第二模式序列的码元可以包含在数据码元流内，可以用与数据码元流内的数据码元不同的方式调制，并且可以根据不同的调制从数据码元流中检测出来。 

如上面所提到的，第二模式序列可以是由接收设备从发射设备接收到的序列，而第一模式序列(通常形成第二模式序列的至少一部分)在其中执行第一至第三相关步骤的接收设备内通常是已知的。 

发射设备可以至少包括产生第二模式序列的码元的装置和/或将第二模式序列的码元发送给接收设备的装置。此外，发射设备还可以包括：按照第一调制方案对第二模式序列的数据进行调制从而提供第二模式序列的码元的第一调制装置、按照第二调制方案对有效负载数据进行调制从而提供数据码元流的第二调制装置和/或将第二模式序列的码元插入数据码元流的插入装置。 

以下将说明本发明的一些将这种相关方案用于通常带有帧同步的单载波收发信系统的实施例。然而，本发明并不局限于单载波收发信系统，还可例如在单载波正交直接变换收发信机内用来进行单载波检测和/或在OFDM系统内用来寻找训练序列(至少在有频率误差的情况下)。 

图3示出了有代表性的带有采用按照本发明的一些实施例所设计的导频检测的帧同步的单载波系统的方框图。成帧通常基于周期性插入的导频码元模式序列。在数字接收机内导频检测是关键过程，并且通常负责帧同步。目的是发现模式序列在接收数据内的绝对位置。 

如图3所示，发射机内的Tx(发射机)导频产生块44产生预定的导频码元模式序列。通常是根据PRBS(伪随机二元序列)比特序列和/或其他的QPSK(正交相移键控)调制产生。也就是说，通常在块44 内对所产生的PRBS比特序列进行QPSK调制，和/或输出经QPSK调制的IQ(同相，正交相位)导频码元。因此，如图4所示，这些导频码元通常都具有相同的绝对振幅值，但在相位关系上通常例如差45°、135°、225°和/或315°。在QAM(正交振幅调制)/TCM(格码调制)调制块45内，通常对有效负载数据进行M-ray QAM或TCM调制，输出经M-ray QAM或TCM调制的IQ有效负载码元。 

在导频多路复用块46内，不时等距离地将导频码元插入IQ有效负载码元数据流，典型的是用在有效负载数据码元之间的可调、但通常恒定的间隔PS(导频间隔)，如图5所示。定期纳入导频码元模式序列通常是用来使发射和/或有效负载数据成帧、帧同步和/或检测载波频率和/或相位失配。帧长度通常由PRBS长度和/或PS给出。在通过天线50发射前，数据流通常通过块47，受到上采样(sample up)、内插、低通滤波和/或上变频到载波频率的处理。 

在接收机内的Rx(接收机)下变频块52通常对天线51所接收的包括有效负载和/或导频码元模式序列的IQ数据流进行下变频。ADC(模/数变换器)，输入数据通常被一些由于诸如(但不限于)AWGN(加性高斯白噪声)、反射回波、载波频率和载波相位失配之类而引起的误差损坏。在块54内，例如正交、平衡、偏置和/或增益中的误差以及例如在IQ码元上的回声减小。在块55内，执行低通滤波和/或下采样。 

输入导频检测块40的IQ码元通常用CMA(常模算法)自适应均衡器和/或其他非数据辅助校正块(未示出)进行预校正。导频检测块40通常分成两个子块。第一子块通常是PPO(导频位置观察)块41，用来识别导频码元在接收数据流上的等间距位置。 

PPO块41通常用已知的导频间隔和/或对相同绝对导频码元振幅的知识，来识别插入的导频码元(Pilot 1-Pilot n)在接收数据流内的等间距位置。图6示出了PPO块41的有代表性的实施例的示范性方框图。在块62内，计算码元s(n)的绝对值。然后，在块62后，从当前码元振幅|s(n)|减去接收的(通常延迟了导频间隔PS的)码元振幅|s(n-PS)|，随后在块65内执行最小搜索。 

由于导频码元振幅通常恒定和/或数据码元振幅均匀分布，减法操作|s(n)|-|s(n-PS)|通常会定期得出具有PS距离的最小值。考虑到在块63内用计数器61的选择执行的多路分离，可以给出导频位置为具有最小结果的那个累加器64的索引(index)。可以通过要求N个相继的最小值位置一致来改善PPO块41的稳定性。 

PPO块41通常标出数据流内的导频，启动第二子块，例如导频序列同步器PSS 42。也就是说，如果PPO块41发现了导频码元的位置，就使PSS 42启动，并执行相关过程。PSS 42通常是导频检测块40的第二子块，其同步接收模式序列和/或基准模式序列。 

PSS 42的任务是根据结合图1和2以及式(4)至(6)所说明的方案，通过接收导频序列(第二模式序列)与接收机内已知的基准模式序列(第一模式序列)的相关，在接收数据流内发现帧结构。如果发现了帧，PSS就启动Rx导频产生块43，产生与包含在发射机内的相同的导频码元模式序列。所产生的导频码元序列与接收数据同步，可以供随后的快速数据辅助误差检测块56和58使用。这两个块将所产生的导频码元模式序列与接收导频码元模式序列相比较，以进一步计算误差。在快速校正块56之后，数据码元在块57内受到QAM/TCM解调。 

如上所述，帧结构检测在PSS 42内例行地通过对从接收的导频码元模式序列s(n)和基准导频码元模式序列r(k)计算得出的DPV(差分相位向量)序列执行相关来实现的。导频码元基准序列不一定要具有与所发送的导频码元模式序列相同的长度，如图7所示。然而，通常高度优选而有时甚至必需的是基准模式在整个所发送的导频码元模式序列内只存在一次，以避免在帧内多重检测。通常基准模式序列的长度Z是可调的，发射机内的模式序列的长度P也是可调的。 

如结合式(4)至(6)所说明的那样，给出的DPV为两个相继导频码元的共轭复数的乘积。这将对接收导频码元模式序列和/或基准导频码元模式序列执行。将不断计算得的接收数据的DPV序列与基准导频码元模式序列的DPV序列相关。在所接收的导频序列与基准模式序列匹配的情况下，DPV相关的绝对值通常得出最大值。如果在恒定的 预期周期性的距离内检测到这种情况，帧检测通常是成功的。有内部状态机观测正确处在计算出的周期性距离处的最大值的个数。在接连的最大值的个数达到所希望的情况下，启动接收链内的各后继块(即，图3中的块43、56、57、58)。 

在发射机与接收机的载波频率失配的情况下(这通常是无线电收发信系统内主要误差之一)，基于DQPSK的导频检测通常表现出对这种误差的耐受性比传统技术的高得多。此外，从式(12)可见，导频检测块40通常还以相关结果的相角形式给出恒定载波频率失配的度量。根据得到同步的接收导频信号和/或基准导频信号，可以计算IQ相移。此外，数据辅助IQ振幅误差检测器通常能利用这个信息。可能的误差检测器包括(但不局限于)快速载频、偏置、正交、不平衡和/或码间干扰检测器。 

如上所述，基于DPV(差分相位向量)相关的相关技术通常对载波频率误差的耐受性是很强的，一般能维护良好的相关和/或互相关特性。由于使用了导频到导频差分相位信息，发射机/接收机载波频率失配至少在一定限度内对DPV技术几乎没有影响。在相关结果中，误差只是表现为相移。通常不影响绝对值(相关峰值)。可容忍的载波频率误差的范围通常只是受到输入导频检测块40的码元率、PS和/或导频到导频的理想90°相移的限制。 

基于DPV相关的相关技术通常可以在ASIC(专用集成电路)内实现和/或在DSP(数字信号处理器)内用软件代码实现。 

按照本发明的一些实施例，与传统的相关技术相比，由于可容忍很大的载波频率失配，因此改善了模式序列检测。此外，还可以减少用于使第一和第二模式序列同步的同步时间。特别是，可以改善接收数据流内导频码元的模式序列检测和/或减少整个接收机的同步时间。 

下面介绍根据传统的相关技术和/或根据按照本发明的一些实施例设计的DPV相关技术得出的一些模拟结果。 

对于已知的导频向量(PV)相关方法和按照本发明的一些实施例设计的差分相位向量(DPV)相关方法做了一些模拟。进行比较的 模拟环境为： 

载波频率失配最大到450kHz 

数据调制方案为QAM 16 

导频码元基准模式序列长度＝32个导频码元 

插在发送数据流内的导频码元模式序列长度＝2047 

码元率fs＝9.425MHz 

导频间隔PS＝9 

导频码元振幅＝|0.719176+j0.719176|²

从这些设置中可得每隔以下周期距离必定可看到相关最大值： 

Period＝PS·TransmitPatternSequenceLength＝9·2047＝18423   (15) 

按照一些实施例，理想的相关最大值在PV相关的情况下为： 

|corr_PVmax|²＝1100                                          (16) 

而在DPV相关的情况下，相关最大值为： 

|corr_DPVmax|²＝1100                                         (17) 

图13示出了在有AWGN而SNR(信噪比)为6dB的情况下已知的PV相关方法的示范性模拟结果。在有AWGN的情况下，相关最大值通常改变。对于可以认为是按照本发明的一些实施例所得出的理想的相关结果，相关最大值(例如在n＝17128，n＝35551)和/或其他相关结果(例如，n≠17128，n≠35551)之间的相关最大值差在有噪声的情况下减小，但通常这些相关峰还能很好的检测到。 

按照图13，最大值通常出现在n＝17128和n＝35551。因此，通常在所希望的每隔恒定周期的位置可检测到周期序列。按照本发明的一些实施例，在每隔恒定周期的预期位置看到相关最大值是非常重要的，有时是极为重要的。 

图14示出了有代表性的对于差分相位向量相关方法在有AWGN而SNR为6dB的情况下的相关结果。与由一些实施例认为是理想的情况相比，相关最大值之差在有AWGN的情况下减小，如图13所示的PV相关情况。然而，在两种情况下都给出了典型的相关最大值位置以及典型的最大值周期。 

下一模拟包括载波频率失配。导频向量相关方法的正常预期最大工作范围通常假设为上限接近16至18kHz。下面将介绍在载波频率失配直到450kHz和有AWGN的情况下这两种方法的模拟结果。 

在只是载波频率失配的情况下，PV相关结果通常明显减小。此外，如图15所示，在有SNR＝6db的附加AWGN的情况下，结果会进一步减小，但通常还足够大。最大值的位置和周期如所预期的，因此通常可实现所希望的功能。 

对于DPV相关方法，至少在载波频率失配的情况下相关最大值与通常标为理想情况的相同，如上面结合式(4)至(6)所说明的。 

如图16所示，相关最大值与其他相关结果之差至少在有SNR＝6dB的AWGN的情况下减小。至少对于这个例子来说，最大值处在预期位置和周期。比较这两种方法的模拟结果，表明DPV方法通常提供了更好的性能。峰值可更容易检测和/或频率误差通常对相关结果几乎没有多少影响。 

图17示出了PV方法在有21kHz的载波频率失配和有SNR为6dB的附加AWGN的这个有代表性的情况下的模拟结果。按照这个例子，在预期的位置和周期没有发现相关最大值。这个例子中的模拟结果表明PV方法的性能往往不足以发现导频码元序列。如图所示，已超过了可容忍的载波频率失配限度。在没有附加AWGN的情况下通常也得到类似的模拟结果。 

图18清楚地示出了按照本发明的一些实施例设计的差分相位向量方法的优点。 

甚至在载波频率失配惊人地增大到450kHz的情况下，无论有没有AWGN，DPV相关的模拟结果都表明性能良好。在这两种情况下相关最大值和周期都如所预期的。相关最大值与其他相关结果之差通常也是所期望的。因此，这个模拟结果大体上肯定了在理论上所计算的DPV相关方法可容忍较大的载波频率失配的能力。 

按照一些实施例，本发明提供了一种基于差分相位向量的导频序列同步和导频检测技术。以上通过与已知的导频向量相关方法的比较 论证了至少本发明的一些实施例的一种技术。 

图13至18所示的模拟概括地例示了在载波频率失配和/或有附加AWGN的情况下本发明至少与导频向量方法相比有着较好的性能。计算和通过模拟示出了常见载波频率失配的影响。利用差分相位信息，在恒定频率误差的情况下这种帧同步技术比传统技术工作得好得多。通常可以完全消除恒定频率误差的影响。 

可以理解，以上说明例示性地对本发明的一些实施例作了说明，这说明不应视为对本发明有所限制。在不背离如由所附权利要求书给出的本发明的精神实质和专利保护范围的情况下，熟悉该技术的人员可以想象得出各种变型和应用。 

Claims (22)

1.一种用于与模式序列同步的方法，所述方法包括：

对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第一差分相位信息序列的第一相关步骤；

对第二模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关，从而得到第二差分相位信息序列的第二相关步骤；

对第一和第二差分相位信息序列执行相关，从而得到相关结果的第三相关步骤；以及

根据所得到的相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定步骤。

2.按照权利要求1所述的方法，其中

在第一相关步骤中，每次两个地对第一模式序列的预定数量Z个码元执行相关；

在第二相关步骤中，每次两个地对第二模式序列的Z个码元1至Z执行相关；以及

重复第二和第三相关步骤，其中对于第二相关步骤中的每个重复m，将预定数量Z个码元移位一个码元，使得每次两个地对第二模式序列的Z个码元1+m至Z+m执行相关。

3.按照权利要求1或2所述的方法，其中根据相关结果，检测由于第一模式序列的码元与第二模式序列的码元之间的频率信息失配所导致的相位信息。

4.按照权利要求1或2所述的方法，其中第二模式序列的码元包含在数据码元流内，并且用与数据码元流内的数据码元不同的方式调制，所述方法还包括：

根据所述不同的调制检测数据码元流内第二模式序列的码元的检测步骤。

5.按照权利要求1或2所述的方法，其中，在确定步骤中，第二模式序列是由接收设备从发射设备接收到的，第一模式序列形成第二模式序列的至少一部分并存储在接收设备内。

6.按照权利要求1或2所述的方法，其中，在确定步骤中，第二模式序列包括包含在接收数据码元流内的IQ导频码元序列，并且第一模式序列包括IQ导频码元的基准模式序列。

7.按照权利要求6所述的方法，其中，在确定步骤中，IQ导频码元包括QPSK调制的码元，并且第二模式序列的IQ导频码元在发射设备处定期插入数据码元流中。

8.按照权利要求1或2所述的方法，其中，在确定步骤中，第二模式序列包括训练序列。

9.一种用于与模式序列同步的设备，所述设备包括：

对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差分相位信息序列的第一相关装置；

对第二模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二相关装置；

对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三相关装置；以及

根据相关结果确定第一与第二模式序列之间的同步的确定装置。

10.按照权利要求9所述的设备，其中

第一相关装置被配置成每次两个地对第一模式序列的预定数量Z个码元执行相关；

第二相关装置被配置成每次两个地对第二模式序列的Z个码元1至Z执行相关；以及

第二和第三相关装置被配置成重复相关操作，所述设备还包括：

对于每个重复m，将第二相关装置中的预定数量Z个码元移位一个码元，使得每次两个地对第二模式序列的Z个码元l+m至Z+m执行相关的移位装置。

11.按照权利要求9或10所述的设备，所述设备还包括：

从第三相关装置输出的相关结果检测由于第一模式序列的码元与第二模式序列的码元之间的频率信息失配而导致的相位信息的检测装置。

12.按照权利要求9或10所述的设备，所述设备还包括：

存储第一模式序列的存储装置。

13.按照权利要求9或10所述的设备，所述设备还包括：

检测数据码元流内的第二模式序列的码元的检测装置。

14.按照权利要求9或10所述的设备，其中，在所述确定装置中，第二模式序列是由接收设备从发射设备接收到的，并且第一模式序列形成第二模式序列的至少一部分并存储在接收设备内。

15.按照权利要求9或10所述的设备，其中，在确定装置中，第二模式序列包括包含在接收数据码元流内的IQ导频码元序列，并且第一模式序列包括IQ导频码元的基准模式序列。

16.按照权利要求15所述的设备，其中，在确定装置中，IQ导频码元包括QPSK调制的码元，并且第二模式序列的IQ导频码元在发射设备处定期插入数据码元流中。

17.按照权利要求9或10所述的设备，其中，在确定装置中，第二模式序列包括训练序列。

18.一种用于与模式序列同步的系统，所述系统包括：

发射设备，所述发射设备包括：

产生用于同步的模式序列的码元的产生装置，以及

发射模式序列的码元的发射装置；以及

接收设备，所述接收设备包括：

对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差分相位信息序列的第一相关装置，

接收发射设备所发射的模式序列的码元的接收装置，

对含有振幅和相位信息的接收模式序列码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二相关装置，

对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三相关装置，以及

根据相关结果确定接收模式序列与基准模式序列之间的同步的确定装置。

19.按照权利要求18所述的系统，所述发射设备还包括：

按照第一调制方案调制用来进行同步的模式序列的数据，从而提供模式序列的码元的第一调制装置，

按照第二调制方案调制有效负载数据，从而提供数据码元流的第二调制装置，以及

将模式序列的码元插入数据码元流的插入装置。

20.按照权利要求19所述的系统，其中所述第一调制装置被配置成按照QPSK调制方案调制模式序列的数据，所述第二调制装置被配置成按照QAM或TCM调制方案调制有效负载数据。

21.按照权利要求19所述的系统，其中所述插入装置被配置成定期将QPSK调制的码元插入QAM或TCM调制的数据码元流中。

22.一种用于与模式序列同步的系统，所述系统包括：

发射设备，所述发射设备包括：

产生用于同步的模式序列的码元的码元产生装置，以及

发射模式序列的码元的发射机；以及

接收设备，所述接收设备包括：

对第一模式序列的含有振幅和相位信息的各码元执行相关并输出第一差分相位信息序列的第一处理器，

接收发射设备所发射的模式序列的码元的接收机，

对含有振幅和相位信息的接收模式序列码元执行相关并输出第二差分相位信息序列的第二处理器，

对第一和第二差分相位信息序列执行相关并输出相关结果的第三处理器，以及

根据相关结果确定接收模式序列与基准模式序列之间的同步的第四处理器。

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