JP5540733B2 - 信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置 - Google Patents

信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置 Download PDF

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Description

本発明は，信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置に関する。
近年の通信方式において，FFT,IFFT(高速フーリエ変換，逆高速フーリエ変換)などのデジタル信号処理技術の発展により，OFDM方式（直交周波数分割多重方式）が普及してきている。OFDM方式は，周波数利用効率が良く，マルチパスフェージングに強いなどの利点を有する。
OFDM方式では，１シンボル単位の送信ビット列を，互いに直交する周波数を有する複数のサブキャリアに変調し，それらをIFFT変換してOFDM信号として送出する。そして，マルチパスフェージングに強くするために，OFDM信号の各シンボル内にガードインターバルが付加される。
一方で，OFDM方式では，高精度なシンボル同期や周波数同期が必要である。周波数同期が不完全であるとサブキャリア間の周波数の直交性が失われサブキャリア間干渉が生じ誤り率特性の劣化を招く。
周波数同期では，送信側と受信側の通信周波数を一致させるために，受信側では周波数偏差に対応する位相回転量を検出し，位相回転量をできるだけ少なくするように受信側のローカル周波数を制御する。
下記の先行技術には，受信信号の同期をとるために電力ピークを測定することが記載されている。
特開２００６−１４８８８４号公報 特開２００２−１５２１７２号公報 特開２００１−２２３６６８号公報
しかし，将来の通信方式では，より高速の伝送速度が予想される。例えば，現在のWiMaxでは数十Mbpsの伝送速度であるが，将来は数百Mbpsの伝送速度になり，それに伴って伝送帯域の広帯域化や，ミリ波WPANに代表されるような非常に高い周波数帯を用いた通信方式が用いられるようになってきている。高い周波数帯の利用や伝送帯域の広帯域化によって無線通信システムに実装される発振器には低位相雑音，高い周波数安定度等が要求されるが，未だその性能は十分でなく，送信側と受信側の間に生じる周波数偏差はより大きくなりがちである。それに伴って，周波数偏差をできるだけ少なくする周波数制御がますます困難になることが予想される。
そこで，本発明の目的は，より高い周波数帯を搬送波として用いる通信方式において，高精度に周波数同期をとることができる信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置を提供することにある。
信号処理装置の第１の側面は，ベースバンドの受信信号を処理する信号処理装置であって，
前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１の部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成ユニットとを有する。
第１の側面によれば，大きな周波数偏差に対応した位相回転量を検出することができる。
本実施の形態における送信側の構成図である。 本実施の形態における受信側の構成図である。 本実施の形態におけるベースバンド信号処理部の詳細構成図である。 本実施の形態における自動周波数制御回路の概略構成とその動作を示す図である。 本実施の形態における相関器の動作について示す図である。 本実施の形態における相関器の動作について示す図である。 本実施の形態における相関器の構成図である。 本実施の形態における自動周波数制御回路の第１の構成図である。 相関値の一例を示す図である。 位相回転量検出・検証回路３４０の検証動作を示す図である。 本実施の形態における自動周波数制御回路の第２の構成図である。 本実施の形態における自動周波数制御回路の第３の構成図である。
本実施の形態では，OFDMの通信方式を例に，複数の送信データを互いに直交する周波数を有する複数のサブキャリアで変調しIFFT変換した１シンボルの送信信号内の既知パターンを利用して，１シンボルの受信信号から受信側の周波数を送信側の周波数と同期させる自動周波数制御を行う信号処理装置について説明する。
図１は，本実施の形態における送信側の構成図である。送信データTx_Dataは，例えば既知のｎビットのデータを有するシリアルの既知パターンであり，図示しない前段の回路ですでに誤り訂正の符合化が行われている。その送信データTx_Dataは，シリアルパラレル変換部１０によりｎ個のパラレルデータに変換される。そして，一次変調部１２は，パラレルに変換された送信データそれぞれをQPSKなどの所定の変調方式で変調し，互いに直交する周波数ｆ１〜ｆｎを有するサブキャリアを生成する。そして，逆高速フーリエ変換部IFFTは，周波数ｆ１〜ｆｎのサブキャリア信号を時間軸上のｔ１〜ｔｎに割り当て，パラレルシリアル変換部２０が，そのサブキャリア信号群の後端部分をガードインバータルGIとして先端部分に追加し，複数のサブキャリア信号をパラレルシリアル変換する。パラレルシリアル変換部２０の出力が，１シンボルの送信信号Tx_symであり，先端部分にガードインターバルGIが挿入されその後ろに送信データTx_Dataの変調されたサブキャリア信号を有する。
この１シンボルの送信信号Tx_symは，デジタルアナログ変換回路DACによりアナログ信号に変換され，直交変調回路２２により中間周波数IFsで直交変調され，ミキサ２４によりローカル周波数LFsでアップコンバートされ，出力アンプ２６を介して，アンテナATから通信媒体上に送出される。ローカル周波数クロックLFsは，レファレンス周波数クロックFrefsを基準にして発振器OSCsにより生成される。
図２は，本実施の形態における受信側の構成図である。受信側は，上記の送信側と逆の処理によりOFDM変調されている受信信号を復調する。すなわち，アンテナATで受信された受信信号は，ローノイズアンプ３６により増幅され，ミキサ３４により受信側のローカル周波数LF_rxでダウンコンバータされ，自動ゲインアンプAGCにより増幅され，直交復調回路３２により中間周波数IF_rxで直交復調される。直交復調回路３２からはIチャネルとQチャネルの受信信号が出力される。そして，アナログデジタル変換回路ADCが直交復調された受信信号をアナログデジタル変換してベースバンド信号処理部３０に与える。
ベースバンド信号処理部３０では，I,Qチャネルのデジタル受信信号に対して，シリアルパラレル変換部４０が，時間軸上にシリアルに並べられた１シンボルの受信信号Rx_symからガードインターバルGIを除去し，シリアルパラレル変換する。このパラレル変換された受信信号は，高速フーリエ変換部FFTにより変換され，時間軸上ｔ１〜ｔｎの受信信号は周波数軸上ｆ１〜ｆｎのサブキャリア受信信号に変換される。そして，各サブキャリア信号は一次復調回路４２で復調され，パラレルシリアル変換部４４により受信データをシリアルに並べた受信データRx_Dataに変換される。
さらに，ベースバンド信号処理部３０は，アナログデジタル変換器ADCから出力されたOFDMの１シンボル受信信号Rx_symのうち，既知パターンを有する既知パターン受信信号から，送信部と受信部との周波数偏差に対応する位相回転量を検出し，受信側の基準クロックFref_rxを生成するVCOの制御電圧Vcを制御する自動周波数制御回路AFCを有する。自動周波数制御回路AFCは，検出した位相回転量を最小値，好ましくはゼロにするように，制御電圧Vcを制御して，受信側の周波数が送信側の周波数と一致するよう，つまり周波数偏差を小さくするように自動制御する。
基準クロックFref_rxは，発振器OSC1_rx,OSC2_rxに入力され，それらの発振器は，基準クロックLF_rxと中間周波数クロックIF_rxを生成する。したがって，基準クロックFref_rxの周波数を制御することで，受信側の周波数と送信側の周波数の偏差をゼロ又は最小値に自動制御することができる。
図３は，本実施の形態におけるベースバンド信号処理部の詳細構成図である。ベースバンド信号処理部３０は，そこに入力されるI,Qチャネルのデジタルベースバンド信号に対して，まず，自動オフセットキャリブレーション（AOC）回路３０２が，ADCの基準電圧オフセットを補正する。そして，フィルタ回路３０４がAOC回路３０２によりオフセット電圧の補正処理が行われたI/Qチャネル信号それぞれに対して，帯域制限処理を行う。そして，フィルタ回路３０４の出力が，自動周波数制御回路AFCと自動ゲイン制御回路AGCとシンボル同期タイミング検出回路３１２に与えられる。
AFC回路は，前述のとおり，送信側と受信側の発振器の周波数偏差や安定度による搬送波周波数残差を弁別し，送信側の周波数に受信側の周波数を追従させる回路であり，図２に示した基準周波数クロックFref_rxを生成する電圧制御発振器VCOの制御電圧Vcを生成する。また，AGC回路は，デジタルベースバンド信号の振幅が所望の値になるように図２の自動ゲインアンプAGCの利得を自動的に調整し，直交復調回路３２により直交検波された後のADCのダイナミックレンジが有効になるようにする回路である。
また，シンボル同期タイミング検出回路３１２は，OFDMの１シンボル期間のタイミングを検出し，高速フーリエ変換回路FFTにそのタイミングを知らせる。たとえば，１シンボルの受信信号の先端部分にあるガードインバータバルGIと後端部分にあるそのコピー部分との相関電圧の電力がピーク値をとるときのタイミングを検出する。このタイミングに基づいて，FFTは，１シンボル期間の受信信号をFFT処理を行う。また，FFT処理された受信信号は，FFT内の復調回路（図２の一次復調回路に対応）により，復調処理される。
チャネルエスティメーション（CE）回路３０６は，FFT処理によって復調されたシンボルの中からパイロットを抽出し，移動平均処理を行ってチャネルの伝送路状態を推定する。このチャネル伝送路状態の信号を基準にして，各チャネルの信号についてフィードフォワードによる同期検波を行う。
パラレルシリアル回路４４によりパラレルシリアル変換されたI,Qチャネル信号について，デマッピング回路３０８は，復調データから通信データのみを抽出し，誤り訂正復号化回路３１０に出力する。誤り訂正復号化回路３１０は，送信側で行われた誤り訂正符号化処理された信号の誤り訂正復号化処理を行う。OFDMでは，一般に，送信側で誤り訂正符号化処理を行いその情報ビットに冗長ビットを付加して伝送路に送出し，受信側では誤り訂正符号化処理を行って伝送路で発生した誤りを訂正する。送信側でのFEC（Forward Error Correction）として畳み込み符号化が行われ，受信側ではビタビ復号化処理による誤り訂正が行われる。その結果，復調データDMdataが出力される。
図４は，本実施の形態における自動周波数制御回路の概略構成とその動作を示す図である。自動周波数制御回路AFCは，相関器３２０と，相関器の出力から位相回転量ｄθを検出する位相回転量検出・検証回路３４０と，位相回転量ｄθに基づいて発振器の制御電圧Vcを生成する発振器制御電圧生成回路３６０とを有する。
図４には，OFDMの１シンボルの受信信号Rx_symとして，プリアンブルシンボルとそれに続く複数のデータシンボルとが示されている。このようにOFDM通信方式において，フレームは，既知パターンデータ列からなるプリアンブルシンボルと，送信データ列からなるデータシンボルとを有する。そこで，本実施の形態では，受信側で既知パターンを有するプリアンブルデータPre_DataからOFMDの１シンボルの参照パターン信号を生成しておき，プリアンブル内の既知パターン受信信号の複数の部分信号について参照パターン信号との相関をとる。既知パターン受信信号の１シンボル内の複数の部分信号について，逐一参照パターン信号との相関電圧を監視し，相関電圧がピーク値をとるときの相関ピーク電圧CRpから位相差ｄθを検出する。
具体的には，相関器３２０は，OFDMの１シンボルにおける既知パターン受信信号Rx_symを８等分した部分信号毎に，その参照信号Ref_symとの相関をとり，相関電圧の電力値がピークになる時の相関ピーク電圧信号CRpを出力する。この相関ピーク電圧信号CRpには，部分信号毎の位相情報が含まれている。ただし，この位相情報は絶対位相ではないが，異なる部分信号の位相情報からそれら部分信号間の位相回転量（位相差）を検出することができる。そこで，位相回転量検出・検証回路３４０は，後述する演算により，異なる部分信号それぞれの相関ピーク電圧信号CRpから異なる部分信号間の位相回転量を求め，複数の位相回転量から検出した位相回転量が正しいか否かを検証する。
参照パターン信号生成回路３３０は，１シンボル分のプリアンブルデータPre_Dataについて，シリアルパラレル変換回路３３１がシリアルパラレル変換し，それぞれを一次変調回路３２８が変調し，IFFT処理部３３３が変調された周波数軸上のサブキャリア信号を時間軸上のサブキャリア信号にIFFT処理し，さらにIFFT処理部３３３がサブキャリア信号の複素共役に変換し，パラレルシリアル変換回路３３４がシリアル信号に変換しガードインバータルGIを先端部分に追加し，DACがデジタルアナログ変換する。その結果，参照パターン信号Rf(k)=bk *は，受信する既知パターン信号Rx(k)=bkの複素共役の信号になる。
相関器３２０は，逐次受信されるプリアンブルデータPre_Dataの既知パターン受信信号Rx(k) =bkと，受信側で生成済の参照パターン信号Rf(k)=bk *とを乗算して相関電圧を生成する。
図５は，本実施の形態における相関器の動作について示す図である。この例では，１シンボルの既知パターン受信信号Rx(k)が５１２本のサブキャリアを有し，１−６４のサブキャリアと，６５−１２８のサブキャリアと，１２９−１９２のサブキャリアと，１９３−２５６のサブキャリアと，２５７−３２０のサブキャリアと，３２１−３８４のサブキャリアと，３８５−４４８のサブキャリアと，４４９−５１２のサブキャリアに８つに分割され，各部分信号は６４本のサブキャリを有する。この既知パターン信号Rx(k)の８つの部分信号は，それらに対応する８つに分割された参照パターン信号Rf(k)と，それぞれ相関値が計算される。
図６は，本実施の形態における相関器の動作について示す図である。既知パターン受信信号Rx(k)は，図６の左側から右側に逐次移動して入力される。つまり，時間ｔ１，ｔ２，ｔ３の順で既知パターン受信信号Rx(k)が相関器に入力される。
相関値（相関電圧）は，各部分信号について６４のサンプルポイントで両信号Rx(k),Rf(k)を乗算し，それらを加算した値である。既知パターン受信信号Rx(k) =bkと参照パターン信号Rf(k)=bk *とは複素共役の関係にあるので，既知パターン受信信号Rx(k)と参照パターン信号Rf(k)とが完全に同期した時刻ｔ２での乗算値は，Rx(k)=a+bi，Rf(k)=a-biとすると，Rx(k)*Rf(k)=a2+b2と，実数のみになる。一方，同期していない時刻ｔ１，ｔ３での乗算値は，実数と虚数とを有する。つまり相関値の電力を監視すると，同期したタイミングで算出した相関値はピーク値をとることになる。
また，相関値は，受信側の周波数が送信側の周波数とずれて周波数偏差が存在していると，既知パターン受信信号Rx(k)=c+di，参照パターン信号Rf(k)=a-biとなり，それらの乗算値はRx(k)*Rf(k)=(ac+bd)+(ad-bc)iとなり，既知パターン受信信号の位相成分を有する。したがって，１シンボル内の異なる部分信号の相関値を比較すると，異なる部分信号で発生している位相回転量を知ることができる。例えば，異なる部分信号の相関値がa+bi，c＋diとすると，位相回転量（位相差）に対応するx+yiは，次のようになる。
x+yi=(ac+bd)+(ad-bc)i （１）
このベクトルの角度情報が位相回転量（位相差）になる。
図７は，本実施の形態における相関器の構成図である。この相関器３２０は１つの部分信号の相関値を演算する。１つの部分信号には６４本のサブキャリアが含まれるので，サンプリング点も６４個である。相関器３２０は，既知パターン受信信号Rx(k)の６４個のサンプリング点の信号と，参照パターン信号の６４サンプリング点の信号とをそれぞれ乗算し，乗算値を加算する。したがって，相関器３２０は，既知パターン受信信号Rx(k)が順次入力され図示しないクロックに同期して受信信号を遅延させる６３個の遅延回路D1〜D63と，６４のサンプリング点での既知パターン受信信号Rx(k)と参照パターン信号Rf(k)とをそれぞれ乗算する６４個の乗算器MX1〜MX64を有する乗算ユニット３２１と，６４の乗算結果を加算する加算器３２３とを有する。加算器の出力が相関値（相関電圧）CRであり，実数成分と虚数成分とを有する。この演算は，クロックに同期したサンプルタイミングで順次行われる。
この相関値CRは，図６で説明したとおり，既知パターン受信信号Rx(k)と参照パターン信号Rf(k)とが完全に同期した場合は，実数成分のみとなり，相関電力はピーク値をとる。したがって，相関器は，さらに相関電力を演算しそれがピーク値をとるときの相関ピーク電圧CRpを出力するために，後述する電力演算部とピーク検出部とを有し，さらに，ピーク検出に応答して相関値CRをバッファリングするバッファとを有する。
図５に戻り，本実施の形態の相関ピーク電圧の検出が，１シンボル内において８つの分割された部分信号それぞれについて行われる。１シンボルのサブキャリアが５１２本，OFDMの１シンボルの周期が（1/640KHz）secである。つまり，１つのサブキャリアの周期は(1/640*512)secとなる。つまり，１つのサブキャリアの周波数は，640KHz*512=327.68MHzである。各部分信号が６４サブキャリアを有するので，８分割された各部分信号の周期は(1/640*512)*64secになり，その周波数は640KHz*512/64=5.12MHzになる。つまり，１シンボルを８つの区分に分割したことで，相関ピーク電圧の検出周期は（1/640*8）=（1/5.12MHz）secと，１シンボルの周期の１／８となり，１シンボルの周期より短い周期での相関ピーク電圧の検出が可能になる。
このように，相関ピーク電圧の検出周期が（1/5.12MHz）secであるので，隣接する部分信号間での位相回転量が±π以下であれば，位相回転が時計回りか反時計回りかを検出可能であるので，相関ピーク電圧の検出周波数5.12MHzの1/2の2.56MHz以内の周波数偏差を除去できることを意味する。
一方，OFDM方式において，１シンボル内のガードインターバルGIとそのコピー部分との相関電圧による位相回転量を求める場合は，位相回転量の検出周期が（1/640KHz）secであり，検出周波数640KHzの1/2の320KHzが除去可能な周波数偏差である。これと比較すると，本実施の形態によれば，より大きな範囲の周波数偏差を除去することができる。その結果，より高周波によるOFDM方式において，周波数誤差がより大きくなっても，その周波数偏差を除去することができるので，周波数同期の精度を高くすることができる。
受信器側で予め準備する参照パターン信号Rf(k)は，周波数軸上の既知パターンPre_DataをIFFT変換し，その信号の複素共役をとった信号である。よって，既知パターン信号Rx(k)と参照パターン信号Rf(k)は，次の式で表される。
Rx(k)=bk＝Σanej(2πnk/N)(n=0-(N-1))
Rf(k)=bk *
ここで，anはプリアンブル内の既知パターンPre_Dataに対応し，ej(2πnk/N)はサブキャリアに対応する。
図８は，本実施の形態における自動周波数制御回路の第１の構成図である。この自動周波数制御回路は，図５に示した８つの部分信号のうち連続する４つの部分信号Rf_A*〜Rf_D*について相関値を求めて，部分信号間の位相回転量（位相差）を求める。ただし，８つの部分信号全てについて相関値を求める構成にしてもよい。２つ以上の部分信号について相関値を求めることで，部分信号間の位相回転量を求めることができる。
第１の相関器３２０Ａは，受信信号Rxを入力し，サンプリングタイミングで参照信号Rf_A*と相関値を求める。この受信信号Rxと参照信号Rf_A*とは，それぞれIチャネル信号（実数）とQチャネル信号（虚数）とを有する複素信号である。すなわち，図７に示したとおり，第１の相関器３２０Ａは，６４サンプリング点毎に受信信号Rxと参照信号Rf_A*とを乗算する乗算器３２１と，６４サンプリング点の乗算値を加算して相関値（相関電圧）CRを出力する加算器３２３とを有する。さらに，順次入力される受信信号Rxと１シンボルの部分信号である参照信号Rf_A*とが同期するタイミングを検出するために，第１の相関器３２０Ａは，相関値CRを電力に変換する電力変換器３２５と，その電力がピーク値をとるタイミングを検出するピーク検出器３２６と，ピーク検出器３２６が電力ピークを検出したときの相関値CRを相関ピーク電圧CRpとして記憶するバッファ３２７とを有する。
図６で説明したとおり，順次入力される受信信号Rxと部分信号である参照信号Rf_A*との相関値CRがあるサンプルタイミングで順次演算され，受信信号Rxのうち参照信号Rf_A*と同期したときに，相関値CRの電力はピーク値をとる。この同期した時の相関ピーク電圧CRpには，前述のとおり，受信信号Rxの部分信号の位相情報dAが含まれる。すなわち，図８中の右下の位相グラフに示されるとおりである。図８の例では，一例として第１の部分信号の位相情報dAは実部のみで位相ゼロとなっている。
図９は，相関値の一例を示す図である。図９は，横軸にサンプリングタイミングを，縦軸に相関電圧の電力値を示し，示された例は，OFDMの１シンボルの既知パターン信号と参照パターン信号との相関値の電力値をプロットしたものである。１シンボル分の相関値であるので，横軸のサンプルタイミングが５１２タイミング毎に，電力値が大きなピーク値をとっている。もし，本実施の形態のように，１シンボル内の部分信号について電力値をプロットすると，サンプリング数が少なくなるので，電力値のピーク値は図９より低くなる。
図８において，第２の相関器３２０Ｂ，第３の相関器３２０Ｃ，第４の相関器３２０Ｄも，第１の相関器３２０Ａと同じ構成であり，ただし，それぞれの相関器には参照信号Rf_B*，Rf_C*，Rf_D*がそれぞれ入力され，受信信号Rxとの相関値CR及び相関ピーク電圧CRpが生成される。その結果，第２の相関器３２０Ｂ，第３の相関器３２０Ｃ，第４の相関器３２０Ｄは，第２，第３，第４の部分信号の位相情報dB,dC,dDをそれぞれ出力する。
これらの相関ピーク電圧に含まれる位相情報dA〜dDは，各部分信号の絶対的な位相成分を意味するのではなく，各部分信号間の位相差に対応した位相成分を有するのみである。そこで，これらの相関ピーク電圧から上記式（１）により，部分信号間の位相差を有する。
図８において，位相回転量検出・検証回路３４０は，式（１）により，第１の相関ピーク電圧dAと第２の相関ピーク電圧dBとから第１，第２部分信号間の位相回転量（位相差）dABを有する複素信号を演算する位相差算出部３４１と，その複素信号のアークタンゼントを求めて位相差dABを出力する角度生成部３４２とを有する。第２の相関ピーク電圧dBと第３の相関ピーク電圧dCとから第２，第３部分信号間の位相回転量（位相差）dBCを有する複素信号を求める位相差算出部３４１，その位相差dBCを出力する角度生成部３４２も同様に設けられる。さらに，第３の相関ピーク電圧dCと第４の相関ピーク電圧dDとから第３，第４部分信号間の位相回転量（位相差）dCDを有する複素信号を求める位相差算出部３４１，その位相差dCDを出力する角度生成部３４２も同様に設けられる。
図８の右下の位相グラフには，各部分信号に対応する相関ピーク電圧dA〜dDの複素ベクトルが示されている。これらの複素ベクトルの間の角度，つまり位相差が，式（１）により求められた複素信号に含まれる位相回転量dAB,dBC,dCDに対応する。
そして，位相回転量検出・検証回路３４０は，これらの位相回転量（位相差）dAB,dBC,dCDの平均値ｄθを演算する平均値算出部３４３と，ノイズを除去するローパスフィルタ３４４とを有する。平均値ｄθを演算することで，それぞれの相関器３２０により求められた相関ピーク電圧に多少のノイズが含まれていてもそのノイズを抑制することができる。
位相回転量検出・検証回路３４０は，求めた位相回転量ｄθが信頼性がある値か否かを検証するために，乗算器３４５と位相回転部３４２と加算器３４７と電力変換部３４８と閾値判定部３４９と有効な位相回転量ｄθを出力する出力部３５０とを有する。これらの回路による検証動作について以下説明する。
図１０は，位相回転量検出・検証回路３４０の検証動作を示す図である。図１０（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の順に検証動作が行われる。図８の位相回転量検出・検証回路３４０において，各相関器320A-320Dが求めた相関ピーク電圧dA〜dDの一例が，図１０（Ａ）に示されている。この例では，各相関ピーク電圧dA〜dDの位相は９０°で回転している。そして，位相回転量検出・検証回路３４０において位相差算出部３４１が，隣接する相関ピーク電圧に基づいて位相差dAB,dBC,dCDを含む複素信号を算出し，角度生成部３４２がそれぞれの位相差dAB,dBC,dCDを生成する。図１０（Ａ）に示されるとおり，これらの位相差は全て＋９０°である。そして，平均値算出部３４３が算出した位相差平均値ｄθを平均値算出部３４３が生成する。
次に，乗算器３４５と位相回転部３４２により，相関ピーク電圧dB,dC,dDは，−９０°，−１８０°，−２７０°ずつ位相回転され，全て相関ピーク電圧dAの位相と同じにそろえられる。そろえる位相は相関ピーク電圧dB,dC,dDのいすれでもよい。図１０（Ｂ）には，位相がそろえられた相関ピーク電圧dA〜dDが示されている。そして，位相角がそろえられた相関ピーク電圧dA〜dDは，加算器３４７により加算される。その結果，加算された複素ベクトルは，図１０（Ｃ）のようになる。
図１０（Ｃ）の加算された複素ベクトルが，電力変換器３４８により電力値に変換され，閾値判定部３４９が，その電力値が所定の閾値を越えているか否かを検証し，越えていた場合に，出力回路３５０に位相差平均値ｄθをラッチさせる。この検証された位相差ｄθが発振器制御電圧生成回路３２４に出力される。発振器制御生成回路３２４は，前述のとおり，位相差ｄθを小さくするように，つまりできるだけゼロに近づくように，発振器の周波数制御電圧Ｖｃを生成し，基準クロック生成回路ＶＣＯに出力する。
図１０の例では，全ての相関ピーク電圧dA〜dDにエラーが発生していないため，隣接する相関ピーク電圧間の位相差は全て＋９０°と同じになっている。その結果，加算器３４７による加算された複素ベクトルは各相関ピーク電圧の４倍の電力値を有している。閾値判定部３４９の閾値を，例えば，３倍から４倍の間の電力値に設定しておく。それにより，いずれかの相関ピーク電圧にエラーが発生してその位相がずれている場合には，加算された複素ベクトルの電力値が４倍の値に足らないことになるので，位相差ｄθが正しくないと判定することができる。
本実施の形態では，１シンボルを複数に分割して部分信号について相関ピーク電圧を検出している。これにより，より短い時間で位相回転量を検出し，高周波の通信システムにおいて高精度に周波数制御を行うことができる。しかし，図９でも説明したとおり，部分信号のサンプリング点は６４個で１シンボルのサンプリング点の５１２個より少ないので，部分信号の６４のサンプリング点での相関値を加算した相関ピーク電圧は，それほど顕著なピーク値をとらない。その結果，相関ピーク電圧の検出にエラーが生じる可能性がある。そこで，上記のような複数の相関ピーク電圧dA〜dDを検出し，それぞれから求めた位相差の平均値ｄθを求め，相関ピーク電圧dA〜dDにエラーが発生していないか否かの検証を行っている。これにより，部分信号間の相関ピーク電圧に基づいて検出した位相差ｄθの精度を高くすることができる。
図１１は，本実施の形態における自動周波数制御回路の第２の構成図である。図１０の第１の構成図と異なる構成は，動作モード判定部３５１と角度生成部３４２である。角度生成部３４２は，位相差算出部３４１が算出した位相差dAB,dBC,dCDを有する複素ベクトルから，アークタンゼントまたはサイン（余弦）を演算して，位相差を算出する。隣接するまたは異なる部分信号間の位相差は，算出された位相差が＋１８０°〜−１８０°範囲内にあれば，位相回転量を一意に判定することができる。そのために，角度生成部３４２は，位相差dAB,dBC,dCDを有する複素ベクトルのアークタンゼントを算出して＋１８０°〜−１８０°範囲内のどの角度であるかを検出する。しかし，位相回転量が＋９０°〜−９０°範囲内になれば，アークタンゼントでは検出できる角度の分解能が小さくなるので，アークタンゼント（arctan）に代えてサイン（sin，余弦）を算出して＋９０°〜−９０°範囲内のどの角度であるかを検出すればより高精度に位相回転量を検出することができる。例えば，アークタンゼントの場合は，複素ベクトルx+yiの場合に，ｘ値に８ビット，ｙ値に８ビットを割り当てた参照テーブルが利用されるが，サインの場合は，ｘ値に１６ビットを割り当てた参照テーブルを利用することができる。
そこで，図１１の第２の構成例では，動作モード判定部３５１が位相差ｄθを監視し，位相差ｄθが＋１８０°〜＋９０°または−９０°〜−１８０°にあるときは，動作モード信号３５２を第１の動作モードにし，位相差ｄθが＋９０°〜−９０°にあるときは，動作モード信号３５２を第２の動作モードにする。角度生成部３４２は，動作モード信号３５２が第１の動作モードのときはアークタンゼントを算出し，第２の動作モードのときはサインを算出し，角度を算出する。これにより，より高精度で高分解能の角度を検出することができる。
図１２は，本実施の形態における自動周波数制御回路の第３の構成図である。本実施の形態では，高周波での通信において，送信側と受信側の周波数偏差がVCOの精度の限界により大きくなっても，OFDMの１シンボル内の複数の部分信号間の位相回転量を求めることで，検出される位相回転量を＋１８０°〜−１８０°範囲内にして，一意に位相回転量を検出できるようにした。しかし，検出した位相回転量（位相差）ｄθを小さくするように自動周波数制御を行うと，周波数偏差が小さくなり，部分信号間の位相回転量が非常に小さくなり，検出できる位相回転量の分解能の限界に達する。それに対応して，角度算出部３４２が参照する角度テーブルを大容量にしてその分解能を高くすると，ROMの容量が膨大になり実用的でない。
そこで，第３の構成例では，動作モード判定部３５１が検出する位相差ｄθを監視し，周波数制御の初期段階では第１の動作モードにし，位相差ｄθがある程度の小さい角度範囲になったことを検知したら第２の動作モードにする。自動周波数制御回路AFCは，第１の動作モードでは，図８，図１１で説明したとおり，４つの隣接する部分信号A,B,C,D間の位相回転量（位相差）を検出して制御電圧Vcを生成し，第２の動作モードでは，１つ飛びの部分信号A,C間の位相回転量を検出し制御電圧Vcを生成する。このように自動周波数制御の動作中に動作モードを切り替えることで，角度テーブルの分解能を小さくしてテーブルを小さくしても，高精度に位相回転量を検出することができる。
図１２の第３の構成図は，図８の第１の構成図と異なり，位相差ｄθを監視し動作モード信号３５２を生成する動作モード判定部３５１と，動作モード信号が第１の動作モードか第２の動作モードかに応じて，dBまたはdCを選択するセレクタ３５３と，３つの位相差dAB,dBC,dCDのすべてを選択するかまたは位相差dACのみを選択するセレクタ３５４と，１ビットシフトしないかまたは１ビットシフトするビットシフタ３５５と，セレクタ３５６とを有する。それ以外の構成は，図８と同じである。
動作モード判定部３５１は，自動周波数制御動作が開始されると動作モード信号３５２を第１の動作モードにする。これにより，セレクタやビットシフタは図８と同じ構成になり，４つの隣接する部分信号A,B,C,D間の位相回転量（位相差）を検出する。やがて，制御電圧Vcの制御により位相回転量が小さくなると，動作モード判定部３５１は動作モード信号３５２を第２の動作モードにする。これにより，セレクタ３５３はdCを選択し，位相差算出部３４１は位相差dACを含む複素ベクトルを算出し，セレクタ３５４はそのdACのみを選択する。さらに，ビットシフタ３５５は，検出された角度dACが２倍の角度を有しているので，１ビットシフトして角度dACを１／２する。また，セレクタ３５６は，相関ピーク電圧dA,dCのみを選択してもよいし，もしくは第１の動作モードと同じように４つの相関ピーク電圧dA-dDを選択してもよい。４つの相関ピーク電圧を加算したほうが検証精度は高くなる。
図１２の第３の構成図は，さらに，第３の動作モードとして，位相差算出部３４１が位相差dAEを含む複素ベクトルを算出してもよい。この位相差dAEは１シンボルの１／２の周期での位相差に対応する。さらに，第４の動作モードとして１シンボルの周期での位相差を求めるような構成にしてもよい。
以上説明したとおり，本実施の形態のベースバンド信号処理装置は，既知パターン受信信号を分割した第１，第２の部分信号間の位相回転量を検出するので，大きな周波数偏差に対応した位相回転量を検出することができる。
さらに，本実施の形態のベースバンド信号処理装置は，OFDM通信方式において，１シンボルの既知パターン受信信号を分割した第１，第２の部分信号間の位相回転量を検出するので，高周波のOFDM通信方式で発生する大きな周波数偏差を検出してその偏差を自動的に小さくすることができる。
また，部分信号には複数のサブキャリアが含まれ，複数のサブキャリアの相関電圧の加算値から相関ピーク電圧を求めている。よって，一部の周波数のサブキャリアの位相回転量が大きく異なっても，それによるノイズを吸収して位相回転量を検出することができる。
本実施の形態のベースバンド信号処理部は，OFDM通信方式に限られず適用できる。ただし，OFDM通信方式に適用した場合に，１シンボルの周期より狭い周期で位相回転量を検出することができるというメリットを有する。
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
（付記１）
ベースバンドの受信信号を処理する信号処理装置であって，
前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１の部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成ユニットとを有する信号処理装置。
（付記２）
付記１において，
前記既知パターン受信信号は，ＯＦＤＭ変調された受信信号に含まれ，１シンボル長を有し，
前記既知パターン受信信号の第１部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第１のサブキャリア信号群を含み，前記第２部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第２のサブキャリア信号群を含む信号処理装置。
（付記３）
付記１または２において，
さらに，前記生成した位相差に基づいて，高周波受信信号を前記ベースバンドの受信信号に周波数変換するためのローカル周波数を制御する周波数制御部を有する信号処理装置。
（付記４）
付記３において，
前記周波数制御部は，前記生成した位相差を小さくするように前記ローカル周波数を制御する信号処理装置。
（付記５）
付記１または２において，
さらに，前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１，第２の部分より時間軸上で後ろにある第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器を有し，
前記位相差生成ユニットは，さらに，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧と，前記第３の相関電圧がピーク値をとるときの第３の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号と第３部分信号間の位相差を生成し，
さらに，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２，第３部分信号間の位相差との平均値を求める位相差検証回路を有する信号処理装置。
（付記６）
付記５において，
前記位相差検証回路は，前記位相差の平均値に基づいて前記第１，第２，第３の相関ピーク電圧の位相を一致させ，当該位相を一致させた第１，第２，第３の相関ピーク電圧を加算し，当該加算された相関ピーク電圧の電力が所定の閾値を越えている場合に前記位相差の平均値を有効化する信号処理装置。
（付記７）
付記１または２において，
前記位相差生成ユニットは，前記第１の相関ピーク電圧と前記第２の相関ピーク電圧とを演算して位相差に対応する位相差信号を演算する位相差算出部と，前記位相差信号の角度成分を抽出する角度生成部とを有し，
前記角度生成部は，前記位相差が第１の位相差範囲の場合は前記位相差信号のアークタンゼント値を求め，前記位相差が前記第１の位相差範囲より小さい第２の位相差範囲の場合は前記位相差信号のサイン値を求める信号処理装置。
（付記８）
付記４において，
さらに，前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１，第２の部分より時間軸上で後ろにある第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器を有し，
前記位相差生成ユニットは，第１の位相差生成工程では，前記第１，第２部分信号間の位相差を生成し，前記周波数制御部による前記ローカル周波数の制御により前記第１，第２部分信号間の位相差が所定の基準値未満になった後の第２の位相差生成工程では，前記第１，第３部分信号間の位相差を生成する信号処理装置。
（付記９）
高周波受信信号をローカル周波数に基づいてベースバンドの受信信号に周波数変換する周波数変換ユニットと，
前記ベースバンドの受信信号を処理するベースバンド信号処理ユニットとを有し，
前記ベースバンド信号処理ユニットは，
前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１の部分より時間軸上で後ろの第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成ユニットとを有する受信装置。
（付記１０）
付記９において，
前記既知パターン受信信号は，ＯＦＤＭ変調された受信信号に含まれ，１シンボル長を有し，
前記既知パターン受信信号の第１部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第１のサブキャリア信号群を含み，前記第２部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第２のサブキャリア信号群を含む受信装置。
（付記１１）
付記９または１０において，
さらに，前記生成した位相差を小さくするように，高周波受信信号を前記ベースバンドの受信信号に周波数変換するためのローカル周波数を制御する周波数制御部を有する受信装置。
（付記１２）
ベースバンドの受信信号を処理する信号処理方法であって，
前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の工程と，
前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１の部分より時間軸上で後ろの第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の工程と，
前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成工程とを有する信号処理方法。
（付記１３）
付記１２において，
前記既知パターン受信信号は，ＯＦＤＭ変調された受信信号に含まれ，１シンボル長を有し，
前記既知パターン受信信号の第１部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第１のサブキャリア信号群を含み，前記第２部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第２のサブキャリア信号群を含む信号処理方法。
（付記１４）
付記１２または１３において，
さらに，前記生成した位相差を小さくするように，高周波受信信号を前記ベースバンドの受信信号に周波数変換するためのローカル周波数を制御する周波数制御工程を有する信号処理方法。
（付記１５）
ＯＦＤＭ変調された高周波受信信号をローカル周波数に基づいて周波数変換したベースバンドの受信信号を入力し受信側のローカル周波数を制御する自動周波数制御装置において，
前記ベースバンドの受信信号に含まれ１シンボル長を有する既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とを乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の第１部分信号より時間軸上で後ろの第２の部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とを乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，第１，第２部分信号間の位相差を検出する位相差生成ユニットと，
前記位相差を小さくするように前記ローカル周波数を制御する周波数制御部とを有する自動周波数制御装置。
（付記１６）
付記１５において，
さらに，前記既知パターン受信信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１，第２の部分より時間軸上で後ろにある第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とを乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器を有し，
前記位相差生成ユニットは，第１の位相差生成工程では，前記第１，第２部分信号間の位相差を生成し，前記周波数制御部による前記ローカル周波数の制御により前記第１，第２部分信号間の位相差が所定の基準値未満になった後の第２の位相差生成工程では，前記第１，第３部分信号間の位相差を生成する自動周波数制御装置。
Rx_sym：既知パターン信号 Ref_sym：参照パターン信号
３２０：相関器 ３４０：位相回転量検出・検証回路
３６０：発生器制御電圧生成回路

Claims (14)

  1. ベースバンドの受信信号を処理する信号処理装置であって，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１，第２部分信号より時間軸上で後ろの第３部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差と，前記第２の相関ピーク電圧と，前記第３の相関電圧がピーク値をとるときの第３の相関ピーク電圧とから，前記第２部分信号と第３部分信号間の位相差とを生成し，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２，第３部分信号間の位相差との平均値を求める位相差生成ユニットとを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記位相差の平均値に基づいて前記第１，第２，第３の相関ピーク電圧の位相を一致させ，当該位相を一致させた第１，第２，第３の相関ピーク電圧を加算し，当該加算された相関ピーク電圧の電力が所定の閾値を越えている場合に前記位相差の平均値を有効化する信号処理装置。
  2. ベースバンドの受信信号を処理する信号処理装置であって，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成ユニットとを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記第１の相関ピーク電圧と前記第２の相関ピーク電圧とから前記位相差に対応する位相差信号を生成する位相差算出部と，前記位相差信号の角度成分を抽出する角度生成部とを有し，
    前記角度生成部は，前記位相差が第１の位相差範囲の場合は前記位相差信号のアークタンゼント値を求め，前記位相差が前記第１の位相差範囲より小さい第２の位相差範囲の場合は前記位相差信号のサイン値を求める信号処理装置。
  3. 請求項１において，
    前記既知パターン受信信号は，ＯＦＤＭ変調された受信信号に含まれ，１シンボル長を有し，
    前記既知パターン受信信号の第１部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第１のサブキャリア信号群を含み，前記第２部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第２のサブキャリア信号群を含み，前記第３部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第３のサブキャリア信号群を含む信号処理装置。
  4. 請求項２において，
    前記既知パターン受信信号は，ＯＦＤＭ変調された受信信号に含まれ，１シンボル長を有し，
    前記既知パターン受信信号の第１部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第１のサブキャリア信号群を含み，前記第２部分信号は，前記ＯＦＤＭ変調された受信信号の時間軸上の第２のサブキャリア信号群を含む信号処理装置。
  5. 請求項１または３において，
    さらに，前記生成した位相差に基づいて，高周波受信信号を前記ベースバンドの受信信号に周波数変換するためのローカル周波数を制御する周波数制御部を有する信号処理装置。
  6. 請求項２または４において，
    さらに，前記生成した位相差に基づいて，高周波受信信号を前記ベースバンドの受信信号に周波数変換するためのローカル周波数を制御する周波数制御部を有する信号処理装置。
  7. 請求項５において，
    前記位相差生成ユニットは，第１の位相差生成工程では，前記第１，第２部分信号間の位相差を生成し，前記周波数制御部による前記ローカル周波数の制御により前記第１，第２部分信号間の位相差が所定の基準値未満になった後の第２の位相差生成工程では，前記第１，第３部分信号間の位相差を生成する信号処理装置。
  8. 請求項６において，
    さらに，前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１，第２部分信号より時間軸上で後ろにある第３部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器を有し，
    前記位相差生成ユニットは，第１の位相差生成工程では，前記第１，第２部分信号間の位相差を生成し，前記周波数制御部による前記ローカル周波数の制御により前記第１，第２部分信号間の位相差が所定の基準値未満になった後の第２の位相差生成工程では，前記第１，第３部分信号間の位相差を生成する信号処理装置。
  9. 高周波受信信号をローカル周波数に基づいてベースバンドの受信信号に周波数変換する周波数変換ユニットと，
    前記ベースバンドの受信信号を処理するベースバンド信号処理ユニットとを有し，
    前記ベースバンド信号処理ユニットは，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１，第２部分信号より時間軸上で後ろの第３部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差と，前記第２の相関ピーク電圧と，前記第３の相関電圧がピーク値をとるときの第３の相関ピーク電圧とから，前記第２部分信号と第３部分信号間の位相差とを生成し，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２，第３部分信号間の位相差との平均値を求める位相差生成ユニットとを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記位相差の平均値に基づいて前記第１，第２，第３の相関ピーク電圧の位相を一致させ，当該位相を一致させた第１，第２，第３の相関ピーク電圧を加算し，当該加算された相関ピーク電圧の電力が所定の閾値を越えている場合に前記位相差の平均値を有効化する受信装置。
  10. 高周波受信信号をローカル周波数に基づいてベースバンドの受信信号に周波数変換する周波数変換ユニットと，
    前記ベースバンドの受信信号を処理するベースバンド信号処理ユニットとを有し，
    前記ベースバンド信号処理ユニットは，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成ユニットとを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記第１の相関ピーク電圧と前記第２の相関ピーク電圧とから前記位相差に対応する位相差信号を生成する位相差算出部と，前記位相差信号の角度成分を抽出する角度生成部とを有し，
    前記角度生成部は，前記位相差が第１の位相差範囲の場合は前記位相差信号のアークタンゼント値を求め，前記位相差が前記第１の位相差範囲より小さい第２の位相差範囲の場合は前記位相差信号のサイン値を求める受信装置。
  11. ベースバンドの受信信号を処理する信号処理方法であって，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の工程と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の工程と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１，第２部分信号より時間軸上で後ろの第３部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第３の相関電圧を生成する第３の工程と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差と，前記第２の相関ピーク電圧と，前記第３の相関電圧がピーク値をとるときの第３の相関ピーク電圧とから，前記第２部分信号と第３部分信号間の位相差とを生成し，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２，第３部分信号間の位相差との平均値を求める位相差生成工程とを有し，
    前記位相差生成工程では，前記位相差の平均値に基づいて前記第１，第２，第３の相関ピーク電圧の位相を一致させ，当該位相を一致させた第１，第２，第３の相関ピーク電圧を加算し，当該加算された相関ピーク電圧の電力が所定の閾値を越えている場合に前記位相差の平均値を有効化する信号処理方法。
  12. ベースバンドの受信信号を処理する信号処理方法であって，
    前記受信信号のうち既知パターンを有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第１の相関電圧を生成する第１の工程と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とをサンプルタイミングで順次乗算して第２の相関電圧を生成する第２の工程と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号と前記第２部分信号間の位相差を生成する位相差生成工程とを有し，
    前記位相差生成工程は，前記第１の相関ピーク電圧と前記第２の相関ピーク電圧とから前記位相差に対応する位相差信号を生成する位相差算出工程と，前記位相差信号の角度成分を抽出する角度生成工程とを有し，
    前記角度生成工程では，前記位相差が第１の位相差範囲の場合は前記位相差信号のアークタンゼント値を求め，前記位相差が前記第１の位相差範囲より小さい第２の位相差範囲の場合は前記位相差信号のサイン値を求める信号処理方法。
  13. ＯＦＤＭ変調された高周波受信信号をローカル周波数に基づいて周波数変換したベースバンドの受信信号を入力し受信側のローカル周波数を制御する自動周波数制御装置において，
    前記ベースバンドの受信信号に含まれ１シンボル長を有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とを乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とを乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１，第２部分信号より時間軸上で後ろの第３部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第３部分信号の複素共役を有する第３の参照パターン信号とを乗算して第３の相関電圧を生成する第３の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２の相関ピーク電圧と，前記第３の相関電圧がピーク値をとるときの第３の相関ピーク電圧とから，前記第２部分信号と第３部分信号間の位相差とを生成し，前記第１，第２部分信号間の位相差と，前記第２，第３部分信号間の位相差との平均値を求める位相差生成ユニットと，
    前記位相差を小さくするように前記ローカル周波数を制御する周波数制御部とを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記位相差の平均値に基づいて前記第１，第２，第３の相関ピーク電圧の位相を一致させ，当該位相を一致させた第１，第２，第３の相関ピーク電圧を加算し，当該加算された相関ピーク電圧の電力が所定の閾値を越えている場合に前記位相差の平均値を有効化する自動周波数制御装置。
  14. ＯＦＤＭ変調された高周波受信信号をローカル周波数に基づいて周波数変換したベースバンドの受信信号を入力し受信側のローカル周波数を制御する自動周波数制御装置において，
    前記ベースバンドの受信信号に含まれ１シンボル長を有する既知パターン受信信号を分割して得られる複数の部分信号の中の第１部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第１部分信号の複素共役を有する第１の参照パターン信号とを乗算して第１の相関電圧を生成する第１の相関器と，
    前記既知パターン受信信号の前記複数の部分信号の中の前記第１部分信号より時間軸上で後ろの第２部分信号と，前記既知パターン受信信号の前記第２部分信号の複素共役を有する第２の参照パターン信号とを乗算して第２の相関電圧を生成する第２の相関器と，
    前記第１の相関電圧がピーク値をとるときの第１の相関ピーク電圧と，前記第２の相関電圧がピーク値をとるときの第２の相関ピーク電圧とから，前記第１，第２部分信号間の位相差を検出する位相差生成ユニットと，
    前記位相差を小さくするように前記ローカル周波数を制御する周波数制御部とを有し，
    前記位相差生成ユニットは，前記第１の相関ピーク電圧と前記第２の相関ピーク電圧とから前記位相差に対応する位相差信号を生成する位相差算出部と，前記位相差信号の角度成分を抽出する角度生成部とを有し，
    前記角度生成部は，前記位相差が第１の位相差範囲の場合は前記位相差信号のアークタンゼント値を求め，前記位相差が前記第１の位相差範囲より小さい第２の位相差範囲の場合は前記位相差信号のサイン値を求める自動周波数制御装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BR112013002605B1 (pt) 2011-02-18 2022-08-23 Sun Patent Trust Método de transmissão, aparelho de transmissão, método de recepção e aparelho de recepção
US9660855B2 (en) * 2012-06-29 2017-05-23 Cable Television Laboratories, Inc. Orthogonal signal demodulation
EP2930871B1 (en) * 2012-12-07 2018-03-07 Sun Patent Trust Signal generation method, transmission device, reception method, and reception device
CN109274631B (zh) * 2018-12-11 2021-04-23 北京无线电测量研究所 基于全通型分数时延滤波器的数据符号同步方法
CN109861938B (zh) * 2018-12-31 2021-06-11 上海工程技术大学 高数据传输效率的抑制信号中相位旋转误差的方法
KR102063287B1 (ko) * 2019-07-29 2020-01-08 제일전기공업 주식회사 전력 위상 측정과 아크 검출에 기초한 전원 차단 방법 및 장치
CN113810029A (zh) * 2020-06-12 2021-12-17 圣邦微电子（北京）股份有限公司 一种检测数据相关性的电路

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4583048A (en) * 1985-02-26 1986-04-15 Rca Corporation MSK digital demodulator for burst communications
JP2672769B2 (ja) * 1992-06-29 1997-11-05 三菱電機株式会社 スペクトル拡散受信機
JPH11266180A (ja) * 1998-03-18 1999-09-28 Fujitsu Ltd 無線基地局のアレーアンテナシステム
JP3688113B2 (ja) * 1998-04-23 2005-08-24 三菱電機株式会社 デジタル音声放送受信機
US6310856B1 (en) * 1998-08-07 2001-10-30 Motorola, Inc. CDMA communications system having a searcher receiver and method therefor
JP3486576B2 (ja) * 1999-05-18 2004-01-13 シャープ株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びその周波数オフセット補償方法
EP1117185A1 (en) * 2000-01-14 2001-07-18 Lucent Technologies Inc. Method and rake receiver for code-tracking in CDMA communication systems
JP2001223668A (ja) 2000-02-09 2001-08-17 Sony Corp 受信タイミング検出回路、周波数オフセット補正回路、受信装置及びその受信方法
JP3960747B2 (ja) 2000-11-13 2007-08-15 株式会社日立国際電気 ディジタル伝送装置
JP3945623B2 (ja) * 2001-11-12 2007-07-18 株式会社ルネサステクノロジ 周波数同期方法及びこれを用いたｏｆｄｍ受信装置
US7088825B2 (en) * 2001-12-12 2006-08-08 Quicksilver Technology, Inc. Low I/O bandwidth method and system for implementing detection and identification of scrambling codes
US7545870B1 (en) * 2004-04-14 2009-06-09 Panasonic Corporation Reception device
CN100566317C (zh) 2004-10-22 2009-12-02 财团法人工业技术研究院 基于频率相关性的相干正交频分复用接收器同步方法与装置
US20060088133A1 (en) 2004-10-22 2006-04-27 Industrial Technology Research Institute Time-frequency correlation-based synchronization for coherent OFDM receiver
KR100689361B1 (ko) * 2004-10-29 2007-03-02 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 주파수 오프셋 추정 장치 및 방법
JP4570558B2 (ja) * 2005-12-13 2010-10-27 パナソニック株式会社 無線通信装置及び周波数オフセット量推定方法
JP4970431B2 (ja) * 2006-04-26 2012-07-04 パナソニック株式会社 信号検出装置、及び信号検出方法
JP2008113369A (ja) * 2006-10-31 2008-05-15 Fujitsu Ltd タイミング同期方法およびタイミング同期装置

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