KR0139527B1 - 변조파 전송 방법 및 이 방법을 구현하기 위한 송.수신기 - Google Patents

변조파 전송 방법 및 이 방법을 구현하기 위한 송.수신기

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KR0139527B1
KR0139527B1 KR1019900701315A KR900701315A KR0139527B1 KR 0139527 B1 KR0139527 B1 KR 0139527B1 KR 1019900701315 A KR1019900701315 A KR 1019900701315A KR 900701315 A KR900701315 A KR 900701315A KR 0139527 B1 KR0139527 B1 KR 0139527B1
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에르쥬뜨 스떼빤
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Abstract

내용없음

Description

변조파 전송 방법 및 이 방법을 구현하기 위한 송.수신기
본 발명은 고성는 송신기 및 전송 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 원리적으로 수신기에 관한 것이다
예를들어, 전자기파과 같은 변조파를 이용하여 정보를 전송하는 것이 공지되어 있다. 전송된 정보처리능력을 증대시키기 위한 시도도 공지되어있다. 그러나, 처리 능력의 증가가 대개 사용된 주파수 대역의 증가를 가져온다. 유도(guided) 전송의 경우에는, 예를들어, 동축 케이블 또는 광섬유의 채널의 통과대역으로 인한 제한이 있으나, 전차를 통한 전송에 있어서, 모든 필요한 것을 충족시킬 만큼 충분한 주파수가 존재하지 않는다.
게다가, 공보 제 2,601,210호의 프랑스공화국 특허출원 제 86 09622호에는 부호 A(f,t)를 이용한 전송 방법이 기술되어 있다. 각각의 부호는 주파수 및 소정의 전송 시간에 대응한다. 그 전송 시간은 고정되어 있지않고, 그 장치는 어떤 미세 동기화 수단을 사용하지 않기 때문에, 약 0.7 비트/ (Hz.s)로 스펙트럼 응답을 제한한다. 게다가, 공보 제 2,604,316호에 기술된 추가 프랑스 제 86 13271호에 신호의 복조를 위한 이산(discrete) 퓨리에 변환의 계산장치의 이용을 기술하고 있다. 이 증명원에는 또한 부호간 유도 주기의 이용을 제한하고 있다. 그러나, 이용된 채널의 비직교성(nonorthogonality)은, 최적의 경우에, 1비트/(Hz.s)로 스펙트럼 응답을 제한한다.
본 발명에 따른 장치를 이용하면, 아날로그 상태에서 5 비트/(Hz.s)를 초과 할 수 있다.
본 발명은 프랑스 특허 출원 86 13937; 86 13938; 86 13939; 86 13940; 86 13941; 86 18951; 86 18352 에 기술된 전송 방법 및 수단의 개선점에 관한 것이다.
공지된 장치에 있어서는 각각의 정보 유니트에 할당된 전송 시간을 감소시켜 (또는, 다수의 가능한 부호를 증가시켜) 정보 처리능력을 증가시키는 노력이 종종 필요하였다. 따라서, 광역 스펙트럼이 발생되고, 그의 2 차 로브(lobe)는 전송시 여파(filter)되어야 하므로, 신호에 있어서 왜곡을 발생시킨다. 주기 (Υ)를 갖는 사각파 신호에 대해서, 다수의 2 차 로브를 처리하는 스펙트럼을 얻는데, 주 로브는 2/Υ의 폭을 갖는다. 상기 특허출원에 있어서 신호의 왜곡을 자동 왜곡이라고 부른다. 본 발명에 따른 장치는 전송될 정보요소(흔히 부호라고 부르는)에 대해서 기 전송 간격을 이용함으로써 신호의 자동-왜곡을 감소하거나 제거하는 고유의 특성을 제공한다. 높은 처리능력을 얻기위해, 다수의 정보요소는 직교채널을 이용하여 동시에 전송된다. 정보요소는 예를들어, 6 비트의 디지털 워드이다. 유리하게, 전송 채널당 한 정보 요소가 전송된다.
전송 채널의 수신 단에서의 직교성에 의해 여러 채널에 속하는 정보의 분리가 가능하다. 여러채널의 수신 단에서 직교화는 k/T 로 규칙적으로 스페이스된 몇몇의 전송 주파수를 선택한 결과이며, k 는 자연수이고, T 는 유효 전송 간격의 주기이다. 이러한 전송의 형태는 채널의 분리를 얻기 위해 수신단에서 동기 샘플링을 취한다.
본 발명의 주제는 원리적으로 다수의 주파수를 동시어 이용하여 변조파를 전송하는 방법으로, 주기(T+ ΔT)동안 디지탈 워드를 전송하는 연속 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는데, 두 전송 주파수는 1/T 로 분리되고, 여기서 ΔT는 전송 간격이고, T 는 유효 전송 간격이며, 본 발명의 주제는 또한 ΔT 0 인 것을 특징으로 하는 방법이다.
또한, 본 발명의 주제는 수신 단에서, 각종 주파수에 대응하는 직교 채녈이 되도록 주기 T의 유효 전송 간격으로 신호의 샘플링을 가능케하여 동기화 신호가 전송되는 방법이다.
또한, 본 발명의 방법은 T 가 ΔT에 비해 큰 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은 fo로 이용된 제 1 주파수가 k/2T 와 같고, k 는 양의 정수 혹은 제로(0)인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은 전송 이전이 구간에서 정지하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은,
-주기 T의 유효 전송 간격에 대한 패턴을 결정하는 단계와,
-ΔT의 전이 간격 동안 주기 T의 전송 간격에 대한 패턴과 그의 코히
어런트 연속을 전송하기 위한 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은, 주기 T의 각각의 유효 전송 간격 동안, 디지탈 워드가 각각의 주파수에 전송되는 것을 특징으로 한다.
1. 또한, 본 발명의 방법은 주기 T의 각각의 전송 간격 동안, (실수부분, 허수부분) 또는 (진폭, 위상)쌍이 각각의 주파수에서 전송되고, (실수부분, 허수부분) 또는 (진폭, 위상) 쌍이 전송되는 정보와 1:1 로 대응되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 송신기는 상기 기술된 방법을 구현할 수 있는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는, 주기 T의 유효 전송 간격 동안, 이용된 각각의 주파수에서 디지탈 워드의 전송을 가능케하는 변조 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 상기 변조 장치가 N 개의 변조기를 포함하고 있는데, N 은 이용된 주파수의 수이고, N 변조기의 출력은 합산 장치의 입력에 접속된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 상기 합산 장치가 대칭의 분배 트리를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 상기 변조 장치가 역 퓨리에 변환을 계산하는 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 역 퓨리에 변환을 계산하는 장치는 고속 퓨리에 변환(fast Fourier transform:FFT)의 계산을 위한 회로인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 전송 채널중 한 채널이 제로 주파수 반송파의 중앙에 위치하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 상기 변조 장치가 반송파 변조용 티지탈 장치인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는, 적어도 사용된 얼마간의 주파수에서, 진폭 A 및 위상 Φ 의 조정(calibration) 신호를 발생하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 송신기는 디지털 테이타의 송신기인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 텔레비젼 송신기인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 송신기는 무선 송신기인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명은 신호와 동기하여 샘플링하는 수단을 포함하는 수신기로서, 두 전송 주파수는 1/T 로 분리되는데, T 는 유효 전송 간격이고, T 는 전송 간격인 다수의 주파수상에 주기 T+ ΔT 동안 전송된 부호를 이용하는 변조파 전송의 복조 수단과, 수신된 신호로 수신기를 동기화하는 서보 제어 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 적어도 신호의 일부분의 평균 전력을 검출하는 장치에 의해 제어된 자동 이득 제어 장치(AGC)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는, 신호를 디지털 워드로 변환시키기 위해, (실수부분, 허수부분) 또는 (진폭, 위상)쌍을 디코딩(복호화)하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 고속 퓨리에 변환(FFT)을 계산하는 적어도 하나의 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 조정 신호로부터 기준 위상 및/또는 진폭을 제공할 수 있는 시험 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 전송으로부터 들어오는 신호의 외란(外亂)을 보상하여, 등화(이퀄라이징)하는 장치를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 다수의 채널이 직교되도록 주기 ΔT의 전이 간격을 이용하는 재직교화 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 무선 전화 전송 수신기인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 수신기는 텔레비젼 전송 수신기인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 빙밥은, 변조파가 전자기파인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은 N개의 직교 채널 분리 단계는 신호의 고속 퓨리에 변환(FFT)을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 방법은 N개의 채널에서 수신된 신호로부터 텔레비젼 신호를 재구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 첨부된 도면과 이후의 상세한 설명을 통해 보다 쉽게 이해될 것이다.
제 1 도는 스펙트럼의 확대화 현상을 설명하는 도면이다.
제 2a 도 및 제 2b 도는 반송 주파수의 전송을 설명하는 도면이다.
제 3 도는 본 발명에 따른 장치의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
제 4 도는 본 발명에 따른 장치의 원리를 설명하는 도면이다.
제 5 도는 본 발명에 따른 장치의 동작 원리를 설명하는 도면이다.
제 6a 도 내지 6c 도는 주기 또는 전송 간격의 연쇄화(chaining)를 설명하는 도면이다,
제 7 도는 본 발명에 따른 장치로 구현될 수 있는 인코팅의 일실시예도이다.
제 8 도는 본 발명에 따른 송신기의 일반도이다.
제 9 도는 본 발명에 따른 송신기의 제 1 실시예도이다.
제 10 도는 본 발명에 따른 송신기의 제 2 실시예도이다.
제 11 도는 본 발명에 따른 송신기의 제 3 실시예도이다.
제 12 도는 제 9,10 또는 11 도의 송신기의 상세 실시예도이다.
제 13 도는 제 11 도의 송신기의 상세 실시예도이다.
제 14 도는 본 발명에 따른 송신기의 상세 제 1 실시예도이다.
제 15 도는 본 발명에 따른 송신기의 상세 제 2 실시예도이다.
제 16 도는 제 13 도에 예시된 장치의 상세 제 1 실시예도이다.
제 17 도는 제 13 도에 예시된 장치의 제 2 실시예도이다.
제 18 도는 유효 전송 간격 T 주기동안 코딩 상태 수와 이용된 다수의 소정 채널 수의 함수로서 얻어진 정보 처리능력을 설명하는 곡선도이다.
제 19 도는 송신기-수신기 동기화의 아날로그(analog) 실시예를 설명하는 도면이다.
제 20 도는 본 발명에 따른 송신기의 상세 제 3 실시예도이다.
제 21 도는 본 발명에 따른 수신기의 일 실시예도이다.
제 22 도는 본 발명에 따른 텔레비젼 수신기의 일 실시예도이다.
제 23 도는 본 발명에 따른 장치로 구현될 수 있는 등화(equalization)의 한 실시예를 설명하는 도면이다.
제 24 도는 본 발명에 따른 장치로 구현될 수 있는 아키텍쳐도이다.
제 25 도는 본 발명에 따른 수신기의 상세 실시예도이다.
제 26 도는 송신기-수신기 동기화의 아날로그 실시예를 설명하는 곡선도이다.
제 27 도는 본 발명에 따른 장치로 구현될 수 있는 장치의 일 실시예도이다.
제 28 도는 유효 전송 간격의 주기 T동안 코딩 상태수와 이용된 다수의 소정 채널의 함수로 얻어진 정보 처리능력을 설명하는 곡선도.
제 1 도 내지 제 28 도에서, 동일한 참조 부호는 동일한 소자를 나타낸다.
제 1 도에 도시된 곡선(3)은 수신단에서 시간 주기 T의 제한된 간격 동안 전송된 일정한 진폭파의 스텍트럼의 진폭 A2을 나타내는 곡선이다. 이 곡선(3)은 sin x/x 의 형태를 가진다.
주파수에서, 주 로브(principal lobe) 이외에, 전송된 2 차 로브는 중심 주파수 f0로부터 떨어져 단계적으로 계속해서 감소하면서 전송된다. 진폭 A 는 주파수 f0에 대해 대칭인 두 포인트(50, 및 51)에서 제로(0)를 통과한다. 이 제로 진폭의 통과는 규칙적으로 분포되는데, 이는 1/T 로 분리되고 있다.]
스펙트럼의 확대화는 원칙적으로 전송된 펄스의 주기에 따른다. 짧은 전송은 보다 큰 주파수 확대화를 일으킨다. 이러한 형태의 공지된 장치에 있어서, 전송에 분배된 제한 통과 대역으로 스펙트럼을 확대하면 신호의 펄스 응답의 주기가 연장되므로, 펄스간 간섭(소위 부호간 간섭이라 불리는 간섭)이 발생된다. 그러므로, 분리될 수 있는 정보의 양은 제한된다.
제 2a 도에 도시된 곡선(6)은 순간(16)에서 시작하는 순수 사인형태의 주파수의 전송에 대응한다. 신호(6)는, 예를들어, 반송파에 대응한다. 또한, 곡선(6)은 시간의 함수로서 진폭을 도시한다.
제 2b 도에 도시된 곡선(7)은 진폭을 나타내는데, 시간 함수로서, 수신기에 의해 수신된 파형(6)의 진폭을 나타내다. 수신기가 송신기에 고정되는 한, 수신된 파형(7)은 전송된 파형(6)과 동일한 주파수를 갖는다. 그러나, 진폭과 위상은 변화한다. 제 2b 도에 있어서, 수신의 시작은 참조 번호(17)레서 실행된다. 순간(17)은 순간(16)보다 늦는데, 이 차이는 수신기와 송신기간 파형의 전파 시간에 대응한다. 순간(18)에서 시작하면, 신호(7)는 신호(6)와 동일한 형태를 갖는다. 순간(17)과 순간(18)사이에서, 여러 외란이 관찰되는 동안 신호가 설정됨을 알 수 있다. 순간(17)과 순간(18)사이의 시간 간격의 외란(perturbations)은 기본적으로 다중 에코(echo)와 송신기의 통과 대역의 제한으로 인한 외란인, 송, 수신 장비에 의해서 발생된 왜곡의 결과이다. 신호(6)의 주파수와 신호(7)의 주파수가 유지되는 한, 위상 및 진폭의 계산을 실행하여, 수신 단에서 전송된 정보를 다시 얻는 것이 가능하다. 어떤 주파수 변동, 예를들면, 도플러(Doppler)효과로 인하여, 예를들면, 송신기에 대한 수신기의 변위로 인한 주파수 변동은 적당한 조종으로 보상될 수 있다.
이러한 조종을 수행하기 위해, 예를들면, 부호의 주기 T 보다 더 큰 주기 이상의 안정한 주파수 응답을 갖는 필터와 같은 송신기와 수신기 사이에 설치할 수 있는 모든 요소들을 고려한다. 공지된 형태의 신호를 전송하여, 상기 필터의 주파수 응답을 결정할 수 있다. 그러므로, 역 주파수 응답을 인가함으로써, 수신 단에서, 전송된 신호를 재생할 수 있다.
제 3 도는 본 발명에 따른 장치의 동작 원리를 설명한다. 제 3 도에 도시된 제 1 곡선(31) 및 제 2 곡선(32)은 각각의 주파수 f0및 f0+ 1/T 중앙에 위치하고, T 는 이용할 수 있는 전송가격의 주기이다. 곡선(31)의 진폭 A 는 제로점(51 및 53)을 통과한다.
곡선(32)의 진폭(A)은 제로점(52,54)을 통과한다.
포인트(52)는 곡선(31)의 최대 진폭 및 곡선(32)의 제로 진폭에 대응한다. 주파수 f0에서 스펙트럼의 포인트 (311)는 곡선(32)에 대응하는 신호에 의해 교란되지 않는다.
동일한 방법으로, 포인트(53)는 곡선(32)의 최대 진폭 및 곡선(31)의 제로 포인트에 대응한다. 포인트(53)에서, 주파수 f0+ 1/T 에서의 신호는 곡선(32)에 단독으로 속한다. 주파수f0및 f0+ 1/T 에서 스펙트럼을 샘플링하면, 곡선(31 및 32)에 대응하는 주파수의 완전 분리를 얻을 수 있다. 이것은 각각의 주파수 f0및 f0+ 1/T 에 대해 독립 진폭, 위상 또는 진폭/위상 상태를 쉽게 이용할 수 있다. 두 코딩은 수신 단에서 독립적이고, 분리될 수 있어 몇몇의 채널들 사이에서 전체 정보 처리능력을 분배하는 것이 가능하다.
공지된 행태의 장치에 있어서, 전송된 정보 처리능력을 증가시키기 위해, 펄스의 주기 및/또는 정보의 각각의 기본 항목의 전송에 대한 보존 시간은 감소(또는 가능한 부호 수를 증가시킴으로써 감소되었다)되었다.
이와는 대조적으로, 본 발명에 따른 장치에 있어서, 몇몇의 채널 사이에 전송되는 처리능력을 분배할 수 있는 한, 소정의 정보 처리능력에 대해, 정보의 기본 항목에 일치하여 유효 정보 간격의 주기 및 펄스의 주기(T)를 증가시킬 수 있다.
전체 처리능력은 각각의 주파수에 대응하는 요소 하나 하나의 처리능력을 합산함으로써 얻어진다. 유효 전송 간격 주기 T를 증가시킴으로써, 스펙트럼의 확대 및 신호의 자동-왜곡(auto-distortion)은 감소된다. 따라서, 제 4 도에 도시된 것처럼, 다수의 반송파(31 내지 3N)를 이용할 수 있다. N 주파수(31, 3N)를 이용하면 대규모로 통과대역(B)을 채울수가 있다. 제 3 도의 경우처럼, 연속곡선은 1/T 주파수로 분리된다. 그러므로, 각각의 채널의 스펙트럼의 최대치는 다른 모든 채널의 스펙트럼의 제로 진폭을 통과하는 통과점에 대응한다.
제 4 도에서, 곡선(3i)은 포인트 5(i+1)에 대응하는 주파수에서 최대치와 포인트 5j, j≠i + 1 에 대응하는 주파수에서 제로 진폭을 통과한다. 제 4 도를 명료히 하기 위해, 곡선(31)의 2 차 로브만이 도시되어 있다.
상이한 반송 주파수에 대응하는 각각의 전송 채널은 다른 채널과는 무관한 정보의 항목을 전달한다. 그 전체 처리능력은 N개 채널의 처리능력을 합산한 것과 동일하다.
채널 수를 증가하면 처리능력을 감소하지 않고 유효 전송 간격의 주기(T)를 증가시킨다.
반면에, 채널 수의 증가는, 전송 및 수신부에서, 대규모 하드웨어나 고성능의 하드웨어를 필요로 한다.
본 발명에 따른 장치의 올바른 동작을 위해서는, 수신 단에서, 안정된 신호의 유효 부분이 필요하다, 이를 달성하기 위해, 수신단에서, 신호 위험이 정지되지 않은 주기 ΔT 의 시간 간격은, 제거된다. 이 시간은 주로 송신기 및 수신기의 펄스 응답에 대응하며, 다중 경로에 대응한다. 본 발명의 나머지 부분에 있어서, 정지되지 않은 신호 위험(리스크) 간격은 소위 주기 ΔT의 전이 간격, 수신기가 이용하는 신호의 고정부분, 주기 T의 유효 간격이다. 이 신호는 주기 T + ΔT 의 전송 간격에 유리하게 전송된다. 그러므로, 비록 1/T의 간격으로 균일하게 분배될 지라도, 각각의 채널의 스펙트럼은 2/(T + ΔT)와 동일한 주 로브의 폭을 갖는다. 수신 단에서, 단지 주기 T의 유효 간격이 이용되어, 제 4 도의 스펙트럼 재구성이 가능하다.
M 비트/S 의 처리능력의 비제한 실시예는 가능 상태 수의 함수(즉, 전송될 수 있는 상이한 부호)로서 제 18도에 도시되어 있다.
게다가, 코딩의 비트 수는 횡 좌표에서 표시되어 있다. 예를들어, 4 비트에 대한 코딩은, 24=16 개의 상이한 상태를 낳는다. 이 곡선은 주기 ΔT=8㎲ 의 동일한 전이 간격에 대해서 주어진다.
제 1 곡선은 N=64 및 T + ΔT=16㎲ 로 얻어진 처리능력을 나타낸다.
제 2 곡선은 N=128 및 T + ΔT=24㎲ 로 얻어진 처리능력을 나타낸다.
제 3 곡선은 N=256 및 T + ΔT=40㎲ 로 얻어진 처리능력을 나타낸다.
제 4 곡선은 N=512 및 T + ΔT=72㎲ 로 얻어진 처리능력을 나타낸다.
일정한 전이 간격동안, 신호의 유효 부분을 증가시키므로써 제 18 도에 도시되지 않았지만, 처리능력을 제한하는 포화 현상(saturation phenomenon)을 가져온다. 제 18 도의 곡선은 8MHz 의 통과 대역에 대응한다.
특히, 이용 가능한 통과대역, 응용, 전파상태에 따라, 본 기술에 숙련된 사람들은 다수의 채널 N과 유효 전송 간격 T 사이에서 이상적인 절충안을 선택할 것이다.
처리능력은 유효 전송 간격의 주기 T 에 비해서 매우 작은 주기 ΔT의 전이 간격을 이용하여 어느 한계점까지 증가될 수 있다.
전송 단에서 채널의 변조를 실행하기 위해 역 고속 퓨리에 변환(Fourier transform)(FFT-1)을 이용하고, 수신 단에서 복조를 실행하기 위해 고속 퓨리에 변환을 이용하는 것이 바람직하다. 고속 퓨리에 변환 알고리즘을 이용하면 2의 제곱과 동일한 다수의 샘플을 계산하게 되어 부담이 된다. 텔레비젼 전송의 경로(256,512,1024 또는 2048)에서 채널이 이용된다.
그러나, 각각의 채널에 대해 정보의 항목을 전송하는 것은 필요치 않다.
수신 단에서, 각각의 유효 전송 간격 T 에 대해, 주파수(32 내지 3N)의 각각에 일치하는 위상 및 진폭은 유리하게 측정된다. 상기 신호로부터 정보의 항목을 추출하기 위해 동기화 샘플링을 이용한다.
정보의 항목을 나타내는 진폭은 주기(T 또는 T+ T)의 전송 간격의 전체 주기에 걸쳐 일정하게 되고, 정보의 항목을 나타내는 위상은 위상 기준에 대한 위상이동에 대응한다.
본 발명에 따른 송신기에 의해 전송된 파형 수신에 전용된 수신기는 본 특허 출원과 동일한 출원인에 의해 출원된 프랑스 공화국 특허출원에 기술되어 있다.
보다 큰 정보 처리능력을 얻기 위해 폐쇄 위상과 진폭을 구별하여, 각각의 채널에 대해 위상 및 진폭을 이용할 수 있는 것이 필요하다, 진폭과 위상에 대한 기준은 수신기쪽으로 송신기에 의해 주기적 전송된 기준 신호에 의해 유리하게 주어진다. 기준 신호의 반복 주파수는 전파 상태와 국부 발진기의 안정성에 따른다.
본 발명에 따른 장치의 제 1 변형에 있어서, 위상 및 진폭 기준 신호는 주기 T 또는 T + ΔT 의 시간 간격의 모든 주파수(31 내지 3N)에서 주기적으로 전송된다. 그러나, 조정 신호의 빈번한 전송은 유효 전송 정보의 처리능력을 감소시킨다는 점에 주목할 필요가 있다.
본 발명에 따른 장치의 양호환 변형에 있어서, 단지 몇몇 조정 신호는 주파수(31 내지 3N)를 통해 유리하게 규칙적으로 분배 전송되고, 다른 주파수의 계수는 계산에 의해, 예를들어, 보간법(interpolation)에 의해 결정된다.
특히, 적시에 또는, 상이한 채널상에서 보정 신호를 분배할 수도 있다.
예를들어, 시험 신호를 주기적으로 전송할 수 있는데, 각각의 전송은, 상이한 채널에서 이루어 진다. 예를들어, 상기 시험 신호에 할당된 채널의 원형 순열(circular permutation)이 실행된다. 전송 매체의 펄스 응답은 모든 채널에 대해 도출되는데, 예를들면, 적시에 또는, 주파수상에서 보간법에 의해 도출된다. 각각의 채널에 인가될 진폭 및 위상의 조정의 매트릭스가 도출된다.
조정에 의해, 전송매체의 펄스 응답의 변동을 보상하는 것은 중요한데, 예를들어, 대기상태의 변화(심지어는 일부의 변화)로 인한 변동의 보상은 중요하다.
매체의 펄스 응답은, 예를들어, 적용될 정정의 퓨리에 변환을 계산함으로써 결정된다.
한 실시예에 있어서, 8 레벨에서 한 채널은 모든 채널(31 내지 3N)의 위상 및 진폭(A)의 조정에 제공된다. 이와 같은 형태의 장치에서, 주기 T 의 각각의 유효 전송 간격에서 조정을 실행하거나, 이전에 기술된 실시예의 경우처럼, 조정을 위해 어떤 전송 간격만을 보존할 수 있다. 이러한 동기화는 안정된 시간축을 이용하여 유지된다.
채널 및/또는 조정을 위해 보존된 주기 수는 치유되길 원하는 에러 뿐만 아니라, 정보 전송에 영향을 줄수 있는 외란(perturbation)에 따른다. 상기 조정은 한 송신기의 다른 송신기에 대한 변위, 예를 들어 항고기들 사이의 무선 전화 또는, 통신의 경우에 있어서의 변위를 보상하기 위해 더 자주 실행되야 한다.
외란에 의한 제 1 및 최종 채널의 리스크(risk)는 특히, 송신기 및 수신기의 필터에 의해 파생된다. 제 5 도에 도시된 것처럼 유리하게, 제 1 및 최종 채널은 정보 전송에 이용되지 않는다. 예를들어, 제 1 및 최종 채널에는 아무것도 전송되지 않거나, 제 2 채널의 전송은 제 1 및 최종 채널에서 두 번째에서 반복된다.
제 6 도에 도시된 여러 실시예는 연속 전송 주기(8)의 연쇄화를 설명하는 도면의 여러 실시예이다.
제 6a 도에서는 유효 전송 간격(8)이 도시되어 있다. 유효 전송 간격(8) 사이에는 전송된 전력에서 어떤 감소도 제공하지 않는 전이 간격(81)이 존재한다. 예를들어, 대응 유효 전송 간격의 끝에서 전송된 신호는 전이 간격(81)으로 전송된다. 전송 전력이 감소되지 않는다는 사실은 송신기의 증폭기를 최상으로 이용 가능하다는 것을 의미한다.
제 6b 도에슨 전송 간격에 의해 분리되지 않은 연속 전송 간격(8)이 도시되어 있다. 이 경우는 최대 정보 처리능력에 대응한다. 외란이 있을 때 전송이 안전하지 못하다는 단점을 가지고 있다. 이러한 변형은 케이블 전송에 이용 된다.
제 6c 도는 변조파의 전송이 중단되는 동안 전이 간격(81)으로 분리된 유효 전송 간격(8)의 연속을 도시하고 있다. 그러므로, 에너지가 절감된다.
이러한 형태와 전이 간격(81) 주기의 선택은 이용된 하드웨어 및 바람직한 전송 및 수신상태에 따른다. 예를들어, 큰 다중 에코를 기대한다면, 보다 긴 전이 간격을 이용해야 할 것이다. 전이 간격(81)의 길이는 예를들어, 나쁜 조건에서 결정될 것이나 바램은 정확한 수신을 얻는 것에 있다. 예를들어, 최대 600 미터 거리로부터 들어오는 다중 에코와는 무관하게 되기를 바란다면, 에코의 전파 시간 예를들어, 전자기파로 이용되고, 그 에코의 펄스화된 응답의 감소에 대응하는 시간, 예를들면, 4㎲에 대응하는 전이 간격(81)이 사용되어야 할 것이다.
제 7 도에는 본 발명에 다른 장치로 구현 가능한 정보 코딩의 한 실시예를 설명한다. 이러한 코딩 형태는 프랑스공화국 특허출원 제 86 13937호, 제 86 13938호, 제 86 13939호, 제 86 13940호, 제 86 13941호, 제 86 18351호, 제 86 18352호에 기술되어 있다. 이러한 형태의 코딩은 복소 평면에서 진폭 및 위상이 각각의 워드와 연관된다. 이 쌍(진폭, 위상)은 신호의 실수와 허수부에 대응한다. 본 실시예에서 설명된 쌍(진폭, 위상)(14)은 동심의 원(150, 160, 170 및 180)에 규칙적으로 분배된다. 제 7 도에 도시된 실시예에서 5 비트 코딩에 대응하는 32개의 상이한 값을 사용한다. 실시예(2,3,4 또는 6 또는 그 이상)에 관해서 다수의 상이한 비트의 코딩은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않음을 알수 있다. 동일한 디지털의 워드에 대응하는 포인트(13) 중앙에 위치한 디스크(13)의 크기에 의해 일정한 부정확성에 대해서 허용오차를 수용한다. 디스크(13)의 직경이 크면 클수록 에러율은 보다 작아지지만, 상이한 값을 가질 수 있는 가능성은 적어진다. 제 7 도에 설명된 실시예어 있어서, 원(150,160,170 및 180)는 각각 ρ1,ρ2,ρ3,ρ4와 동일한 직경√2/2, 1, √2, 2를 각각 가지며, 전송기의 곱은 1로 정규화된다. 제 7 도의 실시예에 있어서, 수신 단에서 에러의 리스크를 감소시키기 위해서, 디스크(13)는 최대로 전개된다. 그러므로, 각각의 원에서, 포인트(14)는 이전 원의 포인트(14)의 이등분선 상에 배치된다. 본원의 장치는 제 7 도의 장치에만 적용되는 것은 아니며, 이는 일례에 지나지 않음은 자명한 것이다. 예를들어, 직각 또는 나선 형태로 포인트(14)의 분배, 예를들어, 대수 또는 구조(Archimedian)는 본 발명의 범위에 벗어나지 않는다. 이러한 동일 방식의 어떤 다른 유형의 코딩 방식이 사용 가능하며, 코딩 유형은 처리능력 및 전송되는 정보 항목의 특성에 따른다. 이 코딩은 바람직한 응용에 따라 아날로그 또는 디지털로 될 수 있다.
본 발명에 따른 장치에 있어서, 전송 매체의 펄스 응답의 분석을 실행할 수 있다. 본 응용에 따라, 실 시간 분석 또는 지연된 해석을 이용 할 수도 있다.
이러한 해석에 의해 전송 표준을 예를들면, 국부 컴퓨터 또는 전화 네트워크 또는 무선 링크에 적용 가능하다.
예를들어, 국부 네트워크에서는 네트워크의 각각의 재구성시 분석을 실행할 수 있다. 케이블에서 반향을 제거하기 위해서는 전이 간격 부분(전체 주기 ΔT)이 반향이 최대가 되는 순간에 놓여져야 한다.
방향성 무선 링크에 있어서, 한 컴퓨터는 예를들어, 매체의 펄스 응답의 실시 시간 분석을 실행하는데 이용되고, 매체의 외란에 의해 허용된 최대 처리능력을 얻는 방식으로 전송을 적용하는데 이용된다. 예를들어, 컴퓨터는, 용인된 에러비율을 초과하지 않을 때 전이 간격의 주기 Δ를 감소 시킨다. 한 변형에 있어서, 컴퓨터는 복수의 이용 가능한 변형중에서 전송 수단을 선택한다.
제 8 도에는 본 발명에 따른 송신기의 한 실시예를 도시한 일반적인 도면이다. 이 송신기는 코딩 장치(70) 및 변조 장치(90)를 구비한다.
상기 코딩 장치(70)는 정보 소스(73)로부터 전송되는 정보를 수신한다. 이 정보 소스는, 예를들어, 텔레비젼 카메라, 마이크로폰 비디오 레코더, 테이프 레코더, 텔레비젼 제어룸, 컴퓨터, 전화 교환기, 테이타 탐지 장치, 무선 전화기, 전화기, 레이다와 관련한 정보 소스, 수중 음파 탐지기(sonar) 및 센서가 될 수 있다. 유리하게, 본 발명에 따른 송신기는, 정보 소스(73)와 코딩 장치(70)사이에, 원하는 정보를 전달 가능케 하는 정보 처리 장치(700)를 구비한다. 예를들어, 이 정보 처리 장치는, 예를들어, 리던던트 정보를 제거함으로써, 정보 처리 능력을 감소하는 공지된 형태의 장치를 구비한다. 유리하게, 장치(700)는 공지된 형태의 신호를 스크램블(scrambl)하기 위한 장치를 구비하여, 전송되는 정보 항목의 신호를 제공하지만, 적시 통합은 백색 잡음에 대응한다. 한편으로, 본 발명에 따른 장치는 큰 정보 처리능력의 전송이 가능하고, 다른 한편으로는 동시에 또는 시-분할 다중화에 의해 상이한 형태의 정보를 전송할 수 있으며, 코딩 장치(70)에 여러 소스(73)를 동시 접속시킬 수 있다. 이 코딩 장치는 고성능 동작을 얻거나, 설정된 전송 표준을 확인하기 위한 코딩을 실행한다. 처리된 정보의 항목은 코딩 장치(70)에서 변조 장치(90)로 전송된다. 이 변조 장치(90)는, 예를들어 제 4 도에 도시된 것처럼 다수의 반송파를 동시 변조할 수 있다. 이 변조 장치(90)에 의해 변조된 신호는 증폭기(77)에 의해 증폭되어, 예를들어 안테나(aerial)(40)에 의해 전송되거나, 케이블(400)로 주입된다. 만일, 그것이 필요한 신호라고 판명되면, 고 주파수 반송파의 변조는 전송 이전에 실행된다.
N개의 독립 채널이 전송되는한, 여러 채널의 분리 증폭을 실행할 수 있다.
제 9 도에 도시된 한 실시예는 변조 장치(90)와 합산 장치(76) 사이에 위치한 다수의 증폭기(77)를 구비한 본 발명에 따른 송시기를 나타낸다. 유리하게 각각의 증폭기(77)는 하나의 채널에 대응한다. 그러나, 각각의 채널에 수개의 증폭기(77)를 할당하고, 반면에 단일 증폭기에 그들을 인가하기 위해 변조 장치(90)로부터 출력상에 여러채널의 부분 합계를 수행하는 점도 본 발명에 따른 범위로부터 벗어나지 않고 가능하다.
다수의 증폭기(77)를 이용하는 것은 특히, 트랜지스터 증촉기에 적합하다. 사실상, 소망의 전력을 얻기 위해 다수의 트랜지스터 모듈에 의해 제공된 전력의 합계를 이용하는 것은 공지되어 있다.
제 10 도에 도시된 제 1 실시예는 본 발명에 따른 송신기를 나타낸다. 제 10도에 도시된 실시예에 있어서, 전송될 신호는 텔레비젼 카메라(71), 마이크로폰(72) 및 다른 소스(73)에 의해 제공된다. 유리하게 소스(71,72 및 73)는 정보처리 장치(700)에 접속되어 있다. 이 코딩 장치(70)는 합성 디지털/신호 변환을 위한 장치에 접속된 정형(shaping) 회로를 구비한다. 변조 장치(90)는 합산 장치(76)에 접속된, 참조부호(91 내지 9N)인 일련의 N개의 변조기를 구비한다. 신호를 합산하기 위한 장치(76)는 예를들어, 대칭 분배 트리(760)를 구비한다. 이 변조장치(90)는 전송 무선 안테너(40) 및 전송 케이블(400)에 접속된 증폭 장치(77)에 접속된다. 이 증폭 장치(77)는 전송 표준에 충족시키는데 필요한 주파수 증가(elevation) 장치를 구비할 수도 있다.
상기 정형 회로(74)는 소스(71 내지 73)로부터 들어오는 신호의 소망의 형상을 발생한다. 예를들어, 정형 회로(74)는 여러 소스를 다중화(멀티플렉싱)하여, 이를 직렬로 제공한다. 이 정형 회로(74)는 샘플링 회로, 아날로그-디지탈 변환회로 및 다중화기(멀티플렉서)를 구비한다. 디지털 장치인 경우에, 정형 회로(74)의 전력 계산은 소정의 정보 처리능력에 주로 의존한다. 예를들어, 디지털 정보뿐만 아니라 몇몇의 언어로 고충실 입체음을 갖는 고선명도 디지털 텔레비젼 전송은 예를들어, 입체음의 무선 전송, 무선 전화 전송보다 더 큰 처리능력을 요하게 될 것이다.
유리하게, 예를들어 제 7 도에 도시된 것과 같은 쌍(진폭, 위상) 또는, 이신호로부터의 쌍(실수부, 허수부)이 전송된다. 디지털 변환 합성 신호(75)용 장치는 정형 장치(74)에 의해 인가된 디지탈 워드로부터, EH는 그 신호로부터(실수부,허수부)쌍 또는 (진폭, 위상)쌍을 발생하여, 여러 변조기(91 내지 9N) 사이에 그들을 분배한다. 상기 합산 장치(76)는 전송에 필요한 주파수(31 내지 3N)로 된 복합 신호를 증촉 장치(77)의 입력에 제공한다.
이 주파수(31 내지 3N)는 변조 주파수이다. 그러므로, 변조 장치(90)의 레벨 혹은 증폭 장치(70)의 레벨로 전송 주파수를 올리는 것이 가능하다. 예를들어, 고주파수 반송파에 실린 혼합 신호는 무선 안테나(40)에 의해 전송되거나, 케이블(400)으로 주입된다.
제 11 도에는 본 발명에 따른 송신기의 제 2 실시예를 나타낸다. 제 11 동ml 장치는 변환 장치(75)의 출력과 증폭기(77)의 입력 사이에, 신호(78)의 재배열을 위한 장치, 역 퓨리에 변환(190)의 계산을 위한 장치, 신호의 직렬화를 위한 장치 및 직렬로 접속된 반송파 신호 발생(302)응 위한 장치를 구비한다. 전송되는 합서 신호의 변조는 역 퓨리에 변환으로 계산하여 얻어질 수 있다.
유리하게, 이산 역 퓨리에 변환을 계산할 수 있는 컴퓨터(190)를 이용한다.
유리하게, 고속 역 퓨리에 변환 FFT-1계산 회로가 이용된다. 고속 역 퓨리에 변환 알고리즘을 이용하면 채널의 수 N이 2의 제곱이된다. 그러나, 모든 채널이 반드시 정보를 싣는 것은 아니다.
이산 역 퓨리에 변환 알고리즘을 이용할 확률은 신호의 변조를 실행하여 증명된다.
N개의 주파수를 f0, f0+1/T, f0+2/T, f0+3/T, ...., f0+k/T, ..., f0+(N-1)/T 주기 T의 시간 간격 동안 변조된 진폭 및 / 또는 위상으로 한다. N 변조된 반송파는 다음과 같다.
여기서,k는 0과 N-1 사이의 정수이며,
Ak는 k 반송파의 진폭이며,
t는 시간이며,
k는 반송파의 위상이다.
전송된 위상값에 기준이 시간 간격 T의 시작으로 취해진다고 가정하자.
신호 Sk(t) 및 Sk'(t)는 이들이 직교 조건에 적합하다면 독립적이며 완전히 분리가능하다. 그래서, 다음식을 만족시킨다.
그러므로 직교 조건은 4f0T 이면 만족되고, I가 정수이면 가 된다.
f0=1/2T 이며, 주파수 f0=-(N/2 -1)T=(2-N)/2T로 취하면, 샘플링 주파수 fe=N/T=B 로 신호 Sk(t)를 샘플하며, B가 통과대역이 되며 다음 관계식이 만족된다.
변조된 신호 X는,
k에 대한 k'=k+(N+2)+1 은 0과 (N/2)-2 사이에 놓여지며, 즉 k' 는 (N/2)+1과 N-1 사이에 위치하며, k에 대한 k'=k(N/2)+1는 N/2-1과 N-1 사이에 위치하며 이것은 0과 N/2사이에 위치하는 k'에 대응한다. 관계식은 다음과 같다.
Bk'=Ak'+(N/2)-1
θk'+θk'(N/2)-1, k'=0,....N/2인 경우
Bk'=Ak'+(N/2)-1, k'=N/2+1,.....N-1인 경우
θk'=ψk'-(N/2)-1,
{X(n))은 A(N/2)-1)exp(jψ(N/2)-1),....AN-1 exp(jψ(N-1),..., Ao exp(iψ0),..., A((n/2)-2)exp(jψ(N/2)-2)의 이산 역 퓨리에 변환(DFT)이다.
유사하게 수신단에서 이산 퓨리에 변환(DEF)을 실행하여 신호의 복조를 실행하는 것이 가능하다.
본 발명은 신호의 복조를 실행하기 위해 역 퓨리에 변환을 이용하고 있으나 이에 제한되지는 않는다. 주파수 영역을 시간 영역내로 변환시키는 다른 알고리즘이 구현 가능하다.
직렬 장치(301)는 연속 디지털 값을 신호 발생 장치(302)에 인가한다. 게다가 직렬 장치(301)는 전이 간격을 발생하기 위해 이와같은 방법으로 임의의 디지털 값을 반복한다. 또한, 주기 T의 전이 간격동안 상기 전이 간격에 뒤이어 주기 T의 유용한 간격의 끝이 재 전송된다.
제 6c도 도시된 신호에 대응하는 변형에 있어서, 직렬 장치(301)는 전이 간격의 주기 ΔT 동안 0을 공급한다.
직렬 장치는 기억장치 및 멀티플렉서를 구비하여 이루어진다.
유사한 신호의 발생에 대한 다른 변화, 예를들면 퓨리에 변환을 계산하기 위한 다수 장치를 이용하는 호모다인(homodyne) 신호의 발생이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는다는 것을 이해해야 한다.
제 12도에서는 디지털 워드를 복합 신호로 변환하기 위한 장치(75)의 실시예를 도시하고 있다. 상기 장치(75)는 영구적 메모리 능력을 가진 장치에서 기억되며, 변환 테이블(750)을 구비하여 이루어지며, 예를들면, 영구적 메모리인 판독-전용 메모리, 전기적으로 소거 가능한 프로그래머블 판독-전용 메모리, 전기적으로 소거 가능한 프로그래머블 판독 전용 메모리 또는 보호된 랜덤 엑세스 메모리(ROM,PROM,EPROM,EEPROM 또는 RAM)형이 이용된다. 변환될 디지털 워드는 테이블(750)에서의 어드레스에 대응하며, 진폭값 또는 신호의 실수부는 제 1 테이블(750)에서 이 어드레스에 기억되며, 위상값 또는 신호의 허수부는 제 2 테이블에서 기억된다.
두 테이블은 반드시 두 메모리 박스(box)에 대응하지 않는다는 것을 이해해야 한다. 그래서, 이용된 메모리 회로의 능력 및 소정의 분해능력에 따라 충분한 용량의 단일 메모리 박스를 이용하거나 두 메모리 박스 이상을 이용하는 것이 가능하다.
제 13도에서는 재배열 장치(78)를 도시하고 있다. 상기 재배열 장치(78)는 메모리 능력(781), 멀티플렉서(782) 및 시퀸서(784)를 가진 장치를 구비하고 있다. 메모리 능력(781)을 가진 장치는 멀티플렉서(782)에 접속된다. 시퀸서(784)는 제어 라인(785)을 통하여 메모리 능력(781)을 가진 장치에 접속되며 제어라인(786)을 통하여 멀티플렉서(782)에 접속된다. 상기 재배열 장치(78)는 처리될 데이터를 계산 장치(190)와 호환하는 포맷으로 설정한다. 특히, 데이터의 재배열 장치는 예를들면 고속 퓨리에 변환을 계산하기 위해 이용된 회로에 대해 모델에 따른다. 시퀸서(784)는 제 13도에서 도시되진 않지만 계산 회로에 의해 처리될 디지털 워드 내측에 디지털 워드 및 비트의 순서를 재배열 한다. 시퀸서(784)는 라인(785)뿐만아니라 제어 신호에 의해 메모리 능력(781)을 가진 장치에 어드레스를 인가한다. 상기 시퀸서(784)는 멀티플렉서에 인가한다. 예를들면, 멀티플렉서(782)는 두 메모리 뱅크와 제로 발생기(787)사이에서 선택을 행하는 3-위치 멀티플렉서이다. 제로 발생기(787)는 예를들면 역 퓨리에 변환에 의해 신호를 발생하기 위해 필요한 제로 발생을 인에이블 시킨다.
역 퓨리에 변환을 발생하기 위해 필요한 제로는 메모리 능력(781)을 가진 장치에서 기억된다. 이들은 멀티플렉서(782)접속된 메모리 능력(781)을 가진 장치의 특정 접속부로부터 전송되거나 메모리 능력(781)을 가진 장치의 시퀸서(784)에 의해 실행된 어드레싱으로 전송된다.
만약 필요하면, 장치(78)는 이산 퓨리에 변환을 계산하기 위한 회로의 입력신호에 출력 신호를 적용하는 인터페이스(783)를 구비한다.
제 16도에서는 제 13도의 메모리 능력(781)을 가진 장치의 실시예를 도시하고 있다. 제 16도에서 예증된 실시예에 있어서, 메모리 뱅크(7811,7812,7813 및 7814)를 가진 장치는 네 메모리 뱅크(7811,7812,7812 및 7814)를 구비하여 이루어진다. 각 뱅크는 예를들면 시퀸서(784)로부터 판독 또는 기록 명령어 R/W를 수신한다. 예를들면, 두 뱅크(7811,7812)는 판독 모드로 있으며 두 뱅크(7813,7814)는 동시적으로 기록 위상모드로 있다. 제 2 메모리 뱅크의 동시적 재 판독은 필수적인 디지털 데이터를 계산회로에 공급한다.
제 17도에서는 메모리 능력(781)을 가진 장치의 제 2 실시예를 도시하고 있다. 제 17도에서 메모리 능력(781)을 가진 장치는 두 메모리 뱅크(7811,7812)만을 구비한다. 이 경우에 있어서, 시퀸서(784)는 직접 메모리 엑세스(DMA) 시퀸서이다. 그래서, 두 메모리 뱅크는 데이터의 동시적인 판독 및 기록을 할수 있다.
제 16도 및 제 17도의 경우에 있어서 실수 및 허수 성분 I 및 Q 위상 구적(quadrature) 데이터는 동시적으로 인가된다.
본 발명에 의한 실시예에 있어서는 여러 주파수로 신호를 변조하는 것이 가능하다. 예를들면, 고주파 전자기파를 이용하는 경우에 있어서 제 14도에서 도시된 바와같은 중간 주파수로 변조를 수행하거나 베이스(base) 주파수로 변조 수행토록 제 15도에 도시된 바와같이 전송 반송파로, 즉 전송 주파수로 직접적으로 신호를 변조하는 것이 가능하다.
대역폭의 변조는 필수적으로 I 및 Q에 의하여 필수적으로 수행된다. 대조적으로, 중간 주파수 또는 전송 반송파에서 변조가 제 20도에서 예증된 바와같은 실신호로부터 실행될 것이다.
제 20도의 장치는 직렬로 접속된 아날로그-디지탈 변환기(3211), 저역통과필터(3209), 합성기(3201), 필터(3022), 합성기(3204) 및 필터(3205)를 구비한다. 상기 합성기(3201,3204)의 제 2입력은 도면에서 도시되지 않은 국부 발진기에 접속된다.
제 14도에서는 전송될 신호를 발생시키기 위한 장치(302)의 제 2실시예를 도시하고 있다.
상기 장치는 합산 장치(3023)에 접속된 제 1 합성기(3201) 및 제 2 합성기(3207)를 구비한다. 상기 합산 장치(3203)의 출력은 제 3 합성기(3204)의 제 1 입력에 접속된다.
상기 합성기(3207)의 제 2 입력은 중간 주파수를 발생시키는 국부 발진기(3305)의 출력에 접속된다. 합성기(3201)의 제 2 입력은 2/π의 위상이동을유도하는 장치(3208)에 의해 국부 발진기(3305)의 출력에0 접속된다.
그래서, 위상 구적 성분 I 및 Q의 주파수가 상승되며, 신호가 합산 장치(3023)에 의해 재구성된다.
상기 합성기(3204)의 제 2 입력은 발진 주파수가 국부 발진기(3305)의 것보다 높은 국부 발진기(3306)에 접속된다.
유리하게, 두 발진기(3305,3306)는 도시되지 않는 단일 시간 베이스에 의해 동기화된다. 국부 발진기(3305,3304)는 수신 단에서 확실한 조정을 하도록 충분하게 안전하다.
또한, 시간 베이스는 신호를 샘플링하기 위한 장치로 동기화 된다.
변형의 장치(302)는 디지털 장치이다.
제 14도에 도시된 변형에 있어서, 장치(302)는 아날로그 장치이며, 이것은 입력단에서 아날로그-디지탈 변환기(3211,3212)를 구비하고 있다. 아날로그-디지탈 변환기(3211,3212)는 합성기(3201,3207)의 제 1 입력을 각각 접속된다. 저역통과 필터(3209,3210)는 아날로그-디지탈 변환기(3211,3212)의 출력과 합성기(3201,3207)의 입력 사이에 각각 위치된다. 필터(3209,3210)는 아날로그-디지탈 변환기(3211,3212)에 의해 발생된 고주파수 성분을 제거하기 위한 구성요소이다.
상기 합성기(3201,3207,3204)의 출력에 합성기의 출력에 나타난 스펙트럼의 소망 부분을 선택하는 필터(3022,3206,3205)가 놓여지는 것이 필수적이다.
제 15도에서는 단일 주파수 상승단을 구비한 장치(302)의 변형을 도시하고 있다. 제 15도의 장치(302)는 제 1 합성기(3201) 및 제 2 합성기(3207)를 구비하고 있다. 합성기(3201,3207)의 출력은 대역-통과 필터(3022,3206)에 의해 합산 장치(3203)의 입력에 접속된다. 제 15도에서 예증된 아날로그 실시예에 있어서 합성기(3201,3207)의 제 1 입력은 필터(3209,3210)에 의해 아날로그-디지탈 변환기(3211,3212)의 출력에 접속된다.
본 발명에 의한 송신기는 수신 단에서 송신기의 시간 베이스와 수신기의 시간 베이스의 정밀한 동기를 발생시키는 코딩 신호를 전홍한다. 그래서, 양호한 시간 및 위상 분해능력을 얻는 것이 가능하다.
제 19도에서 예증된 실시예에 있어서는 아날로그 동기화가 이용된다.
제 19도에서 예증된 실시예에 있어서 변조된 신호의 세트(3000)는 N 채널에 전송되며, 스펙트럼은 거의 구형 스텍트럼이며 주파수 폭 f1은 통과대역B와 동일하며 높이 Am이 대역 B 내측에 신호의 평균 진폭 A2에 대응한다.
Am보다 상당히 더 큰 진폭 Am을 가진 두 주파수 fA및 fB가 전송된다. 예를들면, AM은 12dB만큼 Am보다 더 크다. 그래서, 수신단에서 주파수 fA및 fB로 알려져 있으며 fA및 fB가 분리 가능하다. 비록 한편으로는 주파수 fA및 fB가 알려지며 다른 한편으로는 수신단에서 이들 차로 알려지지만, 기준 시간이 추출될수 있는 기준 주파수가 얻어진다. 수신단에서 주파수 차 fA- fB는 예를들면 합성기에서 주파수 fA및 fB비트(beat)를 만듦으로써 얻어진다.
본 발명에 의한 장치의 실시예에 있어서 B는 8MHZ와 동일하며 fA는 fB로부터 5MHZ 분리된다.
제 21도에서는 본 발명의 수신기의 실시예에 대한 도면을 도시하고 있다. 제 21도에서 예증된 실시예는 수신 안테나(40), 증폭기(603), 합성기(41), 대역 통과 필터(42), 가변 이득 증폭기(604), 합성기(4817), 저역 통과 필터(4818), 아날로그-디지탈 변환기(4819), 재직교화 장치(482), 복조장치(48), 국부 발진기(250), 자동 이득 제어 장치(605), 국부 발진기(491), 서보 제어 장치(49), 분석 회로(601), 결정 회로(602), 처리 장치(45), 채택 장치(46)를 구비하고 있다.
상기 안테나(40)는 증폭기(603)의 입력에 접속된다. 상기 증폭기(603)의 출력은 합성기(41)의 제 1 입력에 접속된다. 합성기(41)의 출력은 저역-통과 필터(42)의 입력에 접속된다. 대역-통과 필터(42)의 출력은 증폭기(604)의 입력에 접속된다. 증폭기(604)의 출력은 한측단에서 합성기(4817) 제 1 입력에 접속되며 다른측단에서 자동 이득 제어 회로(605)의 입력에 접속된다. 자동 이득 제어(605)의 출력은 증폭기(604)의 이득 명령 입력에 접속된다. 합성기(4817)의 출력은 저역 통과 필터(5818)의 입력에 접속된다. 저역-통과 필터(4818)의 출력은 아날로그-디지탈 변환기(4819)의 입력에 접속된다. 아날로그-디지탈 변환기(4819)의 출력은 재직교화 장치(482)의 입력에 접속된다. 재직교화 장치(482)의 출력은 복조 장치(48)의 입력에 접속된다. 복조 장치((48)의 출력은 한쪽이 분석 회로(601)의 이비력에 접속되며 다른 한쪽이 서보 제어 장치(49)의 입력에 접속된다. 분석 회로 (601)의 출력은 결정 장치(602)의 입력에 접속된다. 결정 장치(602)의 출력은 정보 처리 장치(45)의 입력에 접속된다. 정보 처리 장치(45)의 출력은 채탁 장치(46)의 입력에 접속된다. 서보 제어 장치(49)의 제 1 출력은 아날로그-디지탈 변환기(4819), 재직교화 장치(482), 복조 장치(48), 분석 회로(601) 및 결정 장치(602)에 접속된다. 서보 제어 장치(49)의 제 2 출력은 국부 발전기(491)에 접속된다. 서보 제어 장치(49)의 제 3 출력은 국부 발진기(250)에 접속된다.
상기 안테나(40)는 송신기로부터 전송되는 고주파수 신호를 수신한다.
증폭기(603)는 안테나(40)가 포획한 신호를 증폭한다. 국부 발진기(250)에 의해 공급된 고주파수 신호로 발진시켜, 합성기(41)는 수신된 시호의 주파수를 낮춘다.
신호는 필터(42)에 의해 필터된다. 상기 필터(42)는 수신되길 원하는 신호이외의 신호를 제거한다. 필처(42)는 적당한 표면 음향파(SAW)필터이다.
상기 증폭기(604)는 자동 이득 회로(605)의 제어하에서 중간 주파수 신호의 증폭을 수행한다. 자동 이득 회로는 증폭기(604)의 출력에서 신호를 취한다. 충분히 긴 시간 주기에 걸쳐서 적분하면 수신의 최적화를 가능케 하는 증폭기(604)의 명령 신호를 계산하기 위한 신호 진폭의 평균값이 공급된다.
합성기(4817)는 국부 발진기(491)에 의해 공급된 신호와 증폭기(604)에 의해 증폭된 신호 사이에서 비팅(beating)을 실행한다. 합성기(4817)는 저 반송파 레벨로 신호를 전달한다. 필터(4818)는 스펙트럼의 소정 부분을 선택한다.
2. 아날로그-디지탈 변화기(4819)는 신호의 디지탈 샘플링을 수행한다.
많은 정보 처리능력을 얻기 위해서, 여러 채널에 속하는 신호의 전체 분리를 실행하는 것이 좋다. 재직교화 회로(482)는 채널간 누화(크로스토크)를 제거하는데 유리하게 동작한다. 상기 누화는 예를들면 신호의 부분을 지연하는 다중 에코(echo)의 결과일 것이다. 특별히, 이와같은 신호는 후속 패턴의 수신동안 수신기에 도달한다. 재직교화 장치(482)는 패턴-수정 검출 회로를 구비한다. 예를들면, 재직교화 장치는 신호를 주기 T로 지연된 신호로부터 감산하기 위한 장치를 구비하고 있다. 두 개의 샘플은 주기 T+ΔT의 단일 전송 간격으로 취해지며 이들 차이는 거의 일정하다. 이것은 가장 먼 다중 에코(반향)의 도닥 시간 만큼 감소된 주기 ΔT동안 각 전송 간격에 대해 사실로 나타난다. 대조적으로, 이러한 차이의 급속한 변동은 두 샘플이 이미 동일 전송 간격에 속하지 않는다는 것을 나타낸다. 그래서, 두 샘플의 차이에서 전송 간격 수정의 순시치 및 전송 간격의 동기화(패킷동기화)가 결정된다. 누화를 유발시키는 위험이 있는 다중 에코로 발생된 신호는 제 6a도에서 예증된 경우의 제거되거나 제 6c도에서 예증된 경우의 이전 패턴의 고유형태로 부가된다. 첫 번째 경우에 있어서, 전이 간격의 주기 ΔT는 제거되는 것이 바람직한 다중 에코의 전파 주기보다 더 큰 것이 유리하게 된다. 다중 에코의 제거는 주기 ΔT의 전이 간격(81)동안 수신된 신호를 고려치않고 실행된다.
두 번째 경우에 있어서, 전이 간격동안 도달하는 신호가 픽업되어 대응의 유효 전송 간격의 시작부에 부가된다. 이 후자의 실시예는 복조 장치(48)에 의한 처리전 이전 패턴을 기억할 수 있는 지연 수단을 필요로 한다.
복조 장치(48)는 다수 채널에 속하는 신호의 분리를 수행한다. 도면에서 예증된 실시예에 있어서, 상기 처리는 디지탈이 된다. 예를들면, 이산 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치가 이용된다. 게다가, 고속 퓨리에 변환(FFT)을 계산하기 위한 장치가 이용된다. 그러나, 주파수 합성기 뱅크(bank)에 의해 분리되는 아날로그 분리는 본 발명의 영역에서 벗어나지 않는다.
복조된 신호는 한측이 분석 회로(601)에 인가되며 또다른 한측은 서보 제어장치(49)에 인가된다.
분석 회로(601)는 수신된 신호의 분석, 등화 및 신호의 보정을 실행하며 시험 신호를 송신기로부터 실행한다.
서보 제어 장치(49)는 수신기와 송신기사이 및 수신에의 다수단 사이에 동기화를 발생시킨다. 특별히, 이것은 시간에 이들 안정한 동작을 하는 국부 발진기 (250,491)에 동기화 신호를 공급한다. 게다가 이것은 샘플링 주파수를 아날로그-디지탈 변환기(4819), 재직교화 장치(482), 복조 장치(48), 분석회로(601) 및 결정 장치(602)에 공급한다.
분석 회로(601)에 의해 정규화된 신호는 결정 장치(602)에 공급된다.
결정 회로(602)는 제 7도의 포인트(14)가 포함되며 신호의 실수부, 신호의 허수부 또는 진폭, 위상 쌍이 포함되는 것을 결정한다. 결정 장치(602)는 유리하게 디지탈 워드를 각쌍과 연관시킨다.
본 발명에 의한 수신기는 예를들면 처리 장치(45)와 같은 다른 장치를 구비한다. 처리 장치(45)는 신호에 소정 처리를 수행한다. 예를들면 텔레비젼 수신기에 있어서 처리 장치(45)는 디지탈 신호로부터 화상 및 음향을 재구성한다. 유리하게 처리 장치(45)는 화상 압축 알고리즘이 전송단에서 이용되는한 화상 압축해제(decompression) 알고리즘을 이용한다.
정보 처리 장치(45)는 채택 장치(46)에 접속된다. 채택 장치(46)는 수신된 신호를 채택한다. 채택 장치의 형태는 원칙적으로 이용되는 수신기의 형태에 따른다. 예를들면, 텔레비젼 신호 전송에 대해서 음극선관 또는 평판 스크린 및 스피커가 원칙적으로 이용된다. 전화 데이터 전송에 대해서 채택 장치는 예를들면 전화 교환 또는 전화기 이다. 데이터 전송에 대해서 채택 장치(46)는 예를들면 처리되거나 기억될 데이터를 수신하는 컴퓨터일 것이다.
제 9도에서는 낮은 반송파에 대해 위상 구적에서 신호의 실수부를 위한 처리 사슬 및 허수부를 위한 처리 연쇄화를 구비하는 본 발명에 의한 수신기의 실시예를 도시하고 있다.
제 9도에서는 낮은 반송파에 대해 위상 구적에서 신호의 실수부를 위한 처리 사슬 및 허수부를 위한 처리 연쇄화를 구비하는 본 발명에 의한 수신기의 실시예를 도시하고 있다.
제 9도에서의 장치는 안테나(40), 증폭기(603), 합성기(41), 대역-통과 필터(42), 가변 이득 증폭기(604), 자동 이득 명령 회로(605), 합성기(4817), 합성기(4814), 저역-통과 필터(4818), 저역-통과 필터(4815), 아날로그-디지탈 변환기(4819), 아날로그-디지탈 변환기(4816), 재직교화 장치(4821), 재직교화 장치(4822), 복조 장치(48), 분석 회로(601), 결정 회로(602), 정보 처리 장치(45), 표시 장치(462), 음향 기록 장치(461), 서보 제어 장치(49) 및 위상 이동기(4813)를 구비하여 이루어진다.
상기 안테나(40)는 증폭기(603)의 입력에 접속된다. 증폭기(603)의 출력은 합성기(41)의 제 1 입력에 접속된다. 합성기(41)의 출력은 대역-통과 필터(42)에 접속된다. 대역-통과 필터(42)의 출력은 증폭기(604)의 입력에 접속된다. 증폭기(604)의 출력은 자동 이득 명령 장치(605)의 입력, 합성기(4817)의 제 1 입력 및 합성기(4814)의 제 1 입력에 접속된다. 자동 이득 명령 장치(605)의 출력은 증폭기(604)의 제 1 이득 명령 입력에 접속된다. 합성기(4817)의 출력은 필터(4818)의 입력에 접속된다. 합성기(4814)의 출력은 필터(4815)의 입력에 접속된다. 필터(4818)의 입력에 접속된다. 합성기(4814)의 출력은 필터(4815)의 입력에 접속된다. 필터(4818)의 출력은 아날로그-디지탈 변환기(4816)의 입력에 접속된다. 아날로그-디지탈 변환기(4816)의 출력은 재직교화 장치(4822)의 입력에 접속된다. 재직교화 장치(4821,4822)의 출력은 복조 장치(48)의 입력에 접속된다. 복조 장치(48)의 출력은 분석 회로(601)의 입력 및 서보 제어 장치(49)의 입력에 접속된다. 분석 회로(601)의 출력은 결정 장치(602)의 입력에 접속된다. 결정 장치(602)의 출력은 정보 처리 장치(45)의 입력에 접속된다. 정보 처리 장치(45)의 출력은 예를들면 표시 장치(462) 및 음향 기록 장치(461)와 같은 채택 장치에 접속된다. 서보 제어 장치(49)의 제 1 출력은 아날로그-디지탈 변환기(4819,4816), 재직교화 장치(4821,4822), 복조 장치(48), 분석 회로(601) 및 결정 장치(602)에 접속된다. 이 출력은 샘플링 주파수를 인가한다. 제 9도에서 예증된 실시예에 있어서, 비트 주파수는 서보 제어 장치(49)의 출력을 통하여 직접적으로 인가된다. 고주파수 출력은 합성기(41)의 제 2 입력에 접속된다. 중간 주파수 출력은 π/2 위상 이동기(4813)의 입력 및 합성기(4817)의 제 2 입력에 접속된다. 위상 이동기(4813)의 출력은 합성기(4814)의 제 2 입력에 접속된다. 제 9도에서 예증된 장치에 있어서 위상 구적으로 신호의 실수부 및 허수부가 동작된다. 그래서, 정보를 상실하지 않고 주파수를 낮추는 것이 가능하다.
유리하게 1 복조 장치(48)는 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치를 구비하고 있다.
또한, 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치는 이산 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치이다.
또한, 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치는 고속 퓨리에 변환(FFT)을 계산하기 위한 장치이다. 고속 퓨리에 변환 알고리즘의 이용은 두 인수와 동일한 샘플수로 계산을 실행할 필요가 있다. 1024 채널이나, 2048채널이 이용된다. 그러나, 각 채널은 반드시 정보의 항목의 전송을 필요로 하는 것은 아니다. 수신된 신호의 복조를 실행하기 위해서 고속 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치가 고속 퓨리에 변환을 계산하기 위해 표준 회로의 결합 또는 표준 회로를 이용하여 실행된다. 예를들면, 호모다인(Homodyne) 복조와 같은 다른 변화는 본 발명의 영역을 벗어나지 않는 다는 것으로 이해된다.
제 23도에서는 분석 회로(601)의 실시예를 도시하고 있다. 제 23도의 장치는 분할 장치(586), 등화 장치(587), 시험 신호(588) 및 시퀸서(585)를 분석하기 위한 장치를 구비하고 있다.
분할 장치(586)는 처리될 신호를 수신한다. 분할 장치(586)의 출력은 그 한쪽이 등화 장치(587)에 접속되며 또다른 한쪽은 분석 및 시험 장치(588)에 접속된다. 분석 및 시험 장치(588)의 출력은 그 한쪽이 등화 장치(587)에 접속되며 또다른 한쪽은 동기화 장치(490)에 접속된다.
분할 장치(586)는 분석 및 시험 장치(588)를 향해 전달되는 시험 신호를 등화 장치(587)로 전달되는 정보 신호로부터 분리한다. 시험 신호의 검출은 특징화된 전송 표준에 의한 실시예로 실행될 것이다. 예를들면, 분할 장치(586)는 각 전송 주기에 있어서 8레벨의 채널이 시험 신호에 대해 예지되어 있는 것으로 알고 있다. 다른 전송 방식에 있어서 시험 신호는 예를들면 100레벨에서 전송 간격의 모든 채널에 대응할 것이다. 수신된 위상 및 진폭을 조정하는데 이용되는 시험 신호의 이들 두 형태는 예를들면 매 64 간격으로 16레벨의 시험 채널을 부여하도록 합성될 것이다.
제 1 실시예에 있어서, 본 발명에 의한 수신기는 단일 방식을 추종될수있도록 설계된다. 이와 같은 경우에 있어서는 제 1 동기화를 실행하는 것이 필수적이거나 동기화를 수신기의 다른 장치로부터 수신한다.
본 발명에 의한 수신기의 제 2 변형에 있어서, 수신기는 몇가지 전송 표준을 수신한다. 이 경우에 있어서는 수신된 신호가 속하는 상기 전이 표준을 검출하는 것이 필요하다. 분리 채널에서 전송이 다른 특성의 정보를 전달토록 시-분할 다중화에 의하거나 다수 채널을 다중화하여 전송되는 한, 예를들면, 서비스 정보에 대한 정보 처리능력의 부분을 남겨 두는 것이 가능하다. 예를들면 서비스 정보는 수행될 전송의 형태와 관련한 정보의 항목을 주기적으로 담고 있다.
전송 표준은 사용자에 의해 전환하거나 소정 프로그램의 선택으로 이루어질 것이다. 프로그램 선택으로는 예를들면 텔레비젼 전송에서부터 무선 전화 전송까지 통과토록 선택한다. 전송 방식에서의 정보는 예를들면 영구 메모리(도시되지 않음)에 기억된다.
분할 장치(586)는 예를들면 시퀀스(585)에 의해 공급된 순서를 실행하는 고정 배선 논리 소자 및 멀티플렉서를 구비하여 이루어 진다. 수신기에서 시험 신호의 값을 알고 있어야만 한다. 예를들면, 시험 신호는 의사 무작위 신호(pseudo random signal)이다. 상기 신호는 동일한 알고리즘에따라 송신기 및 수신기에서 발생되어, 전송된 신호와 동일한 신호와 수신된 신호와 비교된다.
분석 및 시험 장치(588)는 각각의 시험 채널에서 수신된 레벨을 검출한다. 이것은 시험 채널에서 수신된 위상 이동 및 감쇄를 결정한다. 감쇄및 위상 이동으로부터 분석 및 시험 장치(588)는 예를들면 보간 방법을 이용하여 시험 채널 사이의 중간 감쇄 및 위상 이동을 결정한다. 상기 보간은 예를들면 선형보간일 것이다.
높은 정보 처리능력을 얻기위해서, 폐쇄 위상 및 진폭을 구별하며 각 채널에 대해 진폭 및 위상 기준을 이용할 수 있는 것이 필요하다. 이 진폭 및 위상 기준은 수신기를 향해 송신기에 의해 주기적으로 전송된 기준신호로 주어진다. 기준 신호의 반복 주파수는 전파 조건 및 국부 발진기의 안정도에 따른다.
본 발명에 의한 장치의 다른 변화에 있어서, 위상 및 진폭 기준 신호는 주기 T 또는 T+ΔT 의 시간 간격에 대해 모든 주파수 31 내지 3N으로 주기적으로 전송된다. 그러나, 보정 신호의 빈번한 전송은 유용하게 전송된 정보의 처리능력을 감소 시킨다는 것을 주지할 필요가 있다.
본 발명에 의한 장치의 양호한 변화에 있어서, 극소수 보정 신호만이 주파수 31 내지 3N에 걸쳐 규칙적으로 분산 전송되며 다른 주파수의 계수가 예를들면 보간에 의한 계산으로 결정된다.
보다 일반적으로, 이것은 다른 채널 및 시간상 보정 신호를 분산하는 것이 가능하다.
이것은 예를들면 시험 신호를 주기적으로 전송하는 것이 가능하며, 각 전송은 다른 채널에서 이루어진다. 예를들면, 시험시 할당된 채널의 원순열이 실행된다. 전송 매체의 펄스 응답은 시간 및 주파수로 보간에 의해 모든 채널에 대해 감소된다. 그래서, 각 채널에 적용되도록 진폭 및 위상에서 정정 매트릭스가 감소된다.
이것은 예를들면 대기상태에서 변화에 의한 것, 즉 전송 매체의 펄스 응답으로 변화를 보정하여 보상하는 것이 보다 뛰어나다.
매체의 펄스 응답은 예를들면 적용될 정정의 퓨리에 변화를 계산하여 결정된다. 일 실예에 있어서 8 레벨의 채널은 모든 채널 31 내지 3N의 위상 및 진폭 A의 보정에 이용된다. 이와 같은 장치의 형태에 있어서 주기 T의 각각의 유용한 전송간격에서 보준을 실행하거나 상술된 실시예의 경우에 있어서와 같이 보정에 대한 임의의 전송 간격을 준비토록 하는 것이 가능하다. 동기화는 안정한 시간 베이스의 이용으로 유지된다.
예를들면, 분석 및 시험 장치는 급속한 신호 처리용 메모리 능력 및 마이크로 프로세서를 가진 장치를 구비하여 이루어진다. 각 채널에 대해 위상 이동 및 감쇄의 등화 장치(587)에 전송된다.
등화 장치(587)는 전송에 의해 각 채널에 유도된 값에 역인 증폭 및 위상 이동을 인가한다. 그래서, 수신단에 모든 채널의 진폭이 회로(587)에 의해 균등하게 된 후 전송이 시간으로 진폭에 비례한다. 동일한 방법으로, 등화 장치(587)에 의해 처리된 후, 수신단에서 채널사이에 상대적 위상 이동을 전송단에서 채널사이의 상대적 위상 이동과 동일하다.
아날로그 변화에 있어서 등화 장치(587)는 가변 위상 이동기 및 가변 증폭기를 구비하여 이루어진다. 아날로그 위상 이동기는 디지털 제어하며, 단일 입력 및 다수의 출력을 구비한 전하 결합 소자(CCD)가 예를들면 이용될 것이다. 각출력은 다른 위상 이동에 대응한다.
등화 장치(587)의 디지털 변화에 있어서 증배 및 부가가 진폭 및 위상 정정을 실행토록 이용된다. 고정 배선 논리 소자 및 마이크로 프로그램 또는 프로그램 논리 소자가 이용된다.
제 24 도에서는 본 발명에 의한 장치를 실행할 수 있는 공지된 형태의 구조를 도시하고 있다. 제 24 도의 구조는 재직교화장치에 이용될 수 있다. 예를들면, 메모리 능력(4841)을 가진 장치는 2 포트 장치이다. 기억될 데이터는 입력 포트를 통해서 도달된다. 이들 데이터는 재배열되며 다시 출력 포트로부터 설정된다. 시퀀서(4842)는 데이터의 각인 및 재판독을 하기 위한 어드레스를 공급한다. 소정의 데이터 재직교화의 형태에 따라서 이것은 전체 워드 또는 워드의 단지 부분들 또는 각각의 비트를 재판독 가능하다. 예를들면, 메모리 능력(48 내지 41)을 가진 장치는 랜덤 엑세스 메모리(RAM) 집적 회로를 구비하고 있다.
예를들면, 시퀀서(4842)는 고정 배선 논리 소자 및 카운터를 구비하고 있다. 변형에 있어서, 표준 회로를 이용하기 위해서, 예를들면, 마이크로 프로세서로 시퀀서(4842)를 대체하는 것이 가능하다. 또한, 마이크로 프로세서는 신호의 형태 처리로 구성되어 진다.
제 25 도에서는 재직교화 장치의 제 2 실시예를 도시하고 있다. 제 25 도에서 예증된 실시예에서, 장치(482)는 메모리 능력(4825)을 가진 장치, 산술 및 논리 유니트(4826), 멀티플렉서(4823) 뿐만 아니라 시퀀서(4824)을 구비하여 이루어 진다. 메모리 능력(4825)을 가진 장치의 출력은 산술 및 논리 유니트(4826)의 입력 및 멀티플렉서(4823)의 제 1 입력에 접속된다.
산술 및 논리 유니트(4825)의 출력은 멀티플렉서(4823)의 제 2 입력에 접속된다. 시퀀서(4824)는 예를들면 서보제어 장치(49)로부터 수신기의 동기화를 위한 일반적인 신호를 수신한다. 시퀀서(4824)는 제어 및 동기화 신호를 멀티 플렉서(4823)에 전송한다. 시퀀서(4824)는 어드레스 및 동기화 신호를 메모리 능력(4825)을 가진 장치에 보내진다. 제 25 도에서 예증된 장치에 있어서, 시퀀서(4824)에 의해 메모리(4825)를 어드레싱 하는 것은 디지털 워드의 재배열로부터 수신할 수 있다. 산술 및 논리 유니트는 신호의 소정 합산을 실행하여 충전된다. 멀티플렉서(4823)의 스위칭은 진행중의 원하는 전송 표준 및 수신 위상에 따라서 두 재배열 모드 사이에서 선택이 가능하다.
게다가, 신호를 채택하기 위해서, 1986년 10월 7일자 프랑스 특허 제86-13937호에서 제 22 도에 도시된 바와 같은 진폭/위상 복조기를 이용하는것이 가능하다.
본 발명에 의한 송신기는 수신단에서 수신기의 시간 축과 송신기의 시간 축으로 정밀한 동기화를 할 수 있는 코딩 신호를 전달한다. 그래서, 양호한 시간 및 위상 분해능을 얻는 것이 가능하다.
본 발명에 의한 장치의 제 1 실시예에 있어서는 디지털 동기화가 이용된다.
제 27 도에서 도시된 실시예에서는 아날로그 동기화가 이용된다.
제 26 도에서 도시된 실시예에서는 변조된 신호의 세트(3000)가 N 채널에 전송된다.
스펙트렘은 거의 구형 스펙트럼이며 주파수 폭 f1이 통과내역 B와 동일하며 높이 Am이 신호의 평균 진폭 A2에 대응하고 있다. 대역 B 내측에서Am 보다 상당히 더 큰 진폭 AM을 가진 두 주파수 fA및 fB가 전송된다. 예를들면, AM은 Am 보다 12dB 만큼 더 크다. 그래서, 수신단에서 주파수 fA및 fB를 알면, 이것은 fA및 fB를 분리하는 것이 가능하다. 수신단에서, 한편으로 주파수 fA및 fB를 다른 한편으론 이들 차이를 알면, 시간 기준이 추출될 수 있는 주파수 기준이 얻어진다. 수신단에서 예를들면 차이 fA-fB는 합성기에서 주파수 fA및 fB비트를 만들어 얻는다.
본 발명에 의한 장치의 실시예에서 B는 8MHz이며, fA는 5MHz씩 fB로부터 분리된다.
제 14 도에서는 제 8도 및 제 9 도의 서보제어 장치(49)의 아날로그 실시예를 도시하고 있다. 제 14 도의 장치는 제 1 도에서 예증된 바와 같이 송신기에 의해 전송된 신호로 동작된다. 서보제어 장치(49)는 대역-통과 필터(701) 및 대역-통과 필터(702), 합성기(703), 위상 동기 루프(704)(PLL), 주파수 분할 위상 동기 루프(709)(PLL), 주파수 분할 위상 동기 루프(701)(PLL) 및 주파수 분할 위상 동기 루프(711)(PLL)를 구비하여 이루어진다. 위상 동기 루프는, 예를들면 합성기, 지역-통과 필터, 전압 제어 발전기를 구비하여 이루어진다. 제 27 도에 있어서, 루프(704)는 합성기(705), 저역-통과 필터(706), 전압 제어 발진기(707)(VCO)를 구비하고 있다.
장치(49)의 입력은 필터(701) 및 (702)의 입력에 접속된다. 필터(701)의 출력은 합성기(703)의 제 1 입력에 접속된다. 합성기(703)의 출력은 합성기(705)의 제 1 입력에 접속된다. 합성기(705)의 출력은 저역-통과 필터(706)의 입력에 접속된다. 발진기(707)의 출력은 위상 동기 루프(709)의 입력, 위상 동기 루프(710)의 입력 및 위상 동기 루프(711)의 입력에 접속된다. 저역-통과 필터(706)의 출력은 발진기(707)의 입력에 접속된다. 발진기(707)의 출력은 합성기(705)의 제 2 입력에 접속된다. 위상 동기 루프(709, 710, 711)의 출력은 소정 주파수를 공급하는 서보 제어 장치(49)의 출력을 구성한다.
필터(701)는 주파수 fA를 선택하며, 필터(702)는 주파수 fB를 선택된다. 합성기(703)는 주파수 fA및 fB사이의 비트를 발생한다.
위상 동기 루프(704)는 주파수 fA및 fB사이의 차이 값은 공급한다.
전송단에서 전송 표준에 의해 결정된 주파수 fA및 fB사이의 차이는 알려져 있다. 수신단을 비교함으로써 주파수 및 위상 기준을 공급할 수가 있다.
위상 동기 루프(709, 710, 711)는 본 발명에 의한 장치의 동작을 하기 위해 거의 안정된 주파수 및 위상 기준을 공급한다. 예를들면, 루프(709, 710, 711)는 주파수 기준을 국부 발진기(250) 및 제 21 도의 국부 발진기(491)에 각각 공급하며 샘플링 클럭 신호를 제 8 도 또는 제 9 도의 디지털 장치에 공급한다. 상기 발진 주파수는 발진기의 세팅에 따른다.
본 발명은 아날로그 디지털 정보 수신 장치, 컴퓨터 사이의 통신, 교환 사이의 전화 통신, 무선 전화의 통신 스테이션 사이의 전화 통신, 지상 스테이션과 위성 사이의 무선 전기 통신, 위성사이의 통신, 공기 및 수중에서의 음향통신, 국부 컴퓨터 네트워크의 구성 및 무선 전화 및 텔레비젼 전송의 수신에 적용된다.
본 발명은 정보의 모든 정보 및 획득에 적용될 수 있는 변조의 신규 형태에 관한 것이다. 본 발명은 무든 유형의 파형을 이용하는 장치에 적용되며,특별히 음향파, 보다 특별히 전자기파에 적용된다.
본 발명에 의한 장치는 특별히 무선전화 및 텔레비젼 전송, 아날로그 또는 디지털 정보 전송 장치, 컴퓨터 사이의 통신, 교환사이의 전화 통신, 무선전화와 통신 스테이션 사이의 전화 통신, 지상 스테이션과 위성 사이의 무선 전기 통신, 두 위성 사이의 통신, 공기 또는 수중에서의 음향 통신, 국부 컴퓨터 네트워크의 구성, 소나(sonar), 레이다(radar)에 적용된다.
본 발명은 특별히 고 충실도 무선 전화 전송 및 수신 뿐만 아니라 고선명 텔레비젼(HDTV) 및 디지털 텔레비젼에도 적합하다.

Claims (19)

  1. 다수의 직교 주파수(orthogonal frequency)를 사용하여 높은 스팩트럼 응답 특성(spectrum responsivity)을 갖는 변조파를 전송하기 위한 방법에서, 부호들은 주기 T+ΔT 동안 전송되고 두 전송 주파수는 1/T 만큼 분리되며(이때, T는 유호 전송 간격이고, ΔT는 전이 간격임), 상기 변조파는 각종 에코의 도달로 인해 비정상 요소(non-stationrities)를 흡수하며, T+ΔT 주기의 각각의 전송 간격동안, (실수부, 허수부) 또는 (진폭, 위상)쌍이 각각의 주파수로 전송되며, 상기 (실수부, 허수부) 또는 (진폭, 위상)쌍이 전송될 정보와 1대1 등가인 변조파 전송 방법에 있어서, 상기 가능한 쌍의 수는 4보다 크며, 전송된 부호는 수신단에서 전송 채널의 등화 (이퀄라이징)를 가능하게 하는 기준 신호에 의해 주기적으로 구성되며, 각종 주파수에 대응하는 채널의 직교화를 복구하도록 주기 T의 유효 전송 간격동안 신호 처리를 가능하게 하는 동기화 신호가 전송되는 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 ΔT/T의 비율이 1/8보다 작거나 같은 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 사용된 제 1 주파수 fo는 k/T(k는 양의 정수 또는 제로임)에 일치하는 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 주기 T의 유효 전송 간격동안 패턴을 결정하는 단계와, 주기 T의 전송 간격동안 상기 패턴을 전송하고 주기 ΔT의 전이 간격동안 디지털 신호의 유효 간격의 끝을 재복사 하므로써 상기 패턴의 코히어런트 연속성을 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 전송은 전이 간격동안 중단되는 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 주기 T의 각각의 유효 전송 간격동안, 부호가 전체 주파수 또는 일부분에서 전송되는 것을 특징으로 하는 변조파 전송 방법.
  7. 제 1항에 따른 방법을 구현하기 위한 송신기에 있어서, 각각의 사용 주파수에 대한 주기 T+ΔT의 유효 전송 간격동안, 전송 채널의 등화(이퀄라이징)를 가능하게 하는 기준 신호 또는 다수의 진폭이나, 위상 쌍으로부터 선택된 부호의 전송을 가능하게 하는 변조 장치(90)를 구비하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 변조 장치(90)는 처리시간이 100㎲ 이하인 1024개 이상의 샘플에 대한 디지털 역 퓨리에 변환을 계산하기 위한 장치(190)를 구비하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  9. 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 전송은 채널중 하나가 제로 주파수 반송하에 중심이 맞추어지는 것을 특징으로 하는 송신기.
  10. 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 변조 장치(90)는 중간 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  11. 제 7항 또는 제 8항에 있어서, 상기 변조 장치(90)는 반송파 변조용 디지털 장치인 것을 특징으로 하는 송신기
  12. 제 1항에 따른 방법에 의해 전송된 높은 스팩트럼 응답 특성을 가진 파를 수신하며, 파 신호와 동기하여 전치(transposition) 및 샘플링하는 수단을 구비하는 수신기에 있어서, 다수의 직교 주파수상에서 주기 T+ΔT 동안 전송된 부호를 사용하여 변조파 전송을 복조하는 수단을 구비하되, 두 전송 주파수는 1/T 만큼 분리되고, T는 유효 전송간격이고, ΔT는 전이 간격이며, 상기 전이 간격 ΔT을 사용하여 상기 수신된 신호로 수신기의 동기화를 실행하는 서보 제어 수단(49) 및 채널의 등화(이퀄라이제이션)를 실행하기 위해 기준 신호를 사용하는 테스트 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  13. 제 12항에 있어서, 상기 신호의 최소한 일부분의 평균 전력을 검출하는 장치에 의해 제어되는 자동 이득 제어 소자(AGC)를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  14. 제 12항 또는 제 13항에 있어서, 처리시간이 100㎲ 이하인 1024개 이상의 샘플에 대한 고속 퓨리에 변화(FFT)을 계산하는 최소한 하나의 장치(483)를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  15. 제 12항에 있어서, (실수부, 허수부) 또는 (진폭, 위상) 쌍을 디지털 워드로 변환시키기 위한 (실수부, 허수부) 또는 (진폭, 위상)쌍 디코딩 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  16. 제 12항에 있어서, 상기 테스트 수단이 상기 전송으로부터 발생하는 신호 및 특별히 여러 에코로 인한 다중 경로에서의 외란을 보상하는 등화(이퀄라이제이션) 장치(587)를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  17. 제 12항 또는 제 13항에 있어서, 다수의 채널이 직교 되도록 전이 간격 ΔT를 사용하는 재직교 수단(482, 4821, 4822)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  18. 제 17항에 있어서, 상기 재직교 수단은 패턴 변화 검출 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
  19. 제 18항에 있어서, 상기 패턴 변화 검출 회로는 상기 신호와 주기 T만큼 지연된 신호를 감산하는 수단 및 그 차이가 거의 일정한지 여부를 결정하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기
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