KR100852612B1 - 대역 제한 채널을 통해, 높은 데이터 레이트 신호, 및 보조 데이터 신호를 전송하기 위한 변조 테크닉 - Google Patents
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Abstract
디지털 데이터 변조기(도 8)는 데이터 비트 기간을 갖는 디지털 데이터 신호의 소스, 및 보조 데이터 신호의 소스에 결합된다. 인코더는 데이터 비트 기간 내의 간격에서 발생하는 에지들을 갖는 가변 펄스 폭 코드를 이용하여 디지털 데이터를 인코딩한다. 펄스 신호 생성기는 인코딩된 디지털 데이터 신호의 에지들을 표현하는 각각의 펄스들을 발생한다. 반송파 신호 생성기는 간격 동안 각각의 펄스들에 대응하는 반송파 펄스들을 갖고, 그외에는 보조 데이터 신호에 의해 변조되는 반송파 신호를 생성한다.
디지털 데이터 복조기(도 9)는 연속하는 비트 기간들을 포함하는 변조된 신호의 소스에 결합되고, 각각은 가변 펄스 폭 인코딩된 디지털 데이터 신호를 표현하기 위해, 다른 반송파 펄스들에 대해 이격된 반송파 펄스를 포함하는 제 1 간격, 및 반송파가 보조 데이터 신호로 변조되는 동안의 제 2 간격을 가진다. 검출기는 제 1 간격 동안 수신된 반송파 펄스들에 응답하여 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 생성하고 제 2 간격 동안 보조 데이터 신호를 생성하기 위해 변조된 신호를 복조한다. 디코더는 디지털 데이터 신호를 생성하기 위해 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 디코딩한다.
디지털 데이터 변조기, 디지털 데이터 복조기, 인코딩, 반송파 신호, 펄스
Description
본 발명은 대역 제한된 채널들을 통해 높은 데이터 레이트 신호, 및 보조 데이터 신호를 제공하는 변조 테크닉에 관한 것이다.
제한된 대역폭을 갖는 채널들을 통해 보다 높은 데이터 레이트들에서 데이터를 제공하는 것은 항상 바람직하다. 많은 변조 테크닉들이 채널을 통해 데이터 레이트를 증가시키도록 발전되어 왔다. 예를 들어, M-ary 위상 편이 방식(PSK) 및 직교 진폭 변조(QAM) 테크닉들은 각각의 전송된 심볼에서 복수의 데이터 비트들을 인코딩함으로써 압축하도록 한다. 그러한 시스템들은 상기 테크닉들과 연관된 제약들을 갖는다. 우선적으로, 그러한 시스템들과 연관된 하드웨어는 고가이다. 이것은 상기 테크닉들이 적절히 동작하기 위해 고레벨의 채널 선형성을 필요로 하기 때문이다. 결과적으로, 고가의 신호 처리가 반송파 트래킹, 심볼 복구, 보간 및 신호 정형(signal shaping)을 위해 실행되어야 한다. 두번째로, 그러한 테크닉들은 다중 경로 효과들에 민감하다. 이 효과들은 수신기에서 보상될 필요가 있다. 세번째로, 이러한 시스템들은 종종, 원하는 데이터 레이트들에 대한 어떤 애플리케이션들(예를 들어 인 밴드 온 채널(in-band on-channel) 방송 FM 부반송파 서비스)에서 사용 가능한 대역폭들을 초과하는 대역폭들을 요구한다.
또한, 채널을 통해 몇 개의 데이터 신호들을 제공하는 것이 바람직하다. 일부 변조 테크닉들은 채널을 완전히 사용하고, 반면에 다른 변조 테크닉들은 사용되지 않은 채널의 어떤 양상을 남긴다. 주파수 도메인 멀티플렉싱 및 시간 도메인 멀티플렉싱은 복수의 신호들 중에서 채널을 공유하기 위한 2 가지 테크닉들이다. 이 방법으로 채널을 공유함으로써, 채널을 통한 전체 처리율(throughput)은 증가된다.
본 발명의 원리들에 따라, 디지털 데이터 변조기는 데이터 비트 기간을 가진 데이터 디지털 신호의 소스, 및 보조 데이터 신호의 소스에 결합된다. 인코더는 데이터 비트 기간 내의 간격에서 발생하는 에지들을 가진 가변 펄스 폭 코드를 사용하여 디지털 데이터를 인코딩한다. 펄스 신호 생성기는 인코딩된 디지털 데이터 신호의 에지들을 표현하는 펄스들을 각각 생성한다. 반송파 신호 생성기는 간격동안 각각의 펄스들에 대응하는 반송파 펄스들을 갖고, 그외에는 보조 데이터 신호에 의해 변조되는 반송파 신호를 생성한다.
본 발명의 또다른 양상에 따라서, 디지털 데이터 복조기는 가변 펄스 폭 인코딩된 디지털 데이터 신호를 표현하기 위해, 다른 반송파 펄스들에 대해 이격된 반송파 펄스를 포함하는 제 1 간격, 및 반송파가 보조 데이터 신호로 변조되는 동안의 제 2 간격을 각각 갖는 연속하는 비트 기간들을 포함하는 변조된 신호의 소스에 결합된다. 검출기는 제 1 간격 동안 수신된 반송파 펄스들에 응답하여 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 생성하고 제 2 간격 동안 보조 데이터 신호를 생성하기 위해 변조된 신호를 복조한다. 디코더는 디지털 데이터 신호를 생성하도록 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 디코딩한다.
본 발명의 원리들에 따른 테크닉은 단일 채널을 통해 동시에 전송될 보조 신호 및 높은 데이터 레이트 신호를 제공한다. 비교적 값싼 회로를 이용해 구현되는 본 발명에 따른 시스템은 다중 경로 인터페이스에 민감하지 않고, 상당한 대역폭 압축을 제공한다.
도 1은 상대적으로 협대역폭에서 상대적으로 높은 데이터 레이트 신호를 생성하기 위한 변조기를 도시한 블록도.
도 2는 도 1에 예시된 변조기의 동작을 이해하는데 유용한 파형도.
도 3은 도 1에 예시된 바와 같이 변조된 신호를 수신할 수 있는 수신기를 도시한 블록도.
도 4는 도 1 및 도 2에 예시된 변조 테크닉의 응용을 이해하는데 유용한 스펙트럼도.
도 5는 도 1 및 도 2에 도시된 변조 테크닉을 사용하여 구현된 IBOC 디지털 전송 채널을 포함하는 FM 방송 송신기의 블록도.
도 6은 도 5에 예시된 FM 방송 송신기에 의해 변조된 신호를 수신할 수 있는 FM 방송 수신기를 도시한 블록도.
도 7은 본 발명의 원리들에 따른 변조기의 동작을 이해하는데 유용한 파형도.
도 8은 본 발명의 원리들에 따른 변조기를 도시한 블록도.
도 9는 본 발명에 따라, 도 8에 예시된 변조기에 의해 생성된 신호를 수신할 수 있는 수신기의 블록도.
도 1은 높은 데이터 레이트의 협대역 신호를 생성하기 위한 변조기를 도시하는 블록도이다. 도 1에서, 입력 단자 IN은 디지털 신호를 수신한다. 입력 단자 IN은 인코더(10)의 입력 단자에 결합된다. 인코더(10)의 출력 단자는 미분기(20)의 입력 단자에 결합된다. 미분기(20)의 출력 단자는 레벨 검출기(25)의 입력 단자에 결합된다. 레벨 검출기(25)의 출력 단자는 믹서(30)의 제 1 입력 단자에 결합된다. 국부 발진기(40)는 믹서(30)의 제 2 입력 단자에 결합된다. 믹서(30)의 출력 단자는 대역 통과 필터(BPF)(50)의 입력 단자에 결합된다. BPF(50)의 출력 단자는 입력 단자 IN에서 디지털 신호를 표현하는 변조된 신호를 생성하는 출력 단자 OUT에 결합된다.
도 2는 도 1에 예시된 변조기의 동작을 이해하는데 유용한 파형도이다. 도 2는 파형들을 보다 명확히 예시하기 위해 스케일에 따라 도시되지 않는다. 예시된 실시예에 있어서, 입력 단자 IN에서의 디지털 신호는 NRZ(non-return-to-zero) 포맷에서의 바이레벨 신호(bilevel signal)이다. 이 신호는 도 2에서 최상위 파형으로 예시된다. NRZ 신호는 NRZ 신호에서 점선들로 도시된, 비트 기간이라 불리는 미리 결정된 기간동안 각각 지속되고, 비트 레이트라 불리는 대응하는 주파수를 갖는 연속적인 비트들을 전달한다. NRZ 신호의 레벨은 공지된 방법에서, 그 비트의 값을 표현한다. 인코더(10)는 가변 펄스 폭 코드를 사용하여 NRZ 신호를 인코딩하도록 동작한다. 예시된 실시예에서, 가변 펄스 폭 코드는 가변 애퍼쳐 코드(variable aperture code)이다. 가변 애퍼쳐 코딩은 1999년 3월 11일 출원된, Chandra Mohan의 국제 특허 출원서 PCT/US99/05301에 상세하게 기술되어 있다. 이 특허 출원서에서, NRZ 신호는 다음의 방법에 따라 위상 인코딩된다.
NRZ 신호에서의 각각의 비트 기간은 인코딩된 신호에서의 전이로서 코딩된다. M배의 비트 레이트에서의 인코딩 클럭은 NRZ 신호를 위상 인코딩하기 위해 사용된다. 상기 언급된 특허 출원서에서, 인코딩 클럭은 비트 레이트가 9배인 비율 M에 이른다. NRZ 신호가 논리 '1' 레벨로부터 논리 '0' 레벨까지 전이할 때, 전이는 이전 전이로부터의 8개의 인코딩 클럭 사이클들(M-1)인 인코딩된 신호에서 일어난다. NRZ 신호가 논리 '0' 레벨로부터 논리 '1' 레벨까지 전이할 때, 전이는 이전 전이로부터의 10개의 인코딩 클럭 사이클들(M+1)인 인코딩된 신호에서 일어난다. NRZ 신호가 전이하지 않을 때, 즉 연속적인 비트들이 동일한 값을 갖는 경우, 전이는 이어서, 마지막 전이로부터의 9개의 인코딩 클럭 사이클들(M)인 인코딩된 신호에서 일어난다. 가변 애퍼쳐 코딩된 신호(VAC)는 도 2에 제 2 파형으로 예시되어 있다.
가변 애퍼쳐 코딩된 신호(VAC)는 VAC 신호 내의 전이들과 시간 정렬된 일련의 펄스들을 생성하기 위해 미분기(20)에 의해 미분된다. 미분기는 또한, VAC 변조 신호에 90도 위상 편이를 제공한다. 공지된 방법에서, 리딩 에지 전이(leading edge transition)들은 포지티브 고잉 펄스(positive-going pulse)들을 생성하고 트레일링 에지 전이(trailing edge transition)들은 네거티브 고잉 펄스(negative-going pulse)들을 생성한다. 미분된 VAC 신호 
는 도 2에 제 3 신호로 예시된다. 
신호는 일정한 진폭들을 갖는 일련의 트릴레벨 펄스(trilevel pulse)들을 생성하기 위해 레벨 검출기(25)에 의해 검출된 레벨이다. 공지된 방법에서, 미분된 VAC 신호 
가 포지티브 문턱값보다 훨씬 큰 값을 가질 때, 레벨 신호는 높은 값으로 생성되고; 
가 네거티브 문턱값보다 낮은 값을 가질 때, 레벨 신호는 낮은 값으로 생성되고, 그렇지 않으면 중간값을 갖는다. 레벨 신호는 도 2에 4번째 신호(레벨)로 도시되어 있다.
상기 레벨 신호는 믹서(30)에서 국부 발진기(40)로부터의 반송파 신호를 변조한다. 포지티브 펄스는 제 1 위상을 갖는 반송파 신호의 펄스를 생성하고, 네거티브 펄스는 제 2 위상을 갖는 반송파 신호의 펄스를 생성한다. 제 1 및 제 2 위상들은 양호하게는, 실질적으로 180도 위상이 벗어난다. 이 반송파 신호 펄스는 양호하게는, 실질적으로 긴 하나의 코딩 클럭 기간이고, 예시된 실시예에서 NRZ 비트 기간의 실질적으로 1/9의 지속 기간을 갖는다. 국부 발진기(40) 신호의 주파수는 양호하게는, 국부 발진기 신호의 적어도 10개의 사이클들이 반송파 신호 펄스 시간 기간동안 발생할 수 있도록 선택된다. 도 2에서, 반송파 신호 CARR은 각각의 사각형 영역내 수직 음영(vertical hatching)으로 표현되는 반송파 신호가 최하위 파형으로 예시된다. 도 2에 예시된 CARR 신호에서, 포지티브 고잉 레벨 펄스들에 응답하여 생성된 반송파 펄스들의 위상은 "+"로 표현되고, 네거티브 고잉 레벨 펄스들에 응답하여 생성된 반송파 펄스들의 위상은 "-"로 표현된다. "+" 및 "-"는 단지 실질적인 180도 위상차들을 나타내고, 어떤 절대 위상을 표현하도록 의도되지는 않는다.
BPF(50)는 단측파대(single sideband)만을 남겨두고, 반송파 구성 성분 자체 및 측파대 중 하나 뿐만 아니라, CARR 신호에서 모든 "대역 외" 퓨리에 구성 성분들을 필터링한다. 따라서, BPF(50)로부터의 출력 신호 OUT는 입력 단자 IN에서 NRZ 데이터 신호를 표현하는 신호 변조된 주파수 또는 단측파대(SSB) 위상이다. 이 신호는 많은 공지된 전송 테크닉에 의해 수신기에 전송될 수 있다.
도 3은 도 1 및 도 2에 예시된 변조기에 의해 변조된 신호를 수신할 수 있는 수신기의 블록도이다. 도 3에서, 입력 단자 IN은 도 1 및 도 2를 참조로 상술된 바와 같이 변조된 신호의 소스와 결합된다. 입력 단자 IN은 BPF(110)의 입력 단자에 결합된다. BPF(110)의 출력 단자는 적분기(120)의 입력 단자에 결합된다. 적분기(120)의 출력 단자는 제한 증폭기(130)의 입력 단자에 결합된다. 제한 증폭기(130)의 출력 단자는 검출기(140)의 입력 단자에 결합된다. 검출기(140)의 출력 단자는 디코더(150)의 입력 단자에 결합된다. 디코더(150)의 출력 단자는 입력 단자 IN에서의 변조된 신호에 의해 표현된 NRZ 신호를 재생하고 출력 단자 OUT에 결합된다.
동작에 있어서, 상술된 바와 같이, BPF(110)는 대역 외 신호들을 필터링하여 변조된 SSB 신호만을 통과시킨다. 적분기(120)는 (도 1의) 미분기(20)에 의해 유입되는 90도 위상 편이를 반전한다. 제한 증폭기(130)는 일정한 진폭까지 적분기(120)로부터 신호의 진폭을 한정한다. 제한 증폭기(130)로부터의 신호는 도 2에 예시된 반송파 펄스 신호 CARR에 대응한다. 검출기(140)는 FM 또는 PM 변조된 반송파 펄스 신호들 각각을 복조하도록 사용되는 위상 동기 루프(PLL) 또는 FM 판별기이다. 검출기(140)는 반송파 펄스들을 검출하고 그러한 펄스들의 위상 및 타이밍들에 의해 표현된 전이들을 갖는 바이레벨 신호를 생성한다. 검출기(140)의 출력은 도 2에서의 VAC 신호에 대응하는 가변 비트 폭 신호이다. 디코더(150)는 (도 1의) 인코더(10)의 역 동작을 실행하고, 출력 단자 OUT에서 도 2에서의 NRZ 신호에 대응하는 NRZ 신호를 생성한다. Chandra Mohan의 상기 언급된 특허 출원서에는 도 3에서 사용될 수 있는 디코더(150)가 개시되어 있다. 그 다음으로, 출력 단자 OUT에서의 NRZ 신호는 활용 회로(도시되지 않음)에 의해 처리된다.
반송파 펄스들(도 2에서, 신호 CARR)이 서로에 대해 양호하게 규정된 시간들에서 발생하고 그러한 펄스들이 지속 기간에 제한되기 때문에, 검출기(140)를 펄스들이 기대되는 시간에서만 인에이블하는 것이 가능하다. 예를 들어, 상술된 바와 같이 예시된 실시예에서, 각 펄스는 NRZ 신호 전이 시간들 사이에서 실질적으로 시간의 1/9인 지속 기간을 갖는다. 선행하는 반송파 펄스(트레일링 에지로 표현) 이후에 NRZ 신호 전이들 사이 시간의 8/9에서 반송파 펄스가 수신된 후에, 다음의 펄스들은 그 펄스로부터 NRZ 신호 전이들 사이 시간의 10/9(리딩 에지) 또는 9/9(전이 없슴)에서만 기대된다. 유사하게는, 선행하는 반송파 펄스(리딩 에지로 표현) 이후에 NRZ 신호 전이들 사이 시간의 10/9에서 반송파 펄스가 수신된 후에, 다음의 펄스들은 그 펄스로부터 NRZ 신호 전이들 사이 시간의 9/9(전이 없슴) 또는 8/9(트레일링 에지)에서만 기대된다. 검출기(140)는 반송파 펄스가 기대될 때만, 그리고 기대된 펄스의 지속 기간의 시간 근처에서만 인에이블될 필요가 있다.
도 3에서 가상적인 160으로 예시된 윈도우잉 타이머는 검출기(140)의 상태 출력 단자에 결합된 입력 단자 및 검출기(140)의 인에이블 입력 단자에 결합된 출력 단자를 갖는다. 상술된 바와 같이, 윈도우잉 타이머(160)는 검출기(140)로부터 신호들을 모니터하고 반송파 펄스가 기대될 때만 그리고 그 펄스의 지속 기간의 시간 근처에서만 검출기를 인에이블한다.
예시된 실시예에서, 변조된 신호에서의 에너지는 우선적으로 0.44(8/18) 및 0.55(10/18)배 비트 레이트 사이에 있고, 결과적으로 0.11배 비트 레이트의 대역폭을 갖는다. 이것은 9배 만큼의 대역폭을 통한 데이터 레이트 증가를 나타낸다. 본 기술의 숙련자들이 명백히 이해하는 트레이드 오프(trade-off)들 및 제약들을 통해, 다른 압축 비율들은 상기 비트 레이트까지 인코딩 클럭의 비율을 변경함으로써 쉽게 달성된다.
상술된 시스템은 송신기 및 수신기 모두에서 M-ary PSK 또는 QAM 변조 테크닉들보다 덜 정교한 회로로 구현될 수 있다. 보다 자세하게는, 수신기에서 변조된 신호가 추출된 후에, 덜 비싸고 파워를 절약하는 제한 증폭기들(예 130)이 사용될 수 있다. 또한, NRZ 신호의 인코딩 및 디코딩 모두가 명칭상의 고속 프로그램 가능 논리 소자들(PLDs)을 통해 실행될 수 있다. 그러한 소자들은 비교적 저가이다(현재, 1＄ 내지 2＄). 또한, 이러한 시스템에서는 심볼 사이 간섭이 없으므로, 파형 정형이 필요하지 않다. 추가적으로, 클럭 복구 루프를 제외한 트래킹 루프들이 필요하지 않다.
상술된 바와 같이, 반송파 전송이 비트 경계들에서만 발생하고 전체 비트 기간동안 지속하지 않기 때문에, 시간 윈도우잉은 펄스들이 기대되는 시간에서만 수신된 반송파 펄스들을 검출하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. 결과적으로, 본 시스템을 통해 다중 경로 문제점들이 존재하지 않는다.
상술된 변조 테크닉에 대한 하나의 응용은 CD 품질 디지털 뮤직을 FM 모노포닉 및 스테레오포닉 방송 오디오 신호들과 동시에 전송하는 것이다. 도 4는 도 1 및 도 2에 예시된 변조 테크닉의 이러한 응용을 이해하는데 유용한 스펙트럼도이다. 도 4a는 미국 FM 방송 신호들에 대한 파워 엔빌로프(power envelope)를 예시한 도면이다. 도 4a에서, 수평선은 주파수를 나타내고, 대략 88MHz 및 대략 107MHZ 사이 어딘가의 VHF 대역의 일부를 표현한다. 신호 세기는 수직 방향으로 표현된다. 2개의 인접한 방송 신호들의 스펙트럼의 허가된 엔빌로프들이 예시된다. 각 반송파는 수직 화살표로 예시된다. 각 반송파 주변은 반송파상에 FM 변조된 방송신호를 전달하는 측파대들이다.
미국내에서, FM 라디오 스테이션들은 100kHz의 반송파 내 측파대들의 최대 파워에서 모노포닉 및 스테레오포닉 오디오를 방송할 수 있다. 도 4a에서 이러한 측파대들은 음영 처리되지 않은 것으로 예시된다. 방송자는 다른 정보를 100kHz로부터 200kHz까지의 측파대들에서 방송할 수 있지만, 이 대역에서 전송된 파워는 최대 파워로부터 30dB 내려가야 한다. 이러한 측파대들은 음영으로 예시된다. 인접한 스테이션들(동일한 지리적 영역에서)은 적어도 400kHz만큼 분리되어야 한다.
도 4a에서 더 낮은 주파수 방송 신호의 반송파 위의 상위 측파대는 도 4b의 더 낮은 스펙트럼도로 예시되어 있다. 도 4b에서, 수직 방향은 변조 퍼센트를 표현한다. 도 4b에서, 모노포닉 오디오 신호 L + R 오디오 신호는 90% 변조 레벨의 0 내지 15 kHz에서 전송된다. L - R 오디오 신호는 45% 변조 레벨에서 38kHz의 억제된 부반송파 주파수 주위의 이중 측파대 억제 반송파 신호로서 전송된다. 더 낮은 측파대(lsb)는 23kHz로부터 38kHz까지 이르고, 상위 측파대(usb)는 38kHz로부터 53kHz까지 이른다. 19kHz 파일럿 톤(억제된 반송파의 1/2 주파수)은 또한, 주반송파 주위 측파대들에 포함된다. 따라서, 주반송파 주위의 상위 측파대(도 4b) 및 하위 측파대(도시되지 않음)(즉, 53kHz로부터 100kHz까지) 모두에서의 47kHz는 최대 파워에서 추가적인 정보를 방송하도록 방송자에게 사용 가능한 상태로 남아있다. 상술된 바와 같이, 100kHz로부터 200kHz까지 전송된 파워는 최대 파워로부터 30dB 내려가야 한다.
상술된 도 1 및 도 2에 예시된 변조 테크닉을 사용하여, MP3 CD 품질 오디오 신호를 포함하는 128kbps(kilobit-per-second) 신호는 20kHz보다 작은 대역폭에서 전송될 수 있다. 도 4b에 예시된 바와 같이, 이러한 디지털 오디오 신호는 상위 측파대(예를 들어)에서 53kHz 및 100kHz 사이의 스페이스에 위치될 수 있고 일정한 방송 스테레오 오디오 신호에 따른 부반송파 신호로서 전송될 수 있다. 도 4b에서, 디지털 오디오 신호는 70kHz에 집중된 상술된 SSB 신호이고, 대략 60kHz로부터 80kHz까지 이른다. 이것은 주반송파의 100kHz 내에 있고, 따라서 최대 파워에서 전송될 수 있다.
도 5는 도 1 내지 도 3을 참조로 상술된 변조 테크닉에 따라 구현된 인 밴드 온 채널 디지털 전송 채널을 포함하는 FM 방송 송신기의 블록도이다. 도 5에 있어서, 도 1에 예시된 것들과 동일한 그러한 요소들이 "도 1"이라 표기되어 점선으로된 사각형에 도시되어 있고, 동일한 참조 번호들로 병기되므로 이하 자세히 기술되지 않는다. 도 1 및 도 2를 참조로 상술된 바와 같이, 인코더(10), 미분기(20), 믹서(30), 발진기(40), 및 BPF(50)는 디지털 입력 신호(도 2의 NRZ)를 표현하는 SSB 위상 또는 신호 변조된 주파수(도 2의 CARR)를 생성한다. BPF(50)의 출력 단자는 증폭기(60)의 입력 단자에 결합된다. 증폭기(60)의 출력 단자는 제 2 믹서(70)의 제 1 입력 단자에 결합된다. 제 2 발진기(80)는 제 2 믹서(70)의 제 2 입력 단자에 결합된다. 제 2 믹서(70)의 출력 단자는 제 1 필터/증폭기(260)의 입력 단자에 결합된다. 제 1 필터/증폭기(260)의 출력 단자는 신호 콤바이너(250)의 제 1 입력 단자에 결합된다.
방송 기저대역 신호 프로세서(210)의 입력 단자는 제 3 믹서(220)의 제 1 입력 단자에 결합된다. 제 3 발진기(230)는 제 3 믹서(220)의 제 2 입력 단자에 결합된다. 제 3 믹서(220)의 출력 단자는 제 2 필터/증폭기(240)의 입력 단자에 결합된다. 제 2 필터/증폭기(240)의 출력 단자는 신호 콤바이너(250)의 제 2 입력 단자에 결합된다. 신호 콤바이너(250)의 출력 단자는 전송 안테나(280)에 결합되는 파워 증폭기(270)의 입력 단자에 결합된다.
동작에 있어서, 인코더(10)는 디지털 오디오 신호를 표현하는 디지털 신호를 수신한다. 양호한 실시예에서, 이러한 신호는 MP3 순응 디지털 오디오 신호이다. 보다 자세하게는, 디지털 오디오 데이터 스트림은 리드 솔로몬(RS: Reed-Solomon) 코드를 사용하여 인코딩된 순방향 에러 정정(FEC)이다. 그 후에, 데이터 스트림으로 인코딩된 FEC는 패킷화된다. 자세히 상술된 바와 같이, 이 패킷화된 데이터는 이어서, 도 1에 예시된 회로에 의해 SSB 신호로 압축된다.
발진기(40)에 의해 생성된 신호의 주파수는 10.7MHz로 선택되어, 인코더(10)로부터의 디지털 정보가 10.7MHz의 중심 주파수에서 변조된다. 변조 주파수는 어떤 주파수일 수 있지만, 보다 실질적으로 기존의 낮은 비용 BPF 필터들의 주파수들에 대응하도록 선택된다. 예를 들어, 통상적인 BPF 필터들은 6MHz, 10.7MHz, 21.4MHz, 70MHz, 140MHz, 등의 중심 주파수들을 갖는다. 예시된 실시예에서, 10.7MHz는 변조 주파수에 대해 선택되고 BPF(50)는 기존의 10.7MHz 필터들 중 하나로서 구현될 수 있다. BPF(50)로부터의 필터링된 SSB 신호는 증폭기(60)에 의해 증폭되고, 제 2 믹서(70) 및 제 2 발진기(80)의 조합에 의해 업컨버트(up-convert)된다. 예시된 실시예에서, 제 2 발진기(80)는 77.57MHz에서 신호를 생성하고 SSB는 88.27MHz로 업컨버트된다. 이러한 신호는 제 1 필터/증폭기(260)에 의해 필터링되어 추가적으로 증폭된다.
공지된 방법에서, 방송 기저대역 신호 프로세서(210)는 스테레오 오디오 신호(도시되지 않음)를 수신하고 기저대역에서의 L + R 신호, 38kHz 및 19kHz 파일롯 톤의 (억제된) 반송파 주파수에서 이중 측파대 억제 반송파 L - R신호를 포함하는, 기저대역 합성 스테레오 신호를 형성하기 위해 필요한 신호 처리를 실행한다. 이어서, 이러한 신호는 FM 스테이션의 할당된 주파수에서 반송파 신호상으로 변조된다. 제 3 발진기(230)는 예시된 실시예에서 88.2MHz인 할당된 방송 주파수에서 반송파 신호를 생성한다. 제 3 믹서(220)는 도 4b에 예시된 바와 같이 기저대역 합성 모노포닉 및 스테레오포닉 오디오 신호들을 통해 변조된 변조 신호를 생성한다. 도 4b에 예시된 표준 방송 오디오 측파대들을 통해 88.2MHz의 반송파 주파수에서의 변조된 신호는 이어서, 제 2 필터/증폭기(240)에 의해 필터링되어 증폭된다. 이러한 신호는 합성 신호를 형성하기 위해 제 1 필터/증폭기(260)로부터 SSB 변조된 디지털 신호와 결합된다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 이러한 합성 신호는 88.2MHz에서의 반송파상의 변조된 표준 방송 스테레오포닉 오디오 측파대들, 및 반송파(88.27MHz)보다 70kHz위에 집중된 디지털 오디오 신호를 전달하는 SSB 변조된 신호를 포함한다. 이 합성 신호는 그 다음으로, 파워 증폭기(270)에 의해 파워 증폭되어 FM 라디오 수신기들까지의 전송을 위해 송신 안테나(280)에 공급된다.
도 6은 도 5에 예시된 FM 방송 송신기에 의해 변조된 신호를 수신할 수 있는 FM 방송 수신기를 도시한 블록도이다. 도 6에 있어서, 도 3에 예시된 것들과 같은 그러한 요소들은 동일 참조 번호들로 병기되는 도 3으로 표기된 점선으로 된 사각형을 통해 도시되고 이하 자세히 기술되지 않다. 도 6에서, 수신 안테나(302)는 RF 증폭기(304)에 결합된다. RF 증폭기(304)의 출력 단자는 제 1 믹서(306)의 제 1 입력 단자에 결합된다. 제 1 발진기(308)의 출력 단자는 제 1 믹서(306)의 제 2 입력 단자에 결합된다. 제 1 믹서(306)의 출력 단자는 BPF(310) 및 가변 BPF(110)의 각 입력 단자들에 결합된다. BPF(310)의 출력 단자는 제한 증폭기일 수 있는 중간 주파수(IF) 증폭기(312)의 입력 단자에 결합된다. IF 증폭기(312)의 출력 단자는 FM 검출기(314)의 입력 단자에 결합된다. FM 검출기(314)의 출력 단자는 FM 스테레오 디코터(316)의 입력 단자에 결합된다.
동작에 있어서, RF 증폭기(304)는 수신 안테나(302)로부터 RF 신호들을 수신하여 증폭한다. 제 1 발진기(308)는 98.9MHz에서 신호를 생성한다. 제 1 발진기(308) 및 제 1 믹서(306)의 조합은 88.2MHz 주반송파 신호를 10.7MHz까지, SSB 디지털 오디오 신호를 88.27MHz로부터 10.63MHz까지 다운컨버트(down-convert)한다. BPF(310)는 공지된 방법으로 10.7MHz 주위의 FM 스테레오 측파대들(L+R 및 L-R)만을 통과시킨다. IF 증폭기(312)는 이 신호를 증폭하고, 이것을 기저대역 합성 스테레오 신호를 생성하는 FM 검출기(314)에 제공한다. 공지된 방법에서, FM 스테레오 디코더(316)는 전송된 오디오 신호들을 표현하는 모노포닉 및/또는 스테레오포닉 오디오 신호들(도시되지 않음)을 생성하기 위해 기저대역 합성 스테레오 신호를 디코딩한다.
예시된 실시예에 있어서, 가변 BPF(110)는 10.63MHz의 중심 주파수에서 튜닝되고, 그 주파수 주위의 디지털 오디오 신호만을 통과시킨다. 예시된 실시예에서, BPF(110)의 통과 대역은 10.53MHz로부터 10.73MHz까지 이른다. 도 3을 참조로 상술된 방법에 있어서, BPF(110), 적분기(120), 제한 증폭기(130), 검출기(140), 디코더(150), 및 윈도우잉 타이머(160)의 조합은 변조된 디지털 오디오 신호를 추출하고, 디지털 오디오 신호를 재생하기 위해 그 신호를 복조하여 디코딩한다. 디코더(150)로부터의 디지털 오디오 신호들은 전송된 디지털 오디오 신호에 대응하는 오디오 신호들을 생성하기 위해 추가적인 회로(도시되지 않음)에 의해 적절한 방법으로 처리된다. 보다 자세하게는, 상기 신호가 패킷 해제되어, 전송동안 유입된 어떠한 에러들도 검출되어 정정된다. 공지된 방법에서, 정정된 비트 스트림은 그 다음으로 스테레오 오디오 신호로 변환된다.
상술된 실시예는 1024 QAM 시스템의 등가 압축 성능을 제공한다. 그러나, 실제 QAM 시스템들은 타이트한 배열 공간으로 나타나는 다중 경로 상호 심볼 간섭 및 노이즈 정정의 어려움으로 인해 대략 256 QAM 제한된다. 상기 시스템은 좁고 넓게 이격된 반송파 펄스들 때문에 ISI 문제점을 갖지 않는다. 간략히 말해서, 보다 높은 데이터 레이트들은 QAM과 같은, 다른 테크닉들과 연관된 문제점들이 없는 보다 좁은 대역폭 채널들에서 전송될 수 있다.
도 2로 돌아가면, CARR 신호에는 반송파 신호가 전송되지 않는 동안 반송파 펄스들 사이의 비교적 넓은 갭들이 존재한다는 것을 알수 있을 것이다. 이러한 갭들은 본 발명에 따라 이용될 수 있다. 도 7은 이러한 대안적 실시예에 따른 변조기의 동작을 이해하는데 유용한 CARR 신호의 보다 자세한 파형도이다. 상술된 바와 같이, 도 1에 예시된 인코더에서 인코딩 클럭 신호는 NRZ 신호의 비트 기간의 1/9 기간을 갖는다. 도 7에서 점선으로된 수직선들은 인코딩 클럭 신호 기간들을 표현한다. 도 7에서, 비트 기간은 하나의 비트 기간에 9 개의 클럭 기간들이 있는 것을 도시하도록 시간(t1)에서 시간(t10)까지 예시된다. 그러나, 이 비트 기간은 반드시 NRZ 입력 신호가 정렬된 시간은 아니고, NRZ 신호에 대해 거의 지연될 것이다.
반송파 펄스들의 허가된 시간 위치들은 점선으로된 사각형들에 의해 표현된다. 반송파 펄스는 선행하는 반송파 펄스 후에 8, 9, 또는 10개의 클럭 펄스들을 발생시킨다. 따라서, 반송파 펄스들은 3개의 인접한 클럭 기간들 중의 어느 하나에서 발생할 수 있다. 반송파 펄스 A가 이전 펄스로부터 8개의 클럭 펄스들이고, 반송파 펄스 B가 선행하는 펄스로부터 9개의 클럭 펄스들이며, 반송파 펄스 C는 선행하는 펄스로부터 10개의 클럭 펄스들이도록 한다.
상술된 바와 같이, 반송파 펄스가 선행하는 펄스(A)로부터 8개의 클럭 펄스들일 때, 이것은 NRZ 신호에서의 트레일링 에지를 표시하고, 이어서 NRZ 신호에서 변화가 없슴을 표현하는 9개의 클럭 펄스 간격(D), 또는 NRZ 신호에서 리딩 에지를 표현하는 10 클럭 펄스 간격(E)만이 즉각적으로 따를 수 있다. 유사하게는, 반송파 펄스가 선행하는 펄스(C)로부터 10개의 클럭 펄스들 일 때, 이것은 NRZ 신호에서 트레일링 에지를 표시하고, 이어서 NRZ 신호에서 리딩 에지를 표현하는 8개의 클럭 펄스 간격(E), 또는 NRZ 신호에서 변화 없슴을 표현하는 9개의 클럭 펄스 간격(F)만이 즉각적으로 따를 수 있다. 반송파 펄스가 선행하는 펄스(B)로부터 9개의 클럭 펄스들 일 때, 이것은 NRZ 신호에서 변화 없슴을 표시하고, NRZ 신호에서 트레일링 에지를 표현하는 8개의 클럭 펄스(D), NRZ 신호에서 변화 없슴을 표현하는 9개의 클럭 펄스(E), 또는 NRZ 신호에서 리딩 에지를 표현하는 10개의 클럭 펄스(F) 간격만이 즉각적으로 따를 수 있다. 이것은 도 7에 모두 예시되어 있다. NRZ 비트 기간에서의 9개의 인코딩 클럭 기간들에서, 3개의 인접한 클럭 기간들(t1-t4) 중 하나루 이루어진 비트 기간의 제 1 간격은, 다른 6개의 클럭 기간들(t4-t10)로 이루어진 제 2 간격이 반송파 펄스를 가질 수 없는 반면에, 잠재적으로 반송파 펄스를 포함할 수 있다.
반송파 펄스들이 CARR 신호에서 생성되지 않을 수 있는 시간 간격동안(시간 t4로부터 t10까지), 다른 보조 데이터가 반송파 신호상에서 변조될 수 있다. 이것은 수직 음영을 갖는 원형화된 사각형(AUX DATA)으로 도 7에 예시되어 있다. 이러한 갭을 둘러싸는 다음의 기간에서의 다음의 연속적인 잠재 반송파 펄스(D) 이전 및 마지막 잠재 반송파 펄스 이후의 △t의 각각의 보호 기간들은 디지털 오디오 신호를 전달하는 반송파 펄스들(A)-(F) 및 보조 데이터를 전달하는 반송파 변조(AUX DATA) 사이의 잠재적 간섭을 최소화하도록 유지된다.
도 8은 변조되어 인코딩된 데이터 스트림에 보조 데이터를 포함하도록 구현될 수 있는 본 발명의 실시예를 도시한 블록도이다. 도 8에 있어서, 도 1에 예시된 것들과 동일한 그러한 요소들은 동일 참조 번호로 병기되며 이하 상세히 기술되지 않는다. 도 8에서, 보조 데이터(AUX)의 소스(도시되지 않음)는 선입선출(FIFO) 버퍼(402)의 입력 단자에 결합된다. FIFO 버퍼(402)의 출력 단자는 멀티플렉서(404)의 제 1 데이터 입력 단자에 결합된다. 멀티플렉서(404)의 출력 단자는 믹서(30)의 입력 단자에 결합된다. 미분기(20)의 출력 단자는 멀티플렉서(404)의 제 2 데이터 입력 단자에 결합된다. 인코더(10)의 타이밍 출력 단자는 멀티플렉서(404)의 제어 입력 단자에 결합된다.
예시된 실시예에서, 보조 데이터 신호는 직접적으로 반송파 신호를 변조하기 위한 조건으로 가정된다. 본 기술의 숙련자는 반송파를 변조하기 위해 신호를 그 신호의 특징들에 가장 적합한 방법으로 어떻게 인코딩하고 그렇지 않은 경우 어떻게 준비할 것인지 이해할 것이다. 또한, 예시된 실시예에서의 보조 데이터 신호는 디지털 형태로 가정된다. 그러나, 이것은 절대적이지 않다. 보조 데이터 신호는 또한, 아날로그 신호일 수 있다.
동작에 있어서, 인코더(10)는 펄스들의 상대적 타이밍을 제어하는 내부 타이밍 회로(도시되지 않음)를 포함한다. 이 타이밍 회로는, 펄스들이 잠재적으로 CARR 신호에서 발생할 수 있을 때, 3개의 인접한 인코딩 클럭 기간들 t1 내지 t4 동안의 제 1 상태, 및 남아있는 인코딩 클럭 기간들 t4 내지 t10 동안의 제 2 상태를 갖는 신호를 생성하기 위해 본 기술의 숙련자에 의해 이해되는 방법을 통해 수정될 수 있다. 이러한 신호는, 펄스들이 발생할 때의 기간들(△t1-t4)동안 믹서(30)의 입력 단자에 레벨 검출기(25)의 출력 단자를 결합시키고 그렇지 않은 동안(△t4-t10) 믹서(30)에 FIFO 버퍼(402)의 출력 단자를 결합시키기 위해 멀티플렉서(404)를 제어하도록 사용될 수 있다. 레벨 검출기(25)의 출력 단자가 믹서(30)에 결합될 때의 기간들(△t1-t4)동안, 도 8의 회로는 도 1에 예시된 구성과 같고, 상세히 상술된 바와 같이 동작한다.
FIFO 버퍼(402)가 믹서(30)에 결합될 때의 기간들(t4+△t 내지 t10-△t)동안(보호 기간 △t를 고려하여), FIFO 버퍼(402)로부터의 데이터는 발진기(40)로부터의 반송파 신호를 변조한다. FIFO 버퍼(402)는 일정한 비트 레이트에서 디지털 보조 데이터 신호를 수신하고, 반송파 펄스들(A)-(C)이 발생될 때의 시간 기간들(t1-t4)동안 신호를 버퍼링하도록 동작한다. FIFO 버퍼(402)는 이어서, 보조 데이터가 전송될 때의 시간 기간(t4+△t 내지 t10-△t)동안 보다 높은 비트 레이트에서 저장된 보조 데이터를 믹서(30)에 제공한다. CARR 신호를 통한 보조 데이터의 버스트들의 네트 처리율은 보조 데이터 신호 소스(도시되지 않음)로부터의 보조 데이터의 일정한 네트 처리율과 매치하여야 한다. 공지된 방법에 있어서, 본 기술의 숙련자는 어떻게 처리율들을 매치시킬 것인지, 그리고 또한 오버런들 및 언더런들에 대해 어떻게 제공할 것인지를 이해할 것이다.
도 9는 도 8에 예시된 시스템에 의해 생성된 신호를 수신할 수 있는 수신기의 블록도이다. 도 9에 있어서, 도 3에 예시된 것들과 동일한 그러한 요소들은 동일 참조 번호로 병기되고 이하 상세히 기술되지 않는다. 도 9에서, 검출기(140)의 출력 단자는 제어 가능한 스위치(406)의 입력 단자에 결합된다. 제어 가능한 스위치(406)의 제 1 출력 단자는 디코더(150)의 입력 단자에 결합된다. 제어 가능한 스위치(406)의 제 2 출력 단자는 FIFO(408)의 입력 단자에 결합된다. FIFO(408)의 출력 단자는 보조 데이터(AUX)를 생성한다. 윈도우잉 타이머(160)의 출력 단자는 도 3에 도시된 바와 같이, 검출기(140)의 인에이블 입력 단자가 아니라, 그 대신에 제어 가능한 스위치(406)의 제어 입력 단자에 결합된다.
동작에 있어서, 도 9에서의 검출기(140)는 항상 인에이블된다. 윈도우잉 타이머(160)로부터의 윈도우잉 신호는 도 8에서의 인코더(10)에 의해 생성된 타이밍 신호에 대응한다. 윈도우잉 신호는 반송파 펄스들(A)-(C)이 잠재적으로 발생할 수 있을 때의 기간(t1 내지 t4)동안 제 1 상태를 갖고, 그렇지 않은 동안(t4 내지 t10) 제 2 상태를 갖는다. 반송파 펄스들(A)-(C)이 잠재적으로 발생할 수 있을 때의 기간(t1 내지 t4)동안 윈도우잉 타이머(160)는 디코더(150)에 검출기(140)를 결합시키기 위해 제어 가능한 스위치(406)를 조절한다. 이러한 구성은 도 3에 예시된 것과 동일하고, 상세히 상술된 바와 같이 동작한다.
비트 기간(t4 내지 t10)의 잔여부분 동안, 검출기(140)는 FIFO(408)에 결합된다. 이 기간동안, 변조된 보조 데이터는 FIFO(408)에 복조되어 공급된다. (도 8의) FIFO(402)에 대응하는 방법에서, FIFO(408)는 검출기(140)로부터 보조 데이터 버스트들을 수신하고, 일정한 비트 레이트에서 보조 데이터 출력 신호 AUX를 생성한다. 보조 데이터 신호는 반송파를 변조시키기 위해 인코딩된 보조 데이터를 표현한다. 추가적인 처리(도시되지 않음)는 원하는 포맷에서 수신된 보조 데이터 신호를 디코딩해야 할 필요가 있다.
Claims (19)
- 디지털 데이터 변조 방법에 있어서,데이터 비트 기간을 갖는 디지털 데이터 신호를 제공하는 단계;상기 데이터 비트 기간 내의 간격에서 발생하는 에지들을 갖는 코드를 이용하여 상기 디지털 데이터 신호를 인코딩하는 단계;상기 인코딩된 디지털 데이터 신호의 상기 에지들을 표현하는 각각의 펄스들을 생성하는 단계;보조 데이터 신호를 제공하는 단계; 및상기 간격 동안 상기 각각의 펄스들에 대응하는 반송파 펄스들을 갖고, 그외에는 상기 보조 데이터 신호에 의해 변조되는 반송파 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 변조 방법.
- 제 1 항에 있어서,상기 코드는 가변 애퍼쳐 펄스 폭 코드(variable aperture pulse width code)인 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조 방법.
- 디지털 데이터 변조기에 있어서,데이터 비트 기간을 갖는 디지털 데이터 신호의 소스(IN);상기 데이터 비트 기간 내의 간격에서 발생하는 에지들을 갖는 가변 펄스 폭 코드를 이용하여 상기 디지털 데이터를 인코딩하기 위한 인코더(10);상기 인코딩된 디지털 데이터 신호의 상기 에지들을 표현하는 각각의 펄스들을 생성하는 펄스 신호 생성기(20, 25);보조 데이터 신호의 소스(AUX); 및상기 간격 동안 상기 각각의 펄스들에 대응하는 반송파 펄스들을 갖고, 그외에는 상기 보조 데이터 신호에 의해 변조되는 반송파 신호(OUT)를 생성하기 위한 반송파 신호 생성기(30, 40)를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 변조기.
- 제 3 항에 있어서,상기 변조기는 상기 펄스 신호 생성기(20, 25)에 결합된 제 1 데이터 입력 단자, 상기 보조 데이터 신호 소스(AUX)에 결합된 제 2 데이터 입력 단자, 및 상기 반송파 신호 생성기(30, 40)에 결합된 출력 단자를 가지고, 제 1 간격동안 상기 반송파 신호 생성기(30, 40)에 상기 펄스 신호 생성기(20, 25)를 결합하고, 그외에는 상기 반송파 신호 생성기(30, 40)에 상기 보조 데이터 신호 소스(AUX)를 결합하도록 조건을 갖춘 멀티플렉서(404)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 4 항에 있어서,상기 보조 데이터 소스와 상기 멀티플렉서(404) 사이에 결합된 선입선출(first-in first-out : FIFO) 버퍼(402)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기
- 제 3 항에 있어서,상기 가변 펄스 폭 코드는 가변 애퍼쳐 코드인 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 3 항에 있어서,상기 인코더(10)는 리딩 에지(leading edge)들 및 트레일링 에지(trailing edge)들을 갖는 인코딩된 디지털 데이터 신호를 생성하고,상기 펄스 신호 생성기(20, 25)는 상기 디지털 데이터 신호에서의 리딩 에지들에 응답하여 포지티브 펄스들을 생성하고 상기 디지털 데이터 신호에서의 트레일링 에지들에 응답하여 네거티브 펄스들을 생성하며,상기 반송파 신호 생성기(30, 40)는 포지티브 펄스에 응답하여 제 1 위상을 갖고 네거티브 펄스에 응답하여 제 2 위상을 갖는 반송파 펄스를 생성하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 7 항에 있어서,상기 제 1 위상은 실질적으로 상기 제 2 위상과 180도 위상이 벗어나는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 3 항에 있어서,상기 펄스 신호 생성기는,상기 인코더에 결합된 미분기(20); 및상기 미분기에 결합된 레벨 검출기(25)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 3 항에 있어서,상기 반송파 신호 생성기는,반송파 발진기(40); 및상기 펄스 신호 생성기(20,25)에 결합된 제 1 입력 단자 및 상기 반송파 발진기(40)에 결합된 제 2 입력 단자를 갖는 믹서(30)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 제 10 항에 있어서,상기 믹서(30)의 출력 단자에 결합된 대역 통과 필터(50)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 변조기.
- 디지털 데이터 복조기에 있어서,연속하는 비트 기간들을 포함하는 변조된 신호의 소스(IN)로서, 각각은 가변 펄스 폭 인코딩된 디지털 데이터 신호를 표현하기 위해, 다른 반송파 펄스들에 대해 이격된 반송파 펄스를 포함하는 제 1 간격 및 상기 반송파가 보조 데이터 신호로 변조되는 동안의 제 2 간격을 갖는, 상기 소스(IN);상기 제 1 간격 동안은 수신된 반송파 펄스들에 응답하고, 상기 제 2 간격 동안은 보조 데이터 신호에 응답하여 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 생성하기 위해 상기 변조된 신호를 복조하기 위한 검출기(140); 및상기 디지털 데이터 신호(OUT)를 생성하기 위해 상기 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 디코딩하기 위한 디코더(150)를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 복조기.
- 제 12 항에 있어서,상기 검출기(140)에 결합된 입력 단자, 상기 디코더(150)에 결합된 제 1 출력 단자, 및 제 2 출력 단자를 갖고, 상기 제 1 출력 단자에서 상기 가변 펄스 폭 인코딩된 신호를 생성하고 상기 제 2 출력 단자에서 상기 보조 데이터 신호를 생성하도록 조건을 갖춘 제어 가능한 스위치(406)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 13 항에 있어서,상기 제 2 출력 단자에 결합된 선입선출 버퍼(408)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 12 항에 있어서,상기 가변 펄스 폭 코드는 가변 애퍼쳐 코드인 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 12 항에 있어서,상기 반송파 펄스들은 제 1 위상과 제 2 위상 중 하나를 갖는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 16 항에 있어서,상기 제 1 위상은 실질적으로 상기 제 2 위상과 180도 위상이 벗어나는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 12 항에 있어서,상기 변조된 신호 소스와 상기 검출기 사이에 결합된,대역 통과 필터(110);적분기(120); 및제한 증폭기(130)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
- 제 13 항에 있어서,상기 검출기(140)와 상기 제어 가능한 스위치(406) 사이에 결합되어, 상기 제 1 간격 동안 제 1 상태를 갖고 상기 제 2 간격 동안 제 2 상태를 갖는 윈도우잉 신호를 생성하기 위한 윈도우잉 타이머(160)를 더 포함하고,상기 제어 가능한 스위치(406)는 선택적으로, 상기 제 1 간격 동안 상기 디코더(150)에 상기 검출기(140)를 결합하고 상기 윈도우잉 신호에 응답하여 상기 제 2 간격 동안 상기 제 2 출력 단자에 상기 검출기를 결합하는 것을 특징으로 하는, 디지털 데이터 복조기.
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