JPH07221729A

JPH07221729A - 符号分割多重通信装置

Info

Publication number: JPH07221729A
Application number: JP1326794A
Authority: JP
Inventors: Kimio Watanabe; 君夫渡辺
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-02-07
Filing date: 1994-02-07
Publication date: 1995-08-18
Anticipated expiration: 2017-12-09
Also published as: US5530697A; JP3354685B2

Abstract

(57)【要約】【目的】ＰＮ符号復調装置およびこれを応用した符号
分割多重通信装置に関し、ハードウェア規模の縮小され
たＰＮ符号復調装置、および通信中に外来雑音の量を検
出でき、多重数を外来雑音の量に応じて即座に変更でき
る符号分割多重通信装置を提供することを目的とする。【構成】ＰＮ符号復調装置では、排他的論理和手段２
が、ＰＮ符号とＰＮ符号変調されたベースバンド信号と
の排他的論理和を求め、カウント手段３が、この排他的
論理和に基づきベースバンド信号がＰＮ符号に一致しな
いビット数を所定の符号長に亘ってカウントし、判別手
段４と復元手段５とが、このカウント値が（所定の符号
長＋１）／２の値だけカウントしたか否かに基づきデー
タ信号を復元する。また、相関値出力手段６が、カウン
ト手段３のカウント値に基づき相関値を求め、符号分割
多重通信装置では、相関値に基づいて多重数を制御する
ようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＰＮ符号復調装置およ
びこれを応用した符号分割多重通信装置に関し、特にＰ
Ｎ符号変調されたベースバンド信号を復調するＰＮ符号
復調装置、および複数チャネルの各データ信号をそれぞ
れＰＮ符号変調して送信する送信部と、送られた信号を
上記ＰＮ符号復調装置によりＰＮ符号復調して複数チャ
ネルの各データ信号を復元する受信部とから成る符号分
割多重通信装置に関する。

【０００２】ＰＮ符号（Pseudo Noise Code ）を使用し
てスペクトル拡散（ＳＳ）変調を行う通信装置は、多重
化ができ、また干渉に強い通信装置として知られる。こ
うした通信装置は、微弱電波を扱う衛星通信で用いられ
たり、また出力電波の強度に規制のある環境で用いられ
る。

【０００３】

【従来の技術】まず、スペクトル拡散通信の原理および
これを実現する従来のＰＮ符号復調装置の説明をする。

【０００４】図１２は、多重化の行われていない従来の
スペクトル拡散通信システムの概略図である。すなわ
ち、送信側では、情報データがＰＮ符号変調器１０１で
ＰＮ符号変調され、２相位相変調器（ＰＳＫＭＯＤ）１
０２で搬送波とディジタル変調されて送信される。受信
側では、同期検波回路１０３により受信波のディジタル
復調が行われた後、ＰＮ符号復調器１０４でＰＮ符号復
調が行われ、情報データが出力される。

【０００５】ＰＮ符号変調器１０１は、排他的論理和
（ＥＸ−ＯＲ）回路１０１ａとＰＮ符号発生器１０１ｂ
とから構成され、情報データ１ビットにＰＮ符号１系列
（１フレーム）が対応し、排他的論理和がとられ、情報
データは拡散される。

【０００６】ここで、ＰＮ符号として、符号長７でＭ系
列のものを使用した場合を例にして説明する。もし、情
報データ１ビットの信号「１」に対して、７ビットのＰ
Ｎ符号「１１１０１００」が対応し、排他的論理和がと
られたとすると、ＰＮ符号変調器１０１から出力される
データ（拡散データ）Ｓは図１３に示すように、「００
０１０１１」となる。なお、情報データが信号「０」で
ある場合には、拡散データＳは「１１１０１００」とな
る。

【０００７】２相位相変調器１０２は、拡散データを２
相位相変調（ＢＰＳＫ）して伝送する。２相位相変調器
１０２は、図１４に示すように、例えば拡散データＳの
１ビット分「１」に対しては０°の位相の搬送波（図中
空白表示）、「０」に対しては１８０°の位相の搬送波
（図中斜線表示）を一定振幅の伝送波として出力する。

【０００８】受信側の同期検波回路１０３では、図１５
に示すように、搬送波で２相位相変調された拡散データ
をベースバンド信号Ｗ「０００１０１１」に変換（復
調）する。

【０００９】ＰＮ符号復調器１０４はベースバンド信号
となった拡散データから情報データを取り出すもので、
図１２に示すように、ＰＮ符号の符号長分のレジスタか
ら成るシフトレジスタ１０４ａと、送信側のＰＮ符号発
生器１０１ｂの発生するＰＮ符号と同一のＰＮ符号を並
列に発生するＰＮ符号発生器１０４ｂと、ＰＮ符号の符
号長分の数からなる排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路１
０４ｃと、多数決論理回路１０４ｄとから構成される。
ＰＮ符号発生器１０４ｂはＲＯＭ、スイッチ等から成
り、多数決論理回路１０４ｄは電圧加算器と過半数比較
器とから成る。

【００１０】こうした構成において、復調されてベース
バンド信号Ｗに変換された拡散データは、まず、１符号
長分の長さのシフトレジスタ１０４ａに順次入力され
る。シフトレジスタ１０４ａの各レジスタ出力は複数の
排他的論理和回路１０４ｃの対応の回路へそれぞれ出力
される。一方、送信側と同一なＰＮ符号がＰＮ符号発生
器１０４ｂから排他的論理和回路１０４ｃへ並列に出力
されている。そして、１フレーム分のベースバンド信号
Ｗがシフトレジスタ１０４ａへ入力され終わった時点
で、多数決論理回路１０４ｄが複数の排他的論理和回路
１０４ｃの各出力の全電圧を合算して過半数比較を行
う。

【００１１】すなわち、図１６に示すように、例えば、
復調されてベースバンド信号Ｗ「０００１０１１」に変
換された拡散データをシフトレジスタ１０４ａへ入力
し、排他的論理和回路１０４ｃでベースバンド信号Ｗ
「０００１０１１」とＰＮ符号「１１１０１００」との
排他的論理和をとると、Ｒ「１１１１１１１」の出力を
得る。多数決論理回路１０４ｄで、各ビットの合算を行
なって合算数７を得、これを全ビット数（ＰＮ符号の符
号長）７の過半数４と比較する。この場合は合算数が過
半数より多いので、多数決論理回路１０４ｄは情報デー
タ「１」を出力する。もし、合算数が過半数より少ない
ときには情報データ「０」を出力する。

【００１２】こうして、スペクトル拡散通信では、伝送
経路において雑音が混入した場合でも、送信側から送ら
れた情報データを受信側で確実に復元することができ
る。この雑音混入時の受信側の確実な情報データの復元
は、ＰＮ符号の符号長が長くなるにつれてより促進され
る。ここでは、ＰＮ符号の符号長を７ビットとして説明
したが、通常、ＰＮ符号の符号長は数１００ビットから
数１０００ビットである。

【００１３】このようなスペクトル拡散通信を多重通信
に応用した従来の符号分割多重通信装置を次に説明す
る。符号分割多重通信では、スペクトル拡散通信の特徴
の一つである「送信側で拡散に用いたＰＮ符号と同じコ
ードのＰＮ符号を受信側で逆拡散（相関）に使用する
と、原信号を取り出すことができる」という性質を利用
する。すなわち、複数のチャネル間で互いに異なるコー
ドのＰＮ符号（つまり、相互相関の低い符号）を使用し
た場合、同一周波数帯で、複数の情報データの伝送が可
能となる。

【００１４】図１７は従来の符号分割多重通信の送信装
置の基本構成図である。図中、ｎ個からなる排他的論理
和（ＥＸ−ＯＲ）回路１１０が、チャネルＣＨ１〜ＣＨ
ｎからの各情報データ１〜ｎとＰＮ符号１〜ｎとの排他
的論理和をとり、排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘｎを多数決
論理回路１１１へ送る。多数決論理回路１１１は、同じ
タイムスロットの信号に対し多数決演算を行い、２値信
号である排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘｎのうちで多勢を示
す方の値の信号を出力して変調器１１２へ送る。多数決
論理回路１１１の構成については後述する。なお、ここ
でチャネル数は奇数（ｎ：奇数）とする。

【００１５】変調器１１２は２重平衡変調器（ＤＢＭ）
１１２ａと増幅器１１２ｂとから成り、２重平衡変調器
１１２ａが搬送波を多数決論理回路１１１の出力で位相
変調し、増幅器１１２ｂでＲＦ増幅して送信する。

【００１６】ここで、ＰＮ符号としてＭ系列、最長結線
タップ〔３．１〕、符号長７のものを使用した場合を例
にとり、上記送信装置を具体的に説明する。チャネル数
は３とする。すなわち、図１８に示すように、ＰＮ符号
１を「１１１０１００」、ＰＮ符号２を「０１１１０１
０」、ＰＮ符号３を「００１１１０１」とする。

【００１７】図１９に示すように、こうしたＰＮ符号１
〜３が３つの排他的論理和回路１１０へ送られるととも
に、排他的論理和回路１１０には３つのチャネルＣＨ１
〜ＣＨ３から、例えば情報データ「０」，「０」，
「１」がそれぞれ送られたとする。排他的論理和回路１
１０では、各ＰＮ符号１フレーム分を、各チャネルで伝
送される情報データの１ビットに対応させる。

【００１８】その結果、情報データはチャネルＣＨ１で
は信号Ｘ１「１１１０１００」に、チャネルＣＨ２では
信号Ｘ２「０１１１０１０」に、チャネルＣＨ３では信
号Ｘ３「１１０００１０」にそれぞれ変形される。

【００１９】そして、信号Ｘ１〜Ｘ３は多数決論理回路
１１１により各チャネルのビットどうしで多数決演算さ
れる。ここでの多数決演算とは、並列に入力される各チ
ャネルの２値信号のうちで「１」の方が多いときは
「１」を、「０」の方が多いときは「０」を出力するも
のである。図２０に示すように、タイミングｂ₁ではチ
ャネルＣＨ１〜ＣＨ３の信号Ｘ１〜Ｘ３の全てが「０」
であるので、多数決論理回路１１１の出力Ｙは「０」と
なる。タイミングｂ₂ではチャネルＣＨ１の信号Ｘ１が
「０」であり、チャネルＣＨ２，ＣＨ３の信号Ｘ２，Ｘ
３が「１」であって、「１」の方が多いので、多数決論
理回路１１１の出力Ｙは「１」となる。こうして、ＰＮ
符号１フレーム分の演算結果は「１１１００１０」とな
る。

【００２０】多数決論理回路１１１は、図２１（Ａ）に
示すようなＡＮＤ素子とＯＲ素子との構成によって実現
される。図２１（Ｂ）は多数決論理回路１１１の論理式
を、図２１（Ｃ）は多数決論理回路１１１の真理値表を
示す。

【００２１】多数決論理回路１１１の出力Ｙは、図２２
に示すように２重平衡変調器１１２ａで２相位相変調さ
れる。図中、振幅特性の中の空白表示部分は０°の位相
の一定振幅の搬送波を示し、斜線表示部分は１８０°の
位相の一定振幅の搬送波を示す。このような伝送波を符
号相関が理解し易いように、縦軸の（＋）側で０°の位
相を表し、縦軸の（−）側で１８０°の位相を表すよう
にして変換する。この変換後の伝送波Ｗは「１，１，
１，−１，−１，１，−１」と表示される。

【００２２】つぎに、従来の符号分割多重通信の受信装
置を説明する。図２３は従来の符号分割多重通信の受信
装置の基本構成図である。図中、ＰＮ符号発生器１１３
ａ〜１１３ｃは、上記の送信装置のＰＮ符号１〜３とそ
れぞれ同一のＰＮ符号１〜３をそれぞれ出力する。２重
平衡変調器１１５ａ〜１１５ｃは、これらのＰＮ符号１
〜３をそれぞれ用いて局部発振器１１４からの発振信号
に予め位相変調をかけておく。２重平衡変調器１１６ａ
〜１１６ｃは、こうした２重平衡変調器１１５ａ〜１１
５ｃからの出力を用いて送信側からの伝送波について各
チャネル毎に相関をとる。そして、データレートの約２
倍の周波数帯域特性を持つ各チャネル毎のバンドパスフ
ィルタ１１７ａ〜１１７ｃを通過させることにより、Ｐ
Ｎ符号１フレームに亘っての相関の結果（積分）が振幅
出力として各ＰＳＫ復調器１１８ａ〜１１８ｃへ送られ
る。各ＰＳＫ復調器１１８ａ〜１１８ｃでは同期検波を
行なって情報データ１〜３をそれぞれ復調する。

【００２３】２重平衡変調器１１５ａは、図２４に示す
ように、局部発振器１１４からの発振信号にＰＮ符号１
「１１１０１００」で予め位相変調をかけて、変換後信
号ＰＮ１「１，１，１，−１，１，−１，−１」を出力
する。同様に、２重平衡変調器１１５ｂは、図２５に示
すように、局部発振器１１４からの発振信号にＰＮ符号
２「０１１１０１０」で予め位相変調をかけて、変換後
信号ＰＮ２「−１，１，１，１，−１，１，−１」を出
力し、２重平衡変調器１１５ｃは、図２６に示すよう
に、局部発振器１１４からの発振信号にＰＮ符号３「０
０１１１０１」で予め位相変調をかけて、変換後信号Ｐ
Ｎ３「−１，−１，１，１，１，−１，１」を出力す
る。

【００２４】２重平衡変調器１１６ａ〜１１６ｃで相関
検出を行い、バンドパスフィルタ１１７ａ〜１１７ｃの
積分結果で情報データの判別を行うことは、伝送波Ｗ
「１，１，１，−１，−１，１，−１」の受信波形と変
換後信号ＰＮ１〜３との内積をそれぞれとることと等価
である。

【００２５】すなわち、チャネルＣＨ１では、Ｗ・ＰＮ１＝［1,1,1,-1,-1,1,-1］［1,1,1,-1,1,-1,-
1］＝+3 チャネルＣＨ２では、Ｗ・ＰＮ２＝［1,1,1,-1,-1,1,-1］［-1,1,1,1,-1,1,-
1］＝+3 チャネルＣＨ３では、Ｗ・ＰＮ３＝［1,1,1,-1,-1,1,-1］［-1,-1,1,1,1,-1,
1］＝-5 ここで、演算結果の符号が（＋）ならば情報データ
「０」を復元し、（−）ならば情報データ「１」を復元
するようにする。

【００２６】これによって、送信側の情報データ
「０」，「０」，「１」が確実に復元されたことにな
る。すなわち、スペクトル拡散通信を利用して多重通信
が行われ得ることが分かる。

【００２７】なお、送信装置に多数決論理回路１１１を
導入することにより、３つの排他的論理和回路１１０の
後に単なる加算回路を配置するそれまでの送信装置に比
較してハードウェア量が少なく、調整が容易な通信装置
が実現されている。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のスペク
トル拡散通信システムのＰＮ符号復調器１０４では、シ
フトレジスタ１０４ａを構成する各レジスタの数および
排他的論理和回路１０４ｃを少なくともＰＮ符号の符号
長分の数だけそれぞれ用意する必要がある。一方、ＰＮ
符号の符号長は通常、数１００〜数１０００である。し
たがって、ＰＮ符号復調器はハードウェア規模がかなり
大きなものとならざるを得ず、実用的でないという問題
があった。

【００２９】また、従来の符号分割多重通信では、一般
に、多重され得るチャネル数が外来雑音に左右され、符
号誤り率が増加すると多重数を減少させる必要がある。
特に、外来雑音の量が時間的に変化する環境に対応する
には、多重数の変更を常時行い得る必要がある。すなわ
ち、例えば移動通信帯域で微弱電波による通信を行って
いるときに、先程まではエラーフリーであった通信が、
近くで他の移動通信が行われることで通信不可能となる
ことが考えられる。こうしたときに、外来雑音の量に応
じて多重数を即座に変更できる柔軟なシステムが望まし
い。

【００３０】しかし、従来の符号分割多重通信装置で
は、通信中に外来雑音の量を検出することはできなかっ
た。そのため、多重数を外来雑音の量に応じて即座に変
更することも不可能であった。

【００３１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、ハードウェア規模の縮小されたＰＮ符号復調
装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の
目的は、通信中に外来雑音の量を検出でき、多重数を外
来雑音の量に応じて即座に変更できる符号分割多重通信
装置を提供することである。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、図１に示すように、所定の符号長を持
ち、変調側と同一コードのＰＮ符号を発生するＰＮ符号
発生手段１と、ＰＮ符号発生手段１から発生されたＰＮ
符号とＰＮ符号変調されたベースバンド信号との排他的
論理和を求める排他的論理和手段２と、排他的論理和手
段２からの出力に基づき、ベースバンド信号がＰＮ符号
に一致しないビット数を所定の符号長に亘ってカウント
するカウント手段３と、カウント手段３が、一致しない
ビット数を（所定の符号長＋１）／２の値だけカウント
すると判別信号を出力する判別手段４と、判別手段４が
出力する判別信号に基づきデータ信号を復元する復元手
段５と、を有することを特徴とするＰＮ符号復調装置
が、提供される。

【００３３】また、図２に示すように、送信側に各チャ
ネル毎に設けられ、所定の符号長を持ち、各チャネル毎
に互いに異なるコードのＰＮ符号を発生する複数の送信
側ＰＮ符号発生手段１１と、送信側に各チャネル毎に設
けられ、対応のデータ信号と、対応の送信側ＰＮ符号発
生手段からのＰＮ符号との排他的論理和を求める複数の
排他的論理和手段１２，１３と、送信側に設けられ、送
られた多重数制御信号に基づき多重数を制御するととも
に、複数の排他的論理和手段１２，１３からの出力に対
してタイムスロット単位に多数決判定を行なって多重デ
ータ信号を出力する多数決判定手段１４と、送信側に設
けられ、多数決判定手段１４からの多重データ信号で搬
送波をディジタル変調するディジタル変調手段１５と、
受信側に設けられ、受信した信号から多重データ信号を
ディジタル復調するディジタル復調手段１６と、受信側
に各チャネル毎に設けられ、送信側の対応するＰＮ符号
発生手段が発生するコードと同一のコードのＰＮ符号を
発生する複数の受信側ＰＮ符号発生手段１７と、受信側
に各チャネル毎に設けられ、ディジタル復調手段１６で
復調された多重データ信号と、対応の受信側ＰＮ符号発
生手段からのＰＮ符号との排他的論理和を求める複数の
排他的論理和手段１８，１９と、受信側に各チャネル毎
に設けられ、対応の排他的論理和手段からの出力に基づ
きＰＮ符号復調を行うとともに、所定の符号長毎の相関
値を求める複数のＰＮ符号復調手段２０，２１と、複数
のＰＮ符号復調手段２０，２１がそれぞれ求めた相関値
に基づき多重数制御信号を生成して送信側の多数決判定
手段１４へ送る多重数制御手段２２と、を有することを
特徴とする符号分割多重通信装置が、提供される。

【００３４】

【作用】以上の構成において、図１に示すＰＮ符号復調
装置では、排他的論理和手段２が、ＰＮ符号発生手段１
から発生されたＰＮ符号とＰＮ符号変調されたベースバ
ンド信号との排他的論理和を求める。ベースバンド信号
の情報データ１ビットにＰＮ符号１フレームを対応させ
て排他的論理和をとり、情報データの拡散が行われる。

【００３５】つぎに、カウント手段３が、排他的論理和
手段２からの出力に基づき、ベースバンド信号がＰＮ符
号に一致しないビット数を所定の符号長に亘ってカウン
トする。そして、カウント手段３が、一致しないビット
数を（所定の符号長＋１）／２の値だけカウントする
と、判別手段４が判別信号を出力する。伝送路において
外来雑音が混入しないときには、この一致しないビット
数は所定の符号長分だけ発生する筈のものであるから、
譬え、外来雑音の混入があったとしても、この一致しな
いビット数が所定の符号長の過半数に至るまでは正確な
判別信号を出力できる。

【００３６】最後に、復元手段５が、判別手段４が出力
する判別信号に基づきデータ信号を復元する。このＰＮ
符号復調装置では、ＰＮ符号の符号長分のシフトレジス
タや排他的論理和回路を備える必要がないので、ハード
ウェアの小型化が図られる。

【００３７】また、こうしたＰＮ符号復調装置を応用し
た図２に示す符号分割多重通信装置では、まず送信側の
複数の排他的論理和手段１２，１３が、対応のデータ信
号と、対応の送信側ＰＮ符号発生手段からのＰＮ符号と
の排他的論理和をそれぞれ求め、データ信号の拡散を行
う。そして、多数決判定手段１４が、多重数制御手段２
２から送られた多重数制御信号に基づき、複数の排他的
論理和手段１２，１３からの出力に対してタイムスロッ
ト単位に多数決判定を行なって多重データ信号を出力す
る。すなわち、複数の排他的論理和手段１２，１３から
並列に入力される２値信号のうちで多勢を占める値の信
号を検出し、多重データ信号として出力する。

【００３８】この多数決判定手段１４からの多重データ
信号で、ディジタル変調手段１５が搬送波をディジタル
変調する。つぎに、受信側では、ディジタル復調手段１
６が、受信した信号から多重データ信号をディジタル復
調する。そして、複数の排他的論理和手段１８，１９
が、ディジタル復調手段１６で復調された多重データ信
号と、対応の受信側ＰＮ符号発生手段からのＰＮ符号と
の排他的論理和をそれぞれ求める。これらの複数の排他
的論理和手段１８，１９のうちの対応の排他的論理和手
段からの出力に基づき、複数のＰＮ符号復調手段２０，
２１がそれぞれ、ＰＮ符号復調を行うとともに、所定の
符号長毎の相関値を求める。このＰＮ符号復調は、図１
に示すカウント手段３、判別手段４、および復元手段５
による作動と同様な作動によって行われる。また相関値
は、カウント手段３が、一致しないビット数を所定の符
号長に亘ってカウントしたときのカウント値を相関値と
して使用する。

【００３９】多重数制御手段２２は、複数のＰＮ符号復
調手段２０，２１がそれぞれ求めた相関値に基づき、多
重数制御信号を生成して送信側の多数決判定手段１４へ
送る。この多重数制御信号は、相関値が低下したときに
は多重化チャネル数を減少させ、相関値が上昇したとき
には多重化チャネル数を増加させるように生成される。

【００４０】このように外来雑音に対応する相関値を通
信中に検出でき、その上、多重数をその相関値に応じて
変更できるので、伝送品質の良い通信装置を提供できる
ことになる。

【００４１】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図３は、本発明の第１の実施例であるＰＮ符号復
調装置の回路ブロック図である。このＰＮ符号復調装置
は、排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）演算部３１と、ＰＮ符
号発生部３２と、スレシホールド数カウント部３３とか
ら構成される。排他的論理和演算部３１には、図示しな
い同期検波回路等によりベースバンド信号に変換された
受信データＳ４と、送信側と同期がとれているＰＮ符号
発生部３２からのＰＮ符号Ｓ５とが入力される。

【００４２】ＰＮ符号発生部３２は、３つのＤ−フリッ
プフロップ（ＦＦ）３２ａ〜３２ｃと、ＥＸ−ＯＲ回路
３２ｄと、ＡＮＤ回路３２ｅとから成り、３つのＤ−Ｆ
Ｆ３２ａ〜３２ｃおよびＥＸ−ＯＲ回路３２ｄが、送ら
れたＰＮクロックＳ６に基づき、送信側のＰＮ符号復調
部で用いられたＰＮ符号と同一のコードのＰＮ符号Ｓ５
を発生し、ＡＮＤ回路３２ｅが、情報データの１ビット
分（ＰＮ符号の１フレーム分）を示すデータクロックＳ
１２を発生する。ＰＮクロックＳ６は、受信波から抽出
するか、または、別の通信手段により送信側のＰＮ符号
のクロック信号に同期して発生されたものである。な
お、送信側のＰＮ符号復調部で用いられるＰＮ符号の符
号長は奇数であり、したがって当然、ＰＮ符号Ｓ５の符
号長も奇数である。

【００４３】スレシホールド数カウント部３３は、イン
バータ３３ａ、Ｄ−ＦＦ３３ｂ、ＡＮＤ回路３３ｃ、Ｏ
Ｒ回路３３ｄ、カウンタ３３ｅ、Ｄ−ＦＦ３３ｆ、ＳＲ
−ＦＦ３３ｇ、インバータ３３ｈ、Ｄ−ＦＦ３３ｉから
構成される。このスレシホールド数カウント部３３の詳
しい構成と動作とを図４を参照して説明する。

【００４４】図４はＰＮ符号復調装置の各部の信号波形
を示すタイミングチャートである。まず、送信側で受信
側へ送ろうとする情報データが、例えばＳ１で示すもの
であり、送信側のＰＮ符号が、例えばＳ２に示すもので
あったとする。これらの排他的論理和をとることにより
送信データＳ３が得られる。

【００４５】こうした送信データＳ３が外来雑音の影響
を受けることなく受信されると、排他的論理和演算部３
１には受信データＳ４が入力される。一方、ＰＮ符号発
生部３２にはＰＮクロックＳ６が入力され、ＰＮ符号発
生部３２から排他的論理和演算部３１へは、ＰＮ符号Ｓ
５が入力される。また、ＰＮ符号発生部３２のＡＮＤ回
路３２ｅからデータクロックＳ１２がＤ−ＦＦ３３ｂの
Ｄ端子とインバータ３３ｈとへ送られる。排他的論理和
演算部３１の出力はＳ８となる。

【００４６】Ｄ−ＦＦ３３ｂのクロック（ＣＫ）端子に
は反転ＰＮクロックＳ７が入力される。反転ＰＮクロッ
クＳ７は、ＰＮクロックＳ６がインバータ３３ａで反転
されたものである。したがって、Ｄ−ＦＦ３３ｂの出力
（Ｑ）端子からは、ＰＮクロック１ビット分だけ遅れた
データクロックＳ１３が出力され、ＯＲ回路３３ｄおよ
びＤ−ＦＦ３３ｆのＤ端子へ送られる。

【００４７】ＡＮＤ回路３３ｃには、反転ＰＮクロック
Ｓ７と排他的論理和演算部３１の出力Ｓ８とが入力さ
れ、論理和がカウンタ３３ｅのＣＫ端子へ出力される。
カウンタ３３ｅのキャリ（Ｃ）端子はＯＲ回路３３ｄの
入力側に接続され、ＯＲ回路３３ｄの出力側はカウンタ
３３ｅのロード（Ｌ）端子に接続されている。そして、
このカウンタ３３ｅは、Ｌ端子に高レベルのロード信号
が入力された後にＣＫ端子にパルスが入力されると、カ
ウンタ部に「１１００」（１６進数表示のＣ）をセット
するように構成される。そして、カウンタ３３ｅは、そ
の後にＣＫ端子へ入力されるパルス数を「１１００」に
順次加算していき、カウンタ部が「１１１１」（１６進
数表示のＦ）に至るとＣ端子からキャリ信号Ｓ１０を出
力する。図４のＳ９はカウンタ３３ｅのカウント値を１
６進数で示す。値「１１１１」から値「１０１１」（＝
「１１００」−１）を差し引いた値４は、（ＰＮ符号の
符号長７＋１）／２である。すなわち、カウンタ３３ｅ
は、受信データＳ４とＰＮ符号Ｓ５とが一致しないビッ
ト数をカウントし、この一致しなかったビット数が、符
号長７の過半数４に至るとキャリ信号Ｓ１０を出力す
る。

【００４８】Ｄ−ＦＦ３３ｆのＣＫ端子には反転ＰＮク
ロックＳ７が入力されるので、Ｄ−ＦＦ３３ｆのＱ端子
から、データクロックＳ１３よりＰＮクロック１ビット
分だけ遅れたデータクロックＳ１４が出力され、ＳＲ−
ＦＦ３３ｇのＲ端子へ送られる。また、ＳＲ−ＦＦ３３
ｇのＳ端子にはキャリ信号Ｓ１０が入力され、したがっ
て、ＳＲ−ＦＦ３３ｇのＱ端子からＤ−ＦＦ３３ｉのＤ
端子へ補正キャリ信号Ｓ１１が出力される。Ｄ−ＦＦ３
３ｉのＣＫ端子には、データクロックＳ１２がインバー
タ３３ｈで反転された信号が入力されるので、Ｄ−ＦＦ
３３ｉのＱ端子からは復調データＳ１５が出力される。
すなわち、復調データＳ１５は、１ビット分遅れた送信
側の情報データＳ１に相当し、これによって、情報デー
タＳ１が受信側で確実に復元されたことになる。

【００４９】なお、受信データＳ４に対し伝送路で雑音
が混入されたとしても、ＰＮ符号の符号長が７の場合な
らば、３ビットまでの雑音混入に耐えられ、情報データ
が確実に復元可能である。一般には、ＰＮ符号の符号長
がｎの場合ならば、〔（ｎ＋１）／２−１〕ビットまで
の雑音混入に耐えられ、情報データが確実に復元可能で
ある。

【００５０】以上のように、このＰＮ符号復調装置で
は、ＰＮ符号の符号長分のシフトレジスタや排他的論理
和回路を備える必要がないので、ハードウェアの小型化
が図られる。

【００５１】つぎに、本発明の第２の実施例を説明す
る。第２の実施例は、第１の実施例を応用した符号分割
多重通信装置であり、チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の上り回
線用の通信装置と、チャネルＣＨ４〜ＣＨ６の下り回線
用の通信装置とからなる。

【００５２】図５は、チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の上り回
線用の通信装置の概略構成図であり、（Ａ）は送信部
を、（Ｂ）は受信部を示す。送信部では、３つのＰＮ符
号発生器４０ａ〜４０ｃが、符号長７の互いに異なるコ
ードのＰＮ符号１〜３を発生する。そして、３つの排他
的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路４１ａ〜４１ｃが、チャネ
ルＣＨ１〜ＣＨ３からの各情報データとＰＮ符号１〜３
との排他的論理和をそれぞれとり、各排他的論理和出力
を多数決論理回路４２へ送る。多数決論理回路４２は、
同じタイムスロットの信号に対し多数決演算を行い、２
値信号である排他的論理和出力のうちで多勢を示す方の
値の信号を出力して変調器（ＰＳＫＭＯＤ）４３へ送
る。変調器４３は周波数ｆ₁の搬送波を多数決論理回路
４２の出力で２相位相変調し、送信する。これらの通信
装置は、図１７に示す送信装置と基本的には同じ構成と
なっている。ただし、多数決論理回路４２は、後述する
図６（Ｂ）の多重数制御回路５３から送られた多重数制
御信号に従い多重数を制御する。この多数決論理回路４
２の内部構成については、図９を参照して後述する。

【００５３】受信部では、復調器（ＰＳＫＤＥＭ）４４
が、同期検波により受信信号をベースバンド信号に復調
し、ＰＮ符号復調器４５へ出力する。ＰＮ符号復調器４
５は、送信側の各ＰＮ符号１〜３とそれぞれ同一な３つ
のＰＮ符号１〜３に基づき、チャネル毎にＰＮ符号復調
を行い、各情報データを復元して出力するとともに、チ
ャネル毎に相関値を検出して多重数制御回路４６へ送
る。多重数制御回路４６では、送られた相関値に基づき
多重数制御信号を作成して後述の図６（Ａ）の送信部へ
出力するとともに、後述の図６（Ａ）の多数決論理回路
４９へ出力する。ここで相関値は、送信側でＰＮ符号変
調により拡散された信号が受信側で受信されたときのＰ
Ｎ符号とのビット毎の一致度合いを表す値であり、外来
雑音が多い程、相関値は低下する性質を持つ。ＰＮ符号
復調器４５の内部構成については図７を参照して後述す
る。

【００５４】図６は、チャネルＣＨ４〜ＣＨ６の下り回
線用の通信装置の概略構成図であり、（Ａ）は送信部
を、（Ｂ）は受信部を示す。送信部では、３つのＰＮ符
号発生器４７ａ〜４７ｃが、符号長７の互いに異なるコ
ードのＰＮ符号１〜３を発生し、３つの排他的論理和
（ＥＸ−ＯＲ）回路４８ａ〜４８ｃが、チャネルＣＨ４
〜ＣＨ６からの各情報データとＰＮ符号１〜３との排他
的論理和をそれぞれとり、各排他的論理和出力を多数決
論理回路４９へ送る。多数決論理回路４９は、図５
（Ｂ）の多重数制御回路４６から送られた多重数制御信
号に従い多重数を制御するとともに、同じタイムスロッ
トの信号に対し、多数決演算を行い、２値信号である排
他的論理和出力のうちで多勢を示す方の値の信号を出力
して変調器（ＰＳＫＭＯＤ）５０へ送る。この多数決論
理回路４９の内部構成については、図９を参照して後述
する。変調器５０は上記周波数ｆ₁とは異なる周波数ｆ
₂の搬送波を多数決論理回路４９の出力で２相位相変調
し、送信する。これらの送信装置は、図５（Ａ）に示す
送信装置と基本的には同じ構成となっている。

【００５５】受信部では、復調器（ＰＳＫＤＥＭ）５１
が、同期検波により受信信号をベースバンド信号に復調
し、ＰＮ符号復調器５２へ出力する。ＰＮ符号復調器５
２は、送信側の各ＰＮ符号１〜３とそれぞれ同一な３つ
のＰＮ符号１〜３に基づき、チャネル毎にＰＮ符号復調
を行い、各情報データを復元して出力するとともに、チ
ャネル毎に相関値を検出して多重数制御回路５３へ送
る。多重数制御回路５３は、送られた相関値に基づき多
重数制御信号を作成して図５（Ａ）の送信部へ出力する
とともに、図５（Ａ）の多数決論理回路４２へ出力す
る。ＰＮ符号復調器５２の内部構成については図７を参
照して後述する。これらの受信装置は、図５（Ｂ）に示
す受信装置と基本的には同じ構成となっている。

【００５６】以上のような第２の実施例の構成におい
て、まず最初に、上り回線のチャネルＣＨ１だけで通信
を行う。その際、受信側のＰＮ符号復調器４５で相関値
を検出し、多重数制御回路４６において最適な多重数を
決定して多重数制御信号を下り回線の送信側の多数決論
理回路４９に送るとともに、下り回線で伝送する情報デ
ータにその多重数制御信号を含ませて上り回線の送信側
の多数決論理回路４２に送る。多数決論理回路４９およ
び多数決論理回路４２は、送られた多重数制御信号に従
い多重数を制御する。

【００５７】その後、上り回線の受信側のＰＮ符号復調
器４５および下り回線の受信側のＰＮ符号復調器５２で
相関値をそれぞれ検出し、多重数制御回路４６および多
重数制御回路５３において検出された相関値の変化をそ
れぞれ監視する。その結果、相関値に変化があったとき
には、多重数制御回路４６または多重数制御回路５３が
最適な新たな多重数を決定して多数決論理回路４２およ
び多数決論理回路４９へ多重数制御信号を送るようにす
る。多重数制御信号は、多重数制御回路４６または多重
数制御回路５３によって、相関値が低下したときには多
重化チャネル数を減少させ、相関値が上昇したときには
多重化チャネル数を増加させるような信号である。な
お、相関値に基づき多重数を制御することは、通信装置
全体として伝送品質に応じて情報転送速度を制御するこ
とになる。

【００５８】つぎに、ＰＮ符号復調器４５およびＰＮ符
号復調器５２の内部構成について説明する。両者は同一
の構成を有しており、その構成は、基本的には図３に示
すＰＮ符号復調装置を３チャネル分備えた形態をとって
いる。ただし、図３に示すＰＮ符号復調装置と一部相違
する構成部分があるので、その相違部分だけを図７を参
照して説明する。

【００５９】図７は、その相違部分のみを１チャネル分
だけ図示したものであり、その相違部分は相関値カウン
ト部であって、図３に示すＰＮ符号復調装置に付加され
るものである。すなわち、相関値カウント部５４は、カ
ウンタ５４ａとＤ−ＦＦ５４ｂとから構成され、カウン
タ５４ａのＬ端子には図３のＤ−ＦＦ３３ｂからのデー
タクロックＳ１３が入力され、ＣＫ端子には図３のＡＮ
Ｄ回路３３ｃからの出力Ｓ１７が入力される。そしてカ
ウンタ５４ａのカウント数Ｓ１６が並列にＤ−ＦＦ５４
ｂのＤ₁端子、Ｄ₂端子、Ｄ₃端子、Ｄ₄端子へ入力さ
れる。Ｄ−ＦＦ５４ｂのＣＫ端子にはインバータ３３ｈ
の出力であるデータクロックＳ１８が入力され、Ｑ₁端
子、Ｑ₂端子、Ｑ₃端子、Ｑ₄端子からは相関値が並列
に出力される。

【００６０】図８は、この相関値カウント部５４の各部
信号のタイミングチャートである。図中、出力Ｓ１７
は、図３のインバータ３３ａからの反転ＰＮクロックＳ
７と、排他的論理和演算部３１の出力Ｓ８との論理積で
あり、データクロックＳ１８は、図３のデータクロック
Ｓ１２の反転信号である。以下、この図８を参照しなが
ら説明する。

【００６１】カウンタ５４ａは４ビットのカウント部か
ら成り、Ｌ端子に高レベル信号が入力されると「０００
０」にロードされ、その後のＣＫ端子へのパルス入力毎
にアップカウントする。また、Ｄ−ＦＦ５４ｂは、ＣＫ
端子へアップエッジが入力されたときにＤ₁端子、Ｄ₂
端子、Ｄ₃端子、Ｄ₄端子へ入力されている各信号をＱ
₁端子、Ｑ₂端子、Ｑ₃端子、Ｑ₄端子からそれぞれ出
力する。したがって、図８に示す例では、カウンタ５４
ａのカウント数Ｓ１６が１６進数表示で図８の最下段に
示すようになり、Ｄ−ＦＦ５４ｂから出力される相関値
はそれぞれ７となる。もし、伝送中に雑音の混入があっ
て符号誤りが発生すれば、この相関値は低下することに
なる。

【００６２】図９は、上記の多数決論理回路４２および
多数決論理回路４９の内部構成を示すブロック図であ
る。ただし、ここでは、Ｍチャンネル（Ｍは奇数）分の
データが入力されるものとして説明する。多数決論理回
路４２および多数決論理回路４９は同一な構成となって
いる。

【００６３】図中、送信側の各排他的論理和回路の出力
（ＣＨ１データ〜ＣＨＭデータ）のうちのＣＨ１データ
だけが多数決論理部５５へ直接入力され、他のＣＨ２デ
ータ、ＣＨ３データはゲート５６を介して多数決論理部
５５へ入力され、ＣＨ４データ、ＣＨ５データはゲート
５７を介して多数決論理部５５へ入力され、そして、Ｃ
Ｈ（Ｍ−１）データ、ＣＨＭデータはゲート５８を介し
て多数決論理部５５へ入力される。各ゲート５６〜５８
にはデコーダ５９からゲート制御信号が加えられ、デコ
ーダ５９は、多重数制御回路から送られた多重数制御信
号に基づきゲート制御信号を生成する。

【００６４】例えば、デコーダ５９が、多重すべきチャ
ネル数をＭとする多重数制御信号を受けているときに
は、各ゲート５６〜５８に低インピーダンスのゲート制
御信号を送る。これにより各ゲート５６〜５８は開状態
となって、ＣＨ２データ〜ＣＨＭデータが全て多数決論
理部５５へ直接入力される。一方、例えば、デコーダ５
９が、多重すべきチャネル数を３とする多重数制御信号
を受けると（多重数は常に奇数で指令される）、ゲート
５６には低インピーダンスのゲート制御信号を送り、ゲ
ート５７〜５８には高インピーダンスのゲート制御信号
を送る。これによりゲート５６は開状態となって、ＣＨ
２データ、ＣＨ３データが多数決論理部５５へ直接入力
される一方、ゲート５７〜５８は閉状態となる。この閉
状態のゲート５７〜５８では、各ゲートの偶数チャネル
出力側が電圧Ｖ_CCに接続され、奇数チャネル出力側が接
地されているので、ＣＨ４データ〜ＣＨＭデータの値に
関係なく、偶数チャネル側から信号「１」が多数決論理
部５５に出力され、奇数チャネル側から信号「０」が多
数決論理部５５に出力される。

【００６５】したがって、多数決論理部５５では、チャ
ネルＣＨ４〜ＣＨＭからデータが入力されていても、多
数決論理の結果に何ら影響のないデータが入力されてい
ることになり、事実上、チャネルＣＨ１〜ＣＨ３からの
みデータが入力されていることに相当し、３チャネルの
多重を行なっていることになる。

【００６６】このように、この多数決論理回路では、多
重数制御信号の入力だけで、多重数の変更が容易にで
き、特に、ハードウェアの変更を行わずに多重数の変更
ができるという利点がある。

【００６７】上記の第２の実施例では、ＰＮ符号復調器
４５およびＰＮ符号復調器５２が、図３に示す第１の実
施例のＰＮ符号復調装置に、図７に示す相関値カウント
部を付加したものを３チャネル分使用して構成される
が、これに代わって、ＰＮ符号復調器４５およびＰＮ符
号復調器５２を、図１０に示すＰＮ符号復調器を３チャ
ネル分使用して構成するようにしてもよい。

【００６８】図１０は相関値カウント部を含むＰＮ符号
復調器の他の実施例を示すブロック図である。このＰＮ
符号復調器は、図３に示すＰＮ符号復調装置と同じ構成
部分を含むので、その同一部分については図３に示すＰ
Ｎ符号復調装置と同一の符号を付してその説明を省略す
る。

【００６９】図１０のＰＮ符号復調器では、スレシホー
ルドおよび相関値カウント部６１が図３に示すＰＮ符号
復調装置と異なっている。すなわち、スレシホールドお
よび相関値カウント部６１は、インバータ６１ａ、Ｄ−
ＦＦ６１ｂ、ＡＮＤ回路６１ｃ、カウンタ６１ｄ、Ｄ−
ＦＦ６１ｅ、デコーダ６１ｆ、デコーダ６１ｇ、ＳＲ−
ＦＦ６１ｈ、インバータ６１ｉ、Ｄ−ＦＦ６１ｊ、Ｄ−
ＦＦ６１ｋから構成される。このスレシホールドおよび
相関値カウント部６１の詳しい構成と動作とを図１１を
参照して説明する。

【００７０】図１１は図１０に示すＰＮ符号復調器の各
部の信号波形を示すタイミングチャートである。図中、
信号Ｓ１〜Ｓ６、Ｓ８、およびＳ１２は、図４に示す同
じ符号の信号と同じ波形を有している。

【００７１】まず、Ｄ−ＦＦ６１ｂのＣＫ端子には、Ｐ
ＮクロックＳ６がインバータ６１ａで反転された反転Ｐ
ＮクロックＳ２１が入力される。したがって、Ｄ−ＦＦ
６１ｂのＱ端子からは、ＰＮクロック１ビット分だけ遅
れたデータクロックＳ２２が出力され、Ｄ−ＦＦ６１ｅ
のＤ端子へ送られる。

【００７２】ＡＮＤ回路６１ｃには、反転ＰＮクロック
Ｓ２１と排他的論理和演算部３１の出力Ｓ８とが入力さ
れ、論理和がカウンタ６１ｄのＣＫ端子へ出力される。
カウンタ６１ｄの４ビット分のカウント値はデコーダ６
１ｆおよびデコーダ６１ｇに並列に入力されるともに、
Ｄ−ＦＦ６１ｋのＤ₁端子、Ｄ₂端子、Ｄ₃端子、Ｄ ₄
端子に並列に入力される。デコーダ６１ｆは、入力され
たカウント値が「０１１１」（１６進数表示で７）にな
るとカウンタ６１ｄのＬ端子に高レベル信号を出力して
カウンタ６１ｄのカウント値を「００００」にロードさ
せる。したがって、カウンタ６１ｄのカウント値は図１
１のカウント数Ｓ２３に示すようになる。なお、カウン
ト数Ｓ２３は、１６進数で表示している。

【００７３】デコーダ６１ｇは、入力されたカウント値
が「０１００」（１６進数表示で４）になるとデコーダ
出力Ｓ２５をＳＲ−ＦＦ６１ｈのＳ端子へ出力する。一
方、Ｄ−ＦＦ６１ｅのＣＫ端子には反転ＰＮクロックＳ
２１が入力されるので、Ｄ−ＦＦ６１ｅのＱ端子から、
データクロックＳ２２よりＰＮクロック１ビット分だけ
遅れたデータクロックＳ２４が出力され、ＳＲ−ＦＦ６
１ｈのＲ端子へ送られる。したがって、ＳＲ−ＦＦ６１
ｈのＱ端子からＤ−ＦＦ６１ｊのＤ端子へＳＲ−ＦＦ出
力Ｓ２６が出力される。Ｄ−ＦＦ６１ｊのＣＫ端子に
は、データクロックＳ１２がインバータ６１ｉで反転さ
れた信号が入力されるので、Ｄ−ＦＦ６１ｊのＱ端子か
らは復調データＳ２７が出力される。すなわち、復調デ
ータＳ２７は、１ビット分遅れた送信側の情報データＳ
１に相当し、これによって、情報データＳ１が受信側で
確実に復元されたことになる。

【００７４】Ｄ−ＦＦ６１ｋは、ＣＫ端子へアップエッ
ジが入力されたときにＤ₁端子、Ｄ ₂端子、Ｄ₃端子、
Ｄ₄端子へ入力されている各信号をＱ₁端子、Ｑ₂端
子、Ｑ ₃端子、Ｑ₄端子からそれぞれ出力する。したが
って、図１１に示す例では、Ｄ−ＦＦ６１ｋから出力さ
れる相関値は１６進数表示でそれぞれ７となる。

【００７５】以上のように、図１１に示すＰＮ符号復調
器は、情報データの復元と相関値の検出とを１つのカウ
ンタで行うようにした回路である。ここでも、ＰＮ符号
の符号長がｎの場合ならば、〔（ｎ＋１）／２−１〕ビ
ットまでの雑音混入に耐えられ、情報データが確実に復
元可能である。

【００７６】上記の第２の実施例では多重数制御回路４
６，５３が、入力された各相関値に基づき多重数制御信
号を生成して出力するようにしているが、これに代わっ
て、多重数制御回路４６，５３が、入力された各相関値
に基づき雑音余裕値を算出し、これに基づき多重数制御
信号を生成するようにしてもよい。以下、この方法を説
明する。

【００７７】その説明に先立ってまず、雑音余裕値の有
用性を説明する。上記の第２の実施例では、各送信側に
多数決論理回路４２および多数決論理回路４９を用いて
いるが、これらを使用することにより、譬え外来雑音が
混入しなくとも相関値がＰＮ符号の符号長に達しないと
いうことが発生する。例えば、図５（Ｂ）の復調器４４
が雑音混入のない受信信号を復調して復調データ「１１
１００１０」（図２０の多数決論理回路１１１から出力
されるＰＮ符号１フレーム分の演算結果と同一）を得、
ＰＮ符号復調器４５に送ったとする。この場合に、各チ
ャネル毎に行われたＰＮ符号１〜３との排他的論理和演
算〔ここでは（＋）と表記する〕は次のようになる。

【００７８】ＣＨ１：「１１１００１０」（＋）「１１１０１００」
＝「００００１１０」ＣＨ２：「１１１００１０」（＋）「０１１１０１０」
＝「１００１０００」ＣＨ３：「１１１００１０」（＋）「００１１１０１」
＝「１１０１１１１」この結果から、前述のように情報データ「００１」が復
元されることになるが、伝送路において雑音混入が無い
のであるから、本来ならば排他的論理和演算の結果は次
にようになって、相関値がＰＮ符号の符号長と同一にな
るべきである。

【００７９】ＣＨ１：「０００００００」ＣＨ２：「０００００００」ＣＨ３：「１１１１１１１」このようにならない原因は、送信側に多数決論理回路４
２が設けられて、そこで多数決論理演算が行われたこと
にある。そして、相関値とＰＮ符号の符号長との差の大
きさは、他チャネルデータ、符号長、多重数に依存す
る。

【００８０】このように、雑音混入が無くとも、相関値
がＰＮ符号の符号長以下になるため、上記の第２の実施
例において、多重数制御回路４６および多重数制御回路
５３が、単に相関値だけに基づき多重数を決定して多重
数制御信号を生成することは必ずしも適切でない。そこ
で、雑音余裕値という概念を導入する。

【００８１】すなわち、雑音余裕値を次のように定義す
る。雑音余裕値＝相関値−（ＰＮ符号の符号長＋１）／２例えば、上記の例では、雑音余裕値は次のようになる。

【００８２】ＣＨ１：５−（７＋１）／２＝１ＣＨ２：５−（７＋１）／２＝１ＣＨ３：６−（７＋１）／２＝２したがって、符号長７で３チャネルの多重を行なってい
るこの例では、１ビットでも雑音余裕値が低下すれば、
３チャネルから１チャネルに切り替えねばならないこと
が分かる。

【００８３】こうしたことに着目して、第２の実施例の
多重数制御回路４６，５３が、入力された各相関値に基
づき雑音余裕値を算出し、これに基づき多重数制御信号
を生成するようにする。これにより、各送信側に多数決
論理回路４２および多数決論理回路４９が設けられてい
ても、適切な多重数の制御が可能となる。

【００８４】上記各実施例では、ＰＮ符号の符号長を７
で説明したが、ＰＮ符号の符号長は通常、数１００〜数
１０００であり、この場合でもＰＮ符号に関わる動作は
上記と変わりがない。例えば、ＰＮ符号の符号長が１０
０１であり、相関値が８００であったとすると、雑音余裕値＝８００−（１００１＋１）／２＝２９９と算出され、２９９ビット分の雑音混入に耐えられるこ
とが分かる。あるいは、さらに、多重数を増加させるこ
とが可能であることも分かる。

【００８５】また、第２の実施例では、多重数が容易に
変更できる図９に示すような多数決論理回路を用いてい
るが、これに代わって、多数決論理回路は従来と同じ構
成のものを用い、多重されない各チャネルにおいて、Ｐ
Ｎ符号発生器が、奇数チャネルと偶数チャネルとに分け
て各所定のコードを発生するようにしてもよい。

【００８６】

【発明の効果】以上説明したように本発明のＰＮ符号復
調装置では、ＰＮ符号とＰＮ符号変調されたベースバン
ド信号との排他的論理和を求め、カウント手段が、この
排他的論理和に基づきベースバンド信号がＰＮ符号に一
致しないビット数を所定の符号長に亘ってカウントし、
このカウント値が（所定の符号長＋１）／２の値だけカ
ウントしたか否かに基づきデータ信号を復元する。これ
により、従来のように、ＰＮ符号の符号長分のシフトレ
ジスタや排他的論理和回路を備える必要がないので、ハ
ードウェアの小型化が図られる。

【００８７】また、上記ＰＮ符号復調装置を応用した符
号分割多重通信装置では、上記カウント手段のカウント
値に基づき相関値を求め、相関値に基づいて多重数を制
御するようにする。したがって、通信中に相関値を求め
ることができるとともに、外来雑音に応じて即座に多重
数を制御することができる。言い換えれば、伝送品質に
応じて情報転送速度を制御することが可能となる。

【００８８】さらに、多数値検出手段の入力側に２チャ
ネル毎に接続されたゲート手段を設け、ゲート手段は、
２値信号の遮断を行うときは、対応の２チャネル分の２
値信号の如何に拘らず多数値検出手段へ２値双方の信号
を同時に送るようにする。これにより、多重数を変化さ
せても、ハードウェアの変更を行わずに多重数の変更が
できるという利点がある。つまり、フィルタの帯域幅や
各チャネルの送信パワー等の、アナログ回路部での制御
が不要である。

【００８９】また、上記ＰＮ符号復調装置を応用した符
号分割多重通信装置では、図２３に示す従来のようなチ
ャネル毎に設けられるＰＳＫ復調器が不要となり、これ
によって、チャネル毎に行われていたＰＳＫ復調器の調
整も不要となる。

【００９０】またさらに、相関値に基づき雑音余裕値を
決定し、決定された各雑音余裕値に従い多重数制御信号
を作成する。これにより、送信側に多数決論理回路が設
けられていても、適切な多重数の制御が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の原理説明図である。

【図２】本発明の第２の原理説明図である。

【図３】本発明の第１の実施例であるＰＮ符号復調装置
の回路ブロック図である。

【図４】ＰＮ符号復調装置の各部の信号波形を示すタイ
ミングチャートである。

【図５】チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の上り回線用の通信装
置の概略構成図であり、（Ａ）は送信部を、（Ｂ）は受
信部を示す。

【図６】チャネルＣＨ４〜ＣＨ６の下り回線用の通信装
置の概略構成図であり、（Ａ）は送信部を、（Ｂ）は受
信部を示す。

【図７】相関値カウント部の構成図である。

【図８】相関値カウント部の各部信号のタイミングチャ
ートである。

【図９】多数決論理回路の内部構成を示すブロック図で
ある。

【図１０】相関値カウント部を含むＰＮ符号復調器の他
の実施例を示すブロック図である。

【図１１】図１０に示すＰＮ符号復調器の各部の信号波
形を示すタイミングチャートである。

【図１２】従来のスペクトル拡散通信システムの概略図
である。

【図１３】ＰＮ符号変調器の動作説明図である。

【図１４】２相位相変調器の動作説明図である。

【図１５】同期検波回路の動作説明図である。

【図１６】ＰＮ符号復調器の動作説明図である。

【図１７】従来の符号分割多重通信の送信装置の基本構
成図である。

【図１８】ＰＮ符号の説明図である。

【図１９】排他的論理和回路の動作説明図である。

【図２０】多数決論理回路の動作説明図である。

【図２１】多数決論理回路の構成図である。

【図２２】２重平衡変調器の動作説明図である。

【図２３】従来の符号分割多重通信の受信装置の基本構
成図である。

【図２４】ＰＮ符号の位相変調を説明する図である。

【図２５】ＰＮ符号の位相変調を説明する図である。

【図２６】ＰＮ符号の位相変調を説明する図である。

【符号の説明】

１ＰＮ符号発生手段２排他的論理和手段３カウント手段４判別手段５復元手段６相関値出力手段１１送信側ＰＮ符号発生手段１２排他的論理和手段１３排他的論理和手段１４多数決判定手段１５ディジタル変調手段１６ディジタル復調手段１７受信側ＰＮ符号発生手段１８排他的論理和手段１９排他的論理和手段２０ＰＮ符号復調手段２１ＰＮ符号復調手段２２多重数制御手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＰＮ符号変調されたベースバンド信号を
復調するＰＮ符号復調装置において、所定の符号長を持ち、変調側と同一コードのＰＮ符号を
発生するＰＮ符号発生手段（１）と、前記ＰＮ符号発生手段（１）から発生されたＰＮ符号と
ＰＮ符号変調されたベースバンド信号との排他的論理和
を求める排他的論理和手段（２）と、前記排他的論理和手段（２）からの出力に基づき、前記
ベースバンド信号が前記ＰＮ符号に一致しないビット数
を前記所定の符号長に亘ってカウントするカウント手段
（３）と、前記カウント手段（３）が前記一致しないビット数を
（前記所定の符号長＋１）／２の値だけカウントすると
判別信号を出力する判別手段（４）と、前記判別手段（４）が出力する判別信号に基づきデータ
信号を復元する復元手段（５）と、を有することを特徴とするＰＮ符号復調装置。
【請求項２】前記カウント手段（３）が前記一致しな
いビット数を前記所定の符号長に亘ってカウントしたと
きのカウント値を相関値として出力する相関値出力手段
（６）を、さらに有することを特徴とする請求項１記載
のＰＮ符号復調装置。
【請求項３】複数チャネルの各データ信号をそれぞれ
ＰＮ符号変調して送信する送信部と、送られた信号をＰ
Ｎ符号復調して複数チャネルの各データ信号を復元する
受信部とから成る符号分割多重通信装置において、前記送信側に各チャネル毎に設けられ、所定の符号長を
持ち、各チャネル毎に互いに異なるコードのＰＮ符号を
発生する複数の送信側ＰＮ符号発生手段（１１）と、前記送信側に各チャネル毎に設けられ、対応のデータ信
号と、対応の送信側ＰＮ符号発生手段からのＰＮ符号と
の排他的論理和を求める複数の排他的論理和手段（１
２，１３）と、前記送信側に設けられ、送られた多重数制御信号に基づ
き多重数を制御するとともに、前記複数の排他的論理和
手段（１２，１３）からの出力に対してタイムスロット
単位に多数決判定を行なって多重データ信号を出力する
多数決判定手段（１４）と、前記送信側に設けられ、前記多数決判定手段（１４）か
らの多重データ信号で搬送波をディジタル変調するディ
ジタル変調手段（１５）と、前記受信側に設けられ、受信した信号から多重データ信
号をディジタル復調するディジタル復調手段（１６）
と、前記受信側に各チャネル毎に設けられ、前記送信側の対
応するＰＮ符号発生手段が発生するコードと同一のコー
ドのＰＮ符号を発生する複数の受信側ＰＮ符号発生手段
（１７）と、前記受信側に各チャネル毎に設けられ、前記ディジタル
復調手段（１６）で復調された多重データ信号と、対応
の受信側ＰＮ符号発生手段からのＰＮ符号との排他的論
理和を求める複数の排他的論理和手段（１８，１９）
と、前記受信側に各チャネル毎に設けられ、対応の排他的論
理和手段からの出力に基づきＰＮ符号復調を行うととも
に、前記所定の符号長毎の相関値を求める複数のＰＮ符
号復調手段（２０，２１）と、前記複数のＰＮ符号復調手段（２０，２１）がそれぞれ
求めた相関値に基づき多重数制御信号を作成して前記送
信側の多数決判定手段（１４）へ送る多重数制御手段
（２２）と、を有することを特徴とする符号分割多重通信装置。
【請求項４】前記多重数制御手段（２２）は、前記相
関値が低下したときには多重化チャネル数を減少させ、
前記相関値が上昇したときには多重化チャネル数を増加
させるような多重数制御信号を生成することを特徴とす
る請求項３記載の符号分割多重通信装置。
【請求項５】前記多数決判定手段（１４）は、奇数の複数のチャネルから並列に入力される２値信号の
うちで多勢を占める値の信号を検出し出力する多数値検
出手段と、前記多数値検出手段の入力側に２チャネル毎に接続さ
れ、２値信号の通過または遮断を前記多重数制御信号に
従い行う少なくとも１つのゲート手段と、を有することを特徴とする請求項３記載の符号分割多重
通信装置。
【請求項６】前記ゲート手段は、２値信号の通過を行
うときは、対応の２チャネル分の２値信号をそのまま前
記多数値検出手段へ送り、一方、２値信号の遮断を行う
ときは、対応の２チャネル分の２値信号の如何に拘らず
前記多数値検出手段へ２値双方の信号を同時に送ること
を特徴とする請求項５記載の符号分割多重通信装置。
【請求項７】前記多重数制御手段（２２）は、前記複
数のＰＮ符号復調手段（２０，２１）がそれぞれ求めた
相関値に基づき各雑音余裕値を決定し、決定された各雑
音余裕値に従い多重数制御信号を作成して前記送信側の
多数決判定手段（１４）へ送ることを特徴とする請求項
３記載の符号分割多重通信装置。