JPH05501794A - デュアル・モード自動利得制御 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 デュアル・モード自動利得制御 発明の背景 本発明は、一般に自動利得制御装置に関し、さらに詳しくは、定エンベロープ情 報信号または不定エンベロープ情報信号のレベルを受信時に制御可能な受信機用 自動利得制御システムに関する。

無線通信システムは、少なくとも送信機および受信機で構成される。送信機と受 信機は高周波チャンネルによって相互接続され、情報信号の伝送を行う。

一般的に、情報信号は、変調と呼ばれる処理によって高周波電磁波上に重畳され 、送信機と受信機との間で伝送が行われる。高周波電磁波は搬送波と呼ばれ、特 定の周波数を持っている。搬送波は、情報信号によって変調されると、変調情報 信号となる。変調情報信号は自由空間を渡って、送信機から受信機へ情報が送ら れる。

情報信号を電磁波上に変調するためにさまざまな技術が開発されおり、振幅変調 （ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）。

位相変調（ＰＭ）および複合変調（ＣＭ）はそのような変調技術のうちの４つで ある。

概して、振幅変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて搬送波の振幅を変更 するように情報信号を搬送波上に重畳（すなわち変調）することによって形成さ れる。振幅変調は搬送波周波数を変化させず、変調情報信号の情報部分は信号の 形つまり振幅の中に含まれる。変調情報信号の形は信号のエンベロープと呼ばれ 、情報信号の振幅の変化は形成されたエンベロープの形を変える。

周波数変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて搬送波の周波数を変更する ように情報信号を搬送波上に重畳（変調）することによって形成される。周波数 変調は搬送波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分は信号の周波数の変 化の中に含まれる。周波数変調された信号の振幅は変化しないので、周波数変調 信号は定エンベロープ信号と呼ばれる。

位相変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて搬送波の位相を変更するよう に情報信号を搬送波上に重畳（変調）することによって形成される。位相変調は 搬送波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分は信号の位相の変化の中に 含まれる。周波数変調信号の場合と同様に、位相変調された信号の振幅は変化し ないので、位相変調信号は定エンベロープ信号と呼ばれる。

複合変調信号は、情報信号が搬送波の振幅と位相の両方を変更するように情報信 号を搬送波上に重畳（変調）することによって形成される。従来より、複合変調 信号を形成するために、搬送波はまず正弦波と余弦波成分に分けられる。分離さ れた情報信号の成分は、それぞれ同相成分（または■）および直交成分（または Ｑ）と呼ばれ、搬送波の余弦波および正弦波成分に重畳される。（厳密には、情 報信号の同相成分が搬送波の余弦波成分に重畳され、情報信号の直交成分が搬送 波の正弦波成分に重畳される。）次に、正弦波および余弦波成分は再合成され、 その生成信号である複合変調信号は振幅および位相の双方において変化する。

複合変調信号は前述のどの変調技術によって生成された信号よりも多くの情報を ある周波数帯域幅内で送信できるので、複合変調は有利である。

前述の変調技術のひとつを使って形成された信号などの変調情報信号を受信する 受信機は、搬送波上に変調された情報信号を検出もしくは再生するための回路を 含んでいる。

この回路が行う処理は復調と呼ばれる。多数の異なる変調情報信号が複数の送信 機からさまざまな周波数で同時に送信されることがあるため、受信機は所望の周 波数をもつ受信信号のみを復調するための同調回路を含んでいる。変調情報信号 を送信できる広い周波数帯域は電磁周波数スペクトルと呼ばれる。電磁周波数ス ペクトル内のある周波数帯における無線通信を規制することにより、同時に送信 される信号間の干渉を最小にすることができる。

電磁周波数スペクトル（８００メガヘルツから９００メガヘルツまで）の１００ メガヘルツの成分は、例えばセルラ通信システムで用いられている無線電話装置 による無線電話通信用に割り当てられている。既存の無線電話装置は、高周波変 調情報信号を生成し、かつ受信する回路を内蔵している。

セルラ通信システムは、ある地域全体にわたって離間した位置に多数の基地局を 配置することにより構成される。各基地局は、無線電話装置に対して変調情報信 号を同時に送受して、２局間で双方向通信を行うように構成されている。

基地局は、地域内の任意の位置にある無線電話装置が少なくともひとつの基地局 受信機の受信範囲内にあるような位置に配置されている。地域は複数の区域に分 けられ、ひとつの基地局が各区域に配置される。このように区分された地域の各 区域は、「セル」と呼ばれる。

多数の変調情報信号を異なる送信周波数で同時に送信することができるが、送信 された各変調情報信号は周波数帯域の有限成分を占めている。同時に送信される 変調情報信号を同じ地域内で重複させることは、同一周波数上の重複信号間の干 渉により受信機が送信されたいずれの変調情報信号も検出できなくなるという理 由で、許されていない。

そのような重複を避けるため、無線電話通信に割り当てられている周波数帯は複 数のチャンネルに分割され、各チャンネルは３０キロヘルツの帯域幅を有する。

８２４メガヘルツから８４９メガヘルツに至る周波数帯の第１部分は、無線電話 装置から基地局への変調情報信号の送信用に割り当てられている。８６９メガヘ ルツから８９４メガヘルツに至る周波数帯の第２部分は、基地局から無線電話装 置への変調情報信号の送信用に割り当てられている。

しかしながら、セルラ通信システムの普及により、セルフ無線電話通信用に割り 当てられた周波数帯のすべての送信チャンネルが全稼働している場合が多い。電 磁周波数スペクトルの他の周波数帯域も同様に全稼働している場合が多い。

無線電話通信に割り当てられた周波数帯域をより効率的に利用することにより、 セルラ無線電話通信システムの情報伝送容量を向上するため、さまざまな試みが なされてきた。さらに同様の試みが電磁周波数スペクトルの他の周波数帯をもよ り効率的に利用するためになされてきた。

従来より、無線電話通信システムが変調情報信号を形成するために用いられる変 調方法は周波数変調である。前述のように、周波数変調信号は、情報信号の値に 応じて搬送波の周波数を変えるために搬送波上に情報信号を重畳する。

しかし、従来の周波数変調技術は連続波のＦＭ信号を形成するが、一度に送信チ ャンネルを通じて送信できるのはほんのひとつの連続波信号のみである。

しかし、同一周波数で２つ以上の信号を送信することを可能にする変調技術が開 発されている。そのうちのある技術ではひとつのチャンネルを複数の無線電話装 置が順次時分割することを可能にしている。この技術は時間領域多重アクセス（ ＴＤＭＡ＋Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）と呼ば れている。

ＴＤＭＡを利用するため、送信する情報信号（例えば音声信号）はまずある符号 化方式に従って符号化される。符号化された情報信号は搬送波上に変調された後 に間欠バースト（ｉｎｔｅｒｍｉｔｔｅｎｔ　ｂｕｒｓｔｓ）として送信される 。他の情報信号も同様に符号化され、変調され、そして同じ周波数で間欠バース トとして送信される。このようにして、より多くの情報信号がある特定の周波数 帯域幅内で送信できる。

このようなＴＤＭＡ技術を利用して、セルラ通信システムの一部を形成する無線 電話装置の利用者が情報信号を発生すれば、より多くの無線電話装置をある特定 の周波数帯域幅内で運用することができる。

ＴＤＭＡ複合変調信号などのＴＤＭＡ信号を受信すべく構成受信機は、間欠バー ストとして受信機へ送られたＴＤＭＡ信号を解読することで元の情報信号を再構 成する。

ＴＤＭＡ技術を使って送信された複合変調信号を利用するシステムは、既存の米 国国内セルラ電話システムを拡大するために採用されている。既存の国内セルラ 電話システムと提案システムとの間に互換性を持たせることが、提案システム上 で用いるために作られた装置を既存システム上でも使えるようにするために必要 である。かくして、ＦＭ連続波信号とＴＤＭＡ複合変調信号の双方を受信できる 無線電話装置が現在作られている。このような無線電話装置は、ＦＭ連続波信号 を使用する従来のセルラ通信システムでもＴＤＭＡ複合変調信号を使用するセル ラ通信システムでも支障なく運用できる。

ＴＤＭＡ複合変調信号を受信するように作られた受信機には、受信機内で等化を 実施するための回路が必要である。

受信機へ異なる時間に着信する信号の反射に関する遅延の問題を解決するために 等化回路は必要である。受信機が受け取る信号は実際には特定の周波数で送信さ れた全信号のベクトルの和であるので、受信機が受信した信号は実際には異なる 時間の同じ信号で構成されることがあるが、これは信号は物体に当たって反射さ れてから受信機に到達することもあるためである。従って、受信機が実際に受信 する信号は、多くの異なる経路で受信機へ送られるすべての信号の和である。各 経路の長さはさまざまであるので、受信機が実際に受信する信号は受信機の位置 に応答して変化する。多くの場合、等化回路は、適切なソフトウェアアルゴリズ ム内蔵のプロセッサによって形成される。等化回路を最適に動作させるために、 受信機は線形となるように構成されなければならない（例えば、復調された信号 は、搬送波上に変！ｌＩｌされた元のＩおよびＱ成分を正確に表さなければなら ない）。

受信機の線形性は受信信号の再生効率を定義する。理想的な受信機は送られてき た信号のみを再生する。現実の非理想的な受信機は、受信信号の周波数変換の間 の増幅およびミキシングの処理を経て、相互変調歪みを発生する。相互変調歪み に関係するものとして、望ましくないスプリアス信号がある。このスプリアス信 号は非理想的な受信機が受信する信号の周波数変換時に発生する。この望ましく ないスプリアス信号は以下相互変調スプリアスと呼ぶ。線形性の低い受信機は大 量の相互変調歪みを発生する。

一般的に、受信機は、従来型のセルラ無線電話通信システムで使用されているも のを含めて、相互変調スプリアスによる悪影響を最小限にするために、受信回路 の一部としてフィルタ回路を内蔵し、望ましくない信号を濾波し、受信信号の周 波数変換時に発生する相互変調スプリアス・レベルを低下させる。フィルタは能 動的または受動的フィルタ段で構成することができる。能動的フィルタ段は集積 回路内で有利に具現できるが、能動的フィルタは受信信号の限られたダイナミッ クレンジ内においてのみ線形的であるのが一般的である。さらに、能動的フィル タは限られたダイナミックレンジ内のみに適正なフィルタ特性を示す。

既述のように、特定の周波数で送られる変調情報信号が物体に反射した後に受信 機に到達する可能性があるので、受信された信号は実際のところ多くの異なる経 路を通して受信された信号の和である。よって、受信信号のレベル（すなわち振 幅）は実際にはさまざまな経路で受信した多くの信号のベクトルの和である。受 信機が実際に受信する信号の数と強度とは、受信機の位置または送信信号が反射 する物体によって時間とともに変化する。その結果、受信されたＦＭ信号のレベ ルは時間とともに変化する。この変化は信号の「フェージング」と呼ばれる。結 果として得られる信号の強度が受信機側で変化する度合いは、受信機が環境内を 動く速度と使用するチャンネルの周波数とによって主に決定される。例えば、セ ルラ周波数帯域内において、セルラ無線電話装置が時速６０マイルで走行する車 内に位置する場合は、受信信号の信号強度は５ミリ秒間に約２０デシベル変化す ることがある。

従来のＦＭ受信機は、受信信号をクリップする電圧リミッタを復調の前に用いる 。この結果、信号は定エンベロープとなり、有害なフェージング効果は軽減され る。ＦＭ信号内の情報はエンベロープ内では搬送されないので、定エンベロープ 信号を形成するために受信信号をクリップすることは、受信信号の周波数変調さ らには情報部分の最適な復元を実現することになる。ＦＭのみの連続波受信機の 利得制御は復調には必要ないが、このような利得制御を利用して受信信号レベル を調整し、受信機内で増幅およびフィルタ回路の最適動作を行うことができる。

しかしながら、ＴＤＭＡ複合変調情報信号を受信すべく構成された受信機は、フ ェージングによる信号レベル変化の影響を補償し、信号のエンベロープ内に符号 化された情報成分を復元するために利得制御回路を必要としている。

ＴＤＭＡ複合変調信号を復調すべく構成された無線電話装置は従来の連続波信号 を復調することもできるので、無線電話装置はＴＤＭＡ複合変調信号のレベル変 化を補償するための利得制御回路を内蔵していなければならない。かかる利得制 御回路はまた連続波信号受信時には受信機の性能を最大限に発揮させる。しかし ながら、利得制御回路の形式および性能は受信される変調のタイプによって変わ る。

複合変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェージングによる受信信号の レベル変化を迅速にかつ継続的に追跡できるように設計されているべきである。

さらに、セルラ通信システムにおいて情報信号を送信するためにＴＤＭＡ複合変 調信号を発生する無線電話装置は１つまたはそれ以上のセルに位置する送信機の 信号強度を間欠的に測定する。この信号強度を試験する過程はＭ　Ａ　ＨＯ（ｍ ｏｂｉｌｅ−ａｓｓｉｓｔｅｄ　ｈａｎｄ−ｏｆｆ）と呼ばれている。このＭＡ ＨＯ試験にも迅速かつ継続的な信号追跡を可能にする利得制御回路が必要となる 。

デジタル信号プロセッサは上記のような迅速に追跡を行う利得制御回路を形成す るために使用される。しかしながら、デジタル信号プロセッサの動作には相当な 電力が必要となる。セルラ無線電話装置は電池で動作させことがある。

そのような装置において、利得制御のためにデジタル信号処理回路を連続的に使 用すれば、受信機が連続波ＦＭ信号を受信するときに電池に不当な電力負荷をか けることになる。

ＦＭ変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェージングを追跡するように 設計されている必要はない（すなわち、利得制御回路は迅速かつ連続的追跡がで きなくてもよい）。普通のＦＭリミッタ復調器はフェージングによる変化の影響 を受けに＜＜、前述のＭＡＨＯ動作は連続波受信時には行われない。連続波受信 については、動作電力の低いアナログ回路素子を使って構成した低速応答利得制 御回路でも可能である。

従来の連続波信号とＴＤＭＡ複合変調信号の両方を受信でき、いずれのタイプの 送信信号でもそのレベルを制御できる利得制御回路を有し、さらには消費電力を 最小限にした無線電話装置が有利であろう。

従って、最小限の消費電力を必要とし、しかも無線電話装置に送信される従来の 連続波変調情報信号またはＴＤＭＡ複合変調情報信号のいずれの信号レベルを制 御するため交互に動作可能な利得制御方式が必要になる。

発明の概要 従って、本発明の目的は、連続波およびＴＤＭＡ複合変調情報信号の両方を受信 すべく動作可能な受信機が受信する信号のレベルを制御する利得制御システムを 提供することである。

本発明の別の目的は、従来の連続波変調技術によって、あるいは複合変調技術に よって受信機へ送信される信号の信号レベルを制御すべく動作可能な、動作消費 電力が最小限で済む利得制御システムを提供することである。

さらに本発明の目的は、従来の連続波情報信号と、ＴＤＭＡ複合変調信号との両 方を受信すべく動作可能で、最小限の消費電力要件の利得制御回路を有するデュ アル・モード無線電話装置を提供することである。

本発明に従って、受信機が受信する信号の信号レベルを制御する利得制御システ ムが開示される。第１信号検出回路は、信号が定エンベロープ信号の場合に受信 機が受信する信号のレベル値を判定し、そうして判定された信号レベル値に応答 して第１利得制御信号を生成する。第２信号検出回路は、信号が不定エンベロー プ信号の場合に受信機が受信する信号のレベル値を判定し、そうして判定された 信号レベル値に応答して第２利得制御信号を生成する。受信機が受信する信号の 利得特性は、第１利得制御信号および第２利得制御信号に応答して調節され、受 信機が受信した信号のレベルをを制御する。

図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面と共に読むことによりさらによく理解されよう。

第１図は、本発明の利得制御システムによって用しすることのできる振幅変調情 報信号のグラフである。

第２Ａ図および第２Ｂ図は、定エンベロープ信号のグラフであり、第２Ａ図は本 発明の利得制御システムによって用いることのできる周波数変調信号であり、第 ２Ｂ図は本発明の利得制御システムによって用いることのできる位相変調信号で ある。

第３図は、情報信号を符号化してディスクリート符号化信号を生成するために用 いることのできるディスクリート符号化方式の空間点のグラフである。

第４図は、特定の送信チャンネル上の周波数の関数として表した変調情報信号と 、周波数の関数として表した受信された変調情報信号のダウンコンバージョン時 に発生゛する相互変調スプリアスとのグラフである。

第５図は、本発明の利得制御システムのブロック図である。

第６図は、本発明の好適な実施例の部分的なブロック概略図である。

第７図は、本発明の方式のフロー・ダイヤグラムである。

好適な実施例の説明 まず、第１図および第２Ａ、２Ｂ図において、３種類の変調信号の波形図を示す 。第１図および第２Ａ、２Ｂ図の波形（さらに詳しくは、第２Ａ図の波形と同様 な波形および第１図および第２Ｂ図の組み合わせと同様な波形）と同様な信号が 受信機によって受信され、その信号の信号レベルは本発明のシステムによって制 御される。これらの波形は、横軸１２の時間の関数として、縦軸１０にミリボル ト単位の電圧を表したものである。

第１図の波形１４は、情報信号を電磁波上に変調して得られる振幅変調信号であ り、ここで波形１４の振幅（すなわち、電圧）は変調された情報信号の値に応答 して変化する。波形１４の情報含有成分は、波形の振幅に内包され、波形１４の 振幅の変化は情報信号の振幅の変化に対応する。

波形１４の振幅は、この波形のエンベロープといい、１１図において曲！１６に よって表わされる。曲線１６は、情報信号と形が同様であり、この情報信号は電 磁波上に変調されて波形１４となる。波形１４の周波数は変化せず、波形１４の 周波数は、情報信号が変調されている非変調波（すなわち、搬送波）の周波数に 相当する。このような周波数は、波形１４の搬送周波数という。

第２Ａ図の波形１８は、情報信号を電磁波上に変調することによって形成される 周波数変調信号である。波形１８の振幅は変化しないが、波形１８の周波数は変 調された情報信号の値に応答して変化する。従って、波形１８の周波数の変化は 、波形の情報含有部を構成する。しかし、情報信号を電磁波に変調することによ って生じる波形１８の周波数の変化は、電磁波の周波数に比較して、わずかであ る。

故に、第１図の波形１４と同様に、波形１８は情報信号が変調されている電磁波 （すなわち、搬送波）の周波数によって特徴づけられ、このような周波数を波形 １８の搬送周波数という。

第２Ｂ図の波形２０は、情報信号を電磁波上に変調することによって形成される 位相変調信号である。波形２０の振幅は変化しないが、波形２０の位相は変調さ れた情報信号の値に応答して変化する。従って、波形の位相の変化は、波形２０ の情報含有部を構成する。ただし、第２Ｂ図の波形２０の急激な位相変化は図示 のためにすぎず、実際の位相変調信号は漸進的に位相変化を示すことに留意され たい。

波形２０の位相変化は、信号の搬送周波数を大幅に変化させることはない。従っ て、いったん変調されると、（第１図の波形１４および第２Ａ図の波形１８と同 様に）波形２０は波形の搬送周波数によって特徴づけられるといえる。

第３図のグラフにおいて、情報信号を符号化するディスクリート符号化方式の空 間点を示す。前述のように、情報信号を一連のＴＤＭＡ複合変調信号に符号化す ることにより、ある一つの周波数において２つ以上の信号を順次送信して、特定 周波数帯域の情報伝送容量を大幅に増加することができる。

第３図は、情報信号が８つの異なるレベル（すなわち、位相）の一つとなる、８ 値Ｐ　Ｓ　Ｋ（ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）方式を示す。もちろん 、他のディスクリート符号化方式も同様に可能である。この方式では、情報信号 はＩ　（ｔ）およびＱ　（ｔ）という２つの並列ビット列に符号化される。

標本化時間ｔ１において、Ｉ（ｔ、）およびＱ（ｔ、）はベクトルとなり、その とりうる値は第３図に参照番号２６〜４０で示されている。縦軸２２および横軸 ２４は、Ｑ　（ｔ）およびＩ　（ｔ）の大きさについて縮尺している。

このようなベクトルは電磁波上に変調され、複合変調情報信号を生成することが でき、この信号の情報内容は、一連のディスクリート信号レベル（または位相） からなる。

第３図の符号化方式は、米国で実施されるデジタル・セルラ無線電話通信システ ム用に選定された規格を示す。とくに米国規格については、２つの順次ベクトル の間の４つの差変化しか許されていない。このような符号化方式は、ＤＱ　Ｐ　 Ｓ　Ｋ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　ｐｈａｓｅ　５ｈ ｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）方式と呼ばれる。

第４図のグラフにおいて、周波数の関数として変調された情報信号を示す。この グラフの縦軸５０は、横軸５２のヘルツ単位の周波数の関数として、ボルト単位 の信号のレベルつまり振幅を表す。信号５４のエネルギは典型的に特定の周波数 の中心周波数ｆｅを中心にしており、図示のように中心周波数で定義される点［ ５６について対称である。

通常、受信機は波形５４に代表される望ましい変調情報信号のみならず波形５４ に近い他の周波数上の信号をも受信する。そのよな信号は、望ましい変調情報信 号の情報成分を判別するという観点からは、望ましいものではない。それらの信 号は第４図のグラフ内の波形５７．５８によって示される。受信機が受信した信 号の周波数変換および増幅が行われるときに実施されるミキシングは、第４図の 点線状のスプリアス６０．６１が示す受信信号すなわち相互変調スプリアスの組 み合わせを発生する。

相互変調スプリアスは所望の情報信号に干渉するような側波数を持つことがある 。そのような干渉は受信した変調情報信号の情報成分の正確な判定を妨害するこ とがある。

スプリアス６０はそのようなスプリアスのひとつで、望ましい情報信号に干渉し 、また図示のように、波形５４に干渉する周波数を持っている。相互変調スプリ アスによる干渉を最小限にするために、受信機は、一般的に波形５７゜５８で図 示される信号を取り除くフィルタ回路を内蔵することでスプリアス６０のような 相互変調スプリアスの発生を防止する。

既述のように、フィルタ回路は受動あるいは能動フィルタ構成要素から成ってい る。ＴＤＭＡ複合変調信号を受信すべく動作可能な受信機は、受信情報信号のレ ベルを望ましい範囲に保つための利得制御回路を含んでいなければならない。ｗ 、４図の線６２．６４がそのような望ましい範囲を示している。信号レベルをそ のような範囲に維持するために、利得回路は、受信信号のレベルが低すぎるとき は信号を増幅し、レベルが高すぎるときは信号を減衰しなければならない。

前述のように、デジタル信号プロセッサを使用して、受信機が受信した信号のレ ベルを制御するための利得制御回路を形成することができる。しかしながら、デ ジタル信号プロセッサが動作するためにはかなりの電力を必要とする。

ＴＤＭＡ複合変調信号は間欠的に送信されるだけなので、受信機が信号を受信中 のみデジタル信号プロセスサの動作が必要となる。

デジタル信号プロセッサは、受信機が受信する連続波信号のレベルを制御する利 得制御回路を形成するために使われるが、継続的に動作しなければならないので 相当な電力を必要とする。

従って、前述のように、利得制御特性は、ＦＭ信号やＴＤＭＡ複合変調信号にと って相反する要件を課すことになる。

第５図のブロック図において、本発明の利得制御システムの要素が機能ブロック 図で示されている。本発明を具現する利得制御システムは、受信機がＴＤＭＡ複 合変調情報信号または従来の連続波変調情報信号のいずれかを受信した場合、そ の信号のレベルを制御すべく動作可能である。

デジタル信号プロセッサは、受信機が受信した信号がＴＤＭＡ複合変調信号の場 合にのみ動作し、それによりプロセッサの消費電力を最小限に押さえる。

従来の連続波またはＴＤＭＡ複合変調信号である送信信号は、アンテナ（または その他の電磁波受信装置）８０へ送信される。アンテナ８０によって受信される 信号は、濾波され、ライン８８上の第１ダウンコンバータ回路８４に送られる。

ダウンコンバータ回路８４は、送信周波数信号（この信号は、例えば８９０メガ ヘルツでもよい）をより低い周波数の信号、例えば、４５メガヘルツの信号に変 換する。ダウンコンバータ回路８４は、ライン９２上に低周波信号を生成し、こ のラインは利得制御増幅回路９３に結合されている。（他の実施例においては、 利得制御増幅回路９３は異なる場所に配置して同様に機能することが可能である 。）回路９３は、ライン９４上に増幅信号を生成し、この信号は第２ダウンコン バータ回路９６に供給される。

第２ダウンコンバータ回路９６はライン９４を介して供給された信号をベースバ ンド信号に変換する。ダウンコンバータ回路９６はライン１００上で同相信号と 、ライン１０４上でこの信号に直交する信号とを生成する。ライン１００上で生 成される同相信号はベースバンド・フィルタ１０８に供給され、ライン１０４上 で生成される直交信号はベースバンド・フィルタ１１２に供給される。ダウンコ ンバータ回路９６およびフィルタ１０８，１１２は共に、点線部のブロック１１ ６で示されるゼロ中間周波数（Ｚ　Ｉ　Ｆ）回路と呼ばれる一つの集積回路チッ プの一部を構成してもよい。

フィルタ１０８，１１２によって得られる濾波された信号は、ライン１１６，１ ２０上にそれぞれ現われる。フィルタ１０８，１１２は、所望の周波数の信号を 通過させるパスバンドを有する。

アンテナ８０がＴＤＭＡ複合変調信号を受信する場合、フィルタ１０８，１１２ によって得られる濾波された信号はアナログ／デジタル変換器１２４，１２８に それぞれ送られる。Ａ／Ｄ’＆換器１２４，１２８によって生成されるデジタル 信号は、ライン１３６，１４０を介してデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１３ ２に送られる。デジタル信号プロセッサ１３２は供給されたデジタル信号を処理 して、ライン１４２上に音声信号を生成し、この信号はＴＤＭＡ複合変調方式で アンテナ８０に送信された情報信号を表す。

また、デンタル信号プロセッサ１３２は、アンテナ８０が受信した信号のレベル に応答して、ライン１４６上に信号を生成する。この信号は、受信機が受信した 信号のレベルを制御するために用いることができ、信号レベルは結果的にはライ ン１４２上に再現される。

アンテナ８０に送信される信号が従来の連続波信号の場合、フィルタ１０８，１ １２によって得られる濾波された信号はアップコンバータ回路１５０に供給され る。

アップコンバータ回路１５０は、ライン１１６，１２０上でそれぞれ生成される 濾波された同相信号および濾波された直交信号を高周波信号に変換し、この二つ の成分を加算する。加算の結果、信号はライン１５２上に生成され、復調回路１ ５６に供給される。復調回路１５６は、従来の周波数復調技術を用いて、供給さ れた信号を復調する。ライン１１６，１２０上で生成されたベースバンド信号を 高周波信号に変換することは、従来の復調回路で復調するために必要である。

復調回路１５６は、ライン１５８上で音声信号を生成し、この信号はアンテナ８ ０で受信された従来の連続波変調信号の情報信号部を表す。図示のように、アン プコンバータ回路１５０および復調回路１５６はさらにＺＩＦ回路の一部を形成 することができる。

ＺＩＦ回路１１６はまたライン１６０上の信号をスイッチ１６２に供給する。ラ イン１６０上で生成された信号は、受信機が受信する信号のレベル制御するため に使用でき、信号レベルはライン１５８上に再現される。デジタル信号プロセッ サ１３２がライン１４６上に生成する信号もスイッチ１６２に供給される。

スイッチ１６２はライン１６０，１４６およびそれらのラインを介して送信され る信号を交互にライン１６６に接続し、ライン１６６は利得制御増幅回路９３に 結合される。

スイッチ１６２はライン１６４を介して供給される外部信号によって起動する。

スイッチ１６２が起動してしてライン１４６とライン１６６とを接続するとき、 ライン１４６上に生成される信号は利得制御増幅回路９３に供給されて、受信機 が受信する信号の信号レベルを制御し、信号レベルはライン１４２上に再現され る。スイッチ１６２が起動してライン１６０とライン１６６とを接続するとき、 ライン１６０上で生成される信号は利得制御増幅回路９３に供給されて受信機が 受信する信号の信号レベルを制御し、信号レベルは結果的にライン１５８上に再 現される。

第６図の部分的なブロック概略図において、本発明によって具現される自動利得 制御システムの好適な実施例を示す。本発明を具現する利得制御システムは、Ｔ ＤＭＡ複合変調情報信号または従来の連続波変調情報信号のいずれかを受信機が 受信した場合、受信信号レベルを制御すべく動作可能である。利得制御回路を形 成するために用いるデジタル信号プロセッサは、受信機が複合変調信号を受信し た場合のみ動作可能である。

従来の連続波信号（例えば、ＦＭ信号）あるいはＴＤＭＡ複合変調信号のいずれ の信号の送信の場合、図中の送信塔１７８で表される送信機によって、アンテナ （または他の電磁波受信装置）１８０へ送信される。アンテナが受信した信号は ライン１８４上のフィルタ１８２に供給される。

フィルタ１８２は受信した信号を濾波する。フィルタ１８２が濾波した信号はラ イン１８６上に生成されミキサ１９０に供給される。

さらにミキサ１９０に供給されるものとして、ライン１９８上の第１位相同期ル ープ（ＰＬＬ）１９４の一部を形成する発振器が発生する発振信号がある。ミキ サ１９０はライン２０２上に第１ダウンコンバージヨン信号を生成する。ミキサ １９０は、アンテナ１８０が受信しフィルタ１８２が濾波した信号を、送信周波 数（例えば８９０メガヘルツ）から低周波信号すなわち第１ダウンコンバージヨ ン信号（例えば４５メガヘルツ）に変換スる。

フィルタ２０６は第１ダウンコンバージヨン信号を濾波しライン２０８上に濾波 された信号を生成する。この濾波された信号は増幅器２０９に供給される。増幅 器２０９はライン２１０上に信号を発生し、この信号はゼロ中間周波数（ＺＩＦ ）部２１４の中間周波（ＩＦ）入力部に供給される。ＺＩＦ部２１４が内蔵する 回路（第６図には図示せず）は、ライン２１０を介して供給される第１ダウンコ ンバージヨン信号を、濾波されたベースバンド信号に変換する。第１ダウンコン バージヨン信号をベースバンド信号に変換する内部回路は、ライン２１８上に同 相信号■を、ライン２２０上に直交信号Ｑを、それぞれ生成する。

アンテナ１８０がディスクリート符号化信号を受信すると、ライン２１８，２２ ０上に生成された工およびＱ信号はそれぞれアナログ／デジタル変換器２２２， ２２４に供給される。Ａ／Ｄ変換器２２２，２２４はそれぞれライン２２６．２ ２８上にデジタル信号を生成する。図面上では、三つのライン２２６，２２８が 各々のＡ／Ｄ変換器２２２゜２２４をデジタル信号プロセッサ２３０に接続して いる。

好適な実施例におけるデジタル信号プロセッサ２３０は、利得制御機能および等 化器機能を実施するするためのアルゴリズムをそれぞれ有している。デジタル信 号プロセッサ２３０はライン２３２上に出力信号を生成し、その出力信号はデジ タル／アナログ変換器２３４に供給される。（ここでも図面上では王つのライン ２３２がデジタル信号プロセッサ２３０をＤ／Ａ変換器２３４に接続している。

）Ａ／Ｄ変換器２２２，２２４．デジタル信号プロセッサ２３０およびＤ／Ａ変 換器２３４は、点線で示すブロック２３８が表すように、ＤＳＰを形成する一つ の集積回路を構成することができる。

デジタル信号プロセッサ２３０はライン２４２上に出力信号を生成し、この信号 は複合変調方式でアンテナ１８０に送信された情報信号を表す。デジタル信号プ ロセッサ２３０はさらにライン２３２上に信号を発生し、この信号はＤ／Ａ変換 器２３４に供給される。Ｄ／Ａ変換器２３４は、アンテナ１８０が受信した信号 レベルに応答してライン２４４上に信号を生成する。ライン２４４上に発生した 信号は受信機が受信した信号のレベルを制御するために利用することができ、そ の信号レベルはライン２４２上に再現される。

アンテナ１８０へ送信された信号が従来のＦＭ信号のように従来の連続波信号で ある場合は、ＺＩＦ部２１４内の回路は受信信号を復調しライン２４８上に音声 信号を生成する。この音声信号は、アンテナ１８０が受信した連続波信号の情報 信号成分を表す。

ＺＩＦ部２１４はさらにその内部回路（第６図の概略図には図示せず）によって ＡＧＣ出力２５２に出力信号を発生する。この出力信号はアンテナ１８０が受信 した信号のレベルを表している。

アンテナ１８０が受信した信号がＴＤＭＡ複合変調情報信号または従来型連続波 変調情報信号の場合の信号レベルをそれぞれ表す信号を含むライン２４４，２５ ２は、スイッチ２５６に接続される。スイッチ２５６は２対ｌマルチプレクサで 構成することができる。スイッチ２５６はライン２４４をライン２６０上の増幅 器２０９に結合するがまたはライン２５２をライン２６０上の増幅器２０９に結 合する。スイッチ２５６はライン２６４を介して供給される信号によって動作す る。本発明の好適な実施例においては、制御信号は、無！！電話装置の論理部に よって受信機に供給される。

ライン２６４を介して供給された信号がスイッチ２５６を起動し、ライン２５２ がライン２６０に結合し、ＺＩＦ部２１４からのＡＧＣを増幅器２０９に接続し たとき、ＺＩＦ部２１４内で生成した制御信号を使って受信機が受信する信号の 信号レベルを制御する。一方、ライン２６４を介して供給された信号がスイッチ ２５６を起動し、ライン２４４がライン２６０に結合し、デジタル信号プロセッ サ２３０の出力を増幅器２０９に接続したとき、デジタル信号プロセッサ２３０ が生成した制御信号を使って受信機が受信する信号の信号レベルを制御する。

第７図のフロー・ダイヤグラムにおいて、本発明の方法の段階を示す。本発明の 方法は、受信機が受信する信号のレベルを制御する。決定ブロック４００が示す ように、従来の定エンベロープ信号または不定エンベロープｉｔを受信機が受信 した場合は、まず受信信号のレベル値が決定される。

受信機が従来の定エンベロープ信号を受信した場合は、ブロック４０２に移行し て、受信機が受信した定エンベロープ信号のレベル値に応答する第１利得制御信 号が生成される。次に、ブロック４０４が示すように、受信機が受信した信号の 振幅特性が、第１利得制御信号に応答して調節される。

受信機が不定エンベロープ信号を受信した場合は、ブロック４０６に移行して、 受信機が受信した不定エンベロープ信号のレベル値に応答する第２利得制御信号 が生成される。次に、ブロック４０８が示すように、受信機が受信した信号の振 幅特性が、第２利得制御信号に応答して１４節さ本発明をさまざまな図の好適な 実施例について説明してきたが、他の同様な実施例を利用したり、本発明から逸 脱せずに本発明の同じ機能を実行するために上記の実施例に修正および追加でき ることはもちろんである。従って、本発明は一つの実施例に限定されず、添付の クレームの説明による範囲において解釈すべきである。

要約書 定エンベロープ信号（例えばＦＭ信号）または不定エンベロープ信号（例えばＣ Ｍ−ＴＤＭＡ）のいずれかを受信すべく動作するデュアル七−ド無線電話装置（ ８０−１６４；　１８０−２６４）用の利得制御システム。定エンベロープ信号 を受信すべく動作する場合、利得制御増幅回路（９３；２０９）の利得は、無線 電話装置の中間周波数回路（１１６；２１４）が生成する信号によって制御され る。

不定エンベロープ信号を受信すべく動作する場合、利得制御増幅回路（９３；２ ０９）の利得は、デジタル信号プロセッサ（１３２；２３０）が生成する信号に よって制御される。デジタル信号プロセッサ（１３２；２３０）は不定エンベロ ープ信号が受信されている期間のみ動作可能であり、その結果、無線電話装置（ ８０−１６４；　１８Ｏ−２６４）の電力消費を最ツノー限に抑える。

国際調査報告

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．受信機が受信する信号のレベルを制御する利得制御システムであって； 受信機が受信した信号が定エンベロープ信号である場合にその信号レベル値を判 定し、さらに判明した信号レベル値に応答して第１利得制御信号を生成するため の第１信号検出回路を構成する手段； 受信機が受信した前記信号が不定エンベロープ信号である場合にその信号レベル 値を判定し、さらに判明した信号レベル値に応答して第２利得制御信号を生成す るための第２信号検出回路を構成する手段；および第１信号検出回路および第２ 信号検出回路を形成する手段が各々生成する第１利得制御信号および第２利得制 御信号に応答して、受信機が受信した信号レベルをを制御するために、受信機が 受信した信号の利得特性を調節する手段；によって構成されることを特徴とする 利得制御システム。
2. ２．受信機が受信する信号をダウン・コンバートする手段をさらに含んで構成さ れることを特徴とする請求項１記載の利得制御システム。
3. ３．前記調整手段に第１利得制御信号および第２利得制御信号を交互に供給する ためのスイッチを形成する手段をさらに含んで構成されることを特徴とする請求 項２記載の利得制御システム。
4. ４．前記の交互に信号を供給する手段によって形成される前記スイッチは、受信 機に送信される信号によって起動されることを特徴とする請求項３記載の利得制 御システム。
5. ５．第２信号検出回路を形成する前記手段は、ゼロ中間周波数ダウンコンバージ ョン部とそれに結合されるデジタル信号プロセッサとから構成されることを特徴 とする請求項４記載の利得制御システム。
6. ６．前記ゼロ中間周波数ダウンコンバージョン部は、受信機が受信する不定エン ベロープ信号の同相および直交成分に対応する信号を生成することを特徴とする 請求項５記載の利得制御システム。
7. ７．前記デジタル信号プロセッサは、ゼロ中間周波数ダウンコンバージョン部に よって生成される同相および直交成分をそれぞれ受信するために結合されている ことを特徴とする請求項６記載の利得制御システム。
8. ８．デジタル信号プロセッサは第２利得制御信号を生成することを特徴とする請 求項７記載の利得制御システム。
9. ９．デジタル信号プロセッサは第２利得制御信号の望ましいレベルを計算するア ルゴリズムを内蔵することを特徴とする請求項８記載の利得制御システム。
10. １０．利得特性を調整する手段は利得特性調整手段を有する増幅回路で構成され ることを特徴とする請求項９記載の利得制御システム。