FR2638305A1 - Emetteur et procede d'emission - Google Patents

Abstract

L'invention se rapporte principalement à un émetteur et à un procédé d'émission. L'invention concerne principalement un procédé d'émission d'ondes modulées utilisant des impulsions longues utilisant une pluralité de fréquences 31, 32, 33,..., 3N. Avantageusement, deux fréquences consécutives sont distantes de 1/T, T étant la durée des intervalles utiles d'émission. L'invention s'applique à la diffusion d'émissions radiophoniques et de télévision, aux dispositifs de réception d'informations analogiques et/ou numériques, aux communications téléphoniques entre centraux, aux communications téléphoniques entre radiotéléphones et stations de communications, aux communications radioélectriques entre stations terrestres et satellites, aux communications entre satellites, aux communications acoustiques dans l'air et/ou dans l'eau et à la réalisation de réseau locaux d'ordinateurs. L'invention est particulièrement bien adaptée aux émissions radiophoniques haute fidélité ainsi qu'à la télévision à haute définition (HDTV en terminologie anglo-saxonne), et/ou la télévision numérique.

Description

EMETTEUR ET PROCEDE D'EMISSION
L'invention se rapporte à un émetteur ainsi qu'A un procédé d'émission particulièrement performants.

I1 est connu de transmettre des informations en utilisant des ondes modulées, comme par exemple des ondes électromagnétiques. Il est connu d'essayer d'augmenter les débits d'informations transmis. Toutefois, I'augmentation du débit passe le plus souvent par une augmentation de la bande de fréquences utilisées. Or. dans le cas des transmissions guidées on est limité par la bande passante du canal, par exemple un cible coaxial ou une fibre optique, tandis que dans les transmissions aériennes on ne dispose plus de suffisamment de fréquences pour satisfaire tous les besoins.

D'autre part, la Demande de Brevet FR 86 09622 publiée sous le n 2 601 210 décrit un procédé de transmission utilisant des symboles A (f, t). Chaque symbole correspondant à une fréquence et un temps d'émission donné. Le temps d'émission n'étant pas fixé, le dispositif n'utilise pas de moyen de synchronisation fine ce qui limite l'efficacité spectrale à approximativement 0,7 bit/(Hz. s). D'autre part le certificat d'addition français 86 13271 publié sous le n 2 604 316 décrit l'utilisation de dispositifs de calcul de la Transformée de
Fourier discrète pour la démodulation du signal.Ce certificat d'addition suggère d'autre part l'utilisation d'une période de garde entre les symboles. Toutefols, la non orthogonalité des canaux utilisés limite l'efficacité spectrale dans, le meilleur des cas, à 1 bit/(Hzs).

Avec le dispositif selon la présente invention, il est possible de dépasser dans des conditions analogues 5 bits/(Hz.s)
La présente invention concerne une amélioration des moyens et de procédés d'émissions décrits dans le Brevet 85 1397, 36 1393d, 86 lu939. 86 13940, 86 13941, 86 18351, 86 18352.

Dans les dispositifs de type connu on a souvent essayé d'augmenter le débit d'informations en diminuant les temps de transmission alloués à chaque unité d'informations, (ou en augmentant le nombre de symboles possibles). Ainsi, on générait un spectre élargi, dont il faut, à l'émission filtrer les lobes secondaires, ce qui crée une distorsion du signal. Pour un signal carré d'une durée T on obtient un spectre possédant de nombreux lobes secondaires ; le lobe principal a une largeur de 2/ T. Nous appellerons dans la suite de ce Brevet auto-distorsion cette distorsion du signal.

Le dispositif selon la présente invention présente l'originalité de réduire ou d'éliminer l'auto-distorsion du signal en utilisant des intervafles d'émission longs pour les éléments d'informations (souvent appelés symboles) à transmettre. Pour obtenir un débit élevé on transmet simultanément une pluralité d'éléments d'information en utilisant des canaux orthogonaux. Un élément d'information est, par exemple un mot numérique de 6 bits. Avantageusement, on transmet un élément d'information par canal de transmission.

L'orthogonalité à la réception des canaux de transmission permet la séparation des informations appartenant à divers canaux. L'orthogonalisatlon à la réception des divers canaux provient d'un choix de plusieurs fréquences d'émissions espacées régulièrement de k/T, k est un entier naturel et T la durée de l'intervalle utile d'émission. Ce type d'émission suppose à la réception un échantillonnage synchrone pour obtenir la séparation des canaux.

L'invention a principalement pour objet un procédé d'émission d'ondes modulées utilisant simultanément une pluralité de fréquences, caractérisé par le fait qu'il comporte des étapes successives d'émlssion de mots numériques pendant une durée T + a T deux fréquences d'émission étant distantes de 1/T, T étant l'intervalle utile d'démission et T étant l'intervalle de transition.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que f-T > O.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que l'on émet des signaux de synchronisation permettant à la réception l'échantillonnage du signal pendant des intervalles utiles d'émission de durée T de façon à rendre orthogonaux des canaux correspondant aux diverses fréquences.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que T est grand par rapport à ,, T.

L'lnvention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que la première fréquence utilisée fo est égale à k/2T, k étant un entier positif ou nul.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que pendant les intervalles de transition on arrente l'émission.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait qu'il comporte une étape
- de détermination des motifs pour l'intervalle utile d'émission de durée T,
- d'émission du motif pendant un intervalle d'émission de durée T et sa continuation cohérente durant l'intervalle de transition de durée AT.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que durant chaque intervalle utile d'émission de durée T on émet un mot numérique sur chaque fréquence.

L'invention a aussi pour objet un procédé caractérisé par le fait que durant chaque intervalle d'émission de durée T on émet un couple (amplitude, phase) ou (partie réelle, partie imaginaire) sur chaque fréquence, le couple (amplitude, phase) ou (partie réelle, partie imaginaire) étant équivalent de façon bi-unlvoque à l'information à transmettre.

L'invention a également pour objet un émetteur caractérisé par le fait qu'il permet la mise en oeuvre du procédé.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif de modulation permettant d'émettre durant un intervalle utile d'émisslon de durée T un mot numérique sur chaque fréquence utilisée.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que te dispositif de modulation comporte N modulateurs, N étant le nombre de fréquences utilisées ; les sorties des N modulateurs étant reliées aux entrées d'un dispositif de sommation.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que le dispositif de sommation comporte un arbre de distribution symétrique.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que le dispositif de modulation comporte un dispositif de calcul de la Transformée de Fourier inverse.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fsit que le dispositif de calcul de la
Transformée de Fourier inverse est un circuit numérique de calcul de la Transformée de Fourier rapide (FFT).

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que l'un des canaux de transmission est centré sur la porteuse de fréquence nulle.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que le dispositif de modulation travaille en fréquence intermédiaire.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que le dispositif de modulation est un dispositif numérique de modulation sur porteuse.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait qu1il comporte des moyens de génération, sur au moins certaines des fréquences utilisées, de signaux d'étalonnage de l'amplitude A et/ou de la phase ç
L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que ledit émetteur est un émetteur de données numériques.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que ledit émetteur est un émetteur d'émission de télévision.

L'invention a aussi pour objet un émetteur caractérisé par le fait que ledit émetteur est un émetteur d'émission de radio.

L'invention sera mieux comprise au moyen de la description ei-après et des figures annexées données comme des exemples non limitatifs parmi lesquelles
- la figure 1 est un schéma illustrant le phénomène d'élargissement de spectre
- la figure 2 est un schéma illustrant la transmission d'une fréquence porteuse
- la figure 3 est un schéma expliquant le principe de fonctionnement du dispositif selon la présente invention
- la figure 4 est un schéma expliquant le principe de fonctionnement du dispositif selon la présente invention
- la figure 5 est un schéma expliquant le principe de fonctionnement du dispositif selon la présente invention
- la figure 6 comporte des chronogrammes illustrant ltenchaînement des périodes ou intervalles d'émission
- la figure 7 est un schéma d'un exemple de codage susceptible d'être mis en oeuvre dans le dispositif selon la présente invention
- la figure 8 est un schéma général d'un émetteur selon la présente invention
- la figure 9 est un schéma d'un premier exemple de réalisation d'un émetteur selon la présente invention
- la figure 10 est un schéma d'un' second exemple de réalisation d'un émetteur selon la présente invention
- la figure 11 est un schéma d'un troisième exemple de réalisation d'un émetteur selon la présente Invention
- la figure 12 est un schéma d'un exemple de réalisation d'un détail des émetteurs des figures 9,10 ou 11
- la figure 13 est un schéma d'un détail de réalisation des émetteurs de la figure 11
- la figure 14 est un schéma d'un premier exemple de réalisation d'un détail des émetteurs selon la présente invention
- la figure 15 est un schéma d'un second exemple de réalisation d'un détail des émetteurs selon la présente invention
- la figure 16 est un schéma d'un premier exemple de réalisation d'un détail du dispositif illustré sur la figure 13
- la figure 17 est un schéma d'un second exemple de réalisation du dispositif illustre sur la figure 13
- la figure 18 est une courbe illustrant le débit d'information obtenu en fonction du nombre d'état de codage pour une durée de l'intervalle utile d'émission T et un nombre de canaux utilisés donnés
- la figure 19 est une courbe illustrant un exemple de réalisation analogique de la synchronisation émetteur-récepteur.

- la figure 20 est un schéma d'un troisième exemple de réalisation d'un détail des émetteurs selon la présente invention
Sur les figures 1 A 20 on 8 utllisé les mêmes références pour désigner les mêmes éléments.

Sur la figure 1, on peut voir une courbe 3 représentant, å la réception, l'amplitude A 2 du spectre d'une onde d'amplitude constante émise durant un intervalle de temps limité de durée T. La courbe 3 a une forme en sin x/x.

En fréquence, en plus d'un lobe principal, on transmet des lobes secondaires qui vont en diminusnt au fur et A mesure qu'on s'éloigne de la fréquence centrale fO. L'amplitude A passe par zéro en deux points symétriques par rapport à la fréquence fO référencés 50 et 51. Les passages par l'amplitude nulle sont régulièrement répartis, distants de 1/T.

L'élargissement du spectre dépend principalement de la durée des impulsions émises. Les émissions courtes provoquent un élargissement en fréquences plus important. Dans les dispositifs de type connu, l'élargissement du spectre avec une bande passante limitée allouée aux transmissions allonge la durée de la réponse fmpulsionnelle du signal créant ainsi des interférences entre les impulsions (appelées "interférences intersymboles"). La quantité d'informations séparables était ainsi limitée.

Sur la figure 2a, on peut voir une courbe 6 correspondant à l'émission à partir d'un instant 16 d'une fréquence sinusoïdale pure. Le signal 6 peut, par exemple correspondre à une porteuse. La courbe 6 représente l'amplitude en fonction du temps.

Sur la figure 2b, on peut voir une courbe 7 représentant l'amplitude en fonction du temps de l'onde 6 reçue par un récepteur. Dans la mesure où le récepteur est fixe par rapport à l'émetteur, l'onde reçue 7 a la même fréquence que l'onde émise 6. Toutefois, l'amplitude et la phase ont varié.

Sur la figure 2b, le début de la réception porte la référence 17. L'instant 17 est postérieur à l'instant 16, la différence correspondant au temps de propagation des ondes entre l'émetteur et le récepteur. A partir d'un instant 18, le signal 7 a le même allure que le signal 6. Entre l'instant 17 et l'instant 18 nous assistons à l'établissement du signal pendant lequel on observe diverses perturbations. Les perturbations dans
I'intervalle de temps entre l'instant 17 et l'instant 18 proviennent principalement des distorsions apportées par les équipements d'émission et de réception, des perturbations dues aux échos multiples, ainsi que de la limitation de la bande passante de l'émetteur. Dans la mesure où la fréquence du signal 6 et du signal 7 est conservée, il est possible, en effectuant un étalonnage de l'amplitude et de la phase de retrouver à la réception l'information émise.Certains changements de fréquences comme par exemple le changement de fréquence dû å l'effet Doppler, par suite par exemple du déplacement du récepteur par rapport à I'émetteur, pourront être compensés par un étalonnage adéquat.

Pour effectuer l'étalonnage on considère par exemple que tout ce qui se passe entre l'émetteur et le récepteur est un filtre ayant une réponse en fréquence stable sur des durées bien supérieures à le durée T des symboles. En émettant des signaux de type connu, il est possible de déterminer la réponse en fréquence du filtre. Ainsi, en Appl)qusnt la réponse en fréquence inverse on Arrive à regénérer à la réception, le signal émis.

Sur la figure 3, on peut voir un schéma illustrant le principe de fonctionnement du dispositif selon la présente invention. Sur la figure 3, on peut voir une première courbe 31 et une seconde courbe 32 centrées sur des fréquences respectivement fO et f0 + 1/T, T étant la durée d'un intervalle utile d'émission. L'amplitude A de la courbe 31 passe par zéro aux points 51 et 53.

L'amplitude A de la courbe 32 passe par zéro aux points 52,54.

Le point 52 correspond à l'amplitude maximale de la courbe 31 et à l'amplitude nufle de la courbe 32. Un point 311 du spectre à la fréquence fg n'est pas perturbé par le signal correspondant à la courbe 32.

De même, le point 53 correspond à l'amplitude maximale de la courbe 32 et à l'amplitude nulle de la courbe 31. Au point 53, à la fréquence f0 + 1/T le signal appartent uniquement à la courbe 32. En échantilllonnant le spectre aux fréquences f0 et f0 + 1/T, on arrive à complètement séparer les fréquences correspondant aux courbes 31 et 32. On pourra aisément utiliser des états d'amplitude, de phase ou d'amplitudeXphase indépendants sur chacune des fréquences f0 et f0 + 1/T. Les deux codages etant parfaitement indépendants et séparables à la réception, il est possible de répartir le débit total d'informations entre plusieurs canaux.

Dans les dispositifs de type connu, pour augmenter le débit d'informations transmises on diminuait la durée des impulsions et/ou le temps consacré à la transmission de chaque information élémentaire (ou en augmentant le nombre de symboles possibles).

Par contre, dans le dispositif selon la présente invention pour un débit d'informations donné, dans la mesure où il est possible de répartir le débit * transmettre entre plusieurs canaux, on peut se permettre d'augmenter la durée T des impulsions et/ou des intervalles utiles d'émissions correspondants à une information élémentaire. Le débit total étant obtenu en effectuant la somme des débits élémentaires correspondants à chaque fréquence. En augmentant la duree T des intervalles utiles d'émisslons on dimlnue l'élargissement du spectre et l'auto-distorsion du signal. II est ainsl possible comme illustré sur la figure 4 dsutiliser un nombre important de porteuses 31 à 3N.L'utilisation de N fréquences 31, 3N permet un très bon remplissage de la bande passante B. Comme dans le cas de la figure 3, des courbes successives sont séparées, en fréquence de 1/T. Ainsi le maximum de spectre de chaque canal correspond au passage par l'amplitude nulle des spectres de tous les autres canaux.

Sur la figure 4, une courbe 31 passe par le maximum à une fréquence correspondante au point 5 (i + 1) et par l'amplitude nulle aux fréquences correspondantes aux points 5 j i+l. Pour la clarté de la figure 4, seuls les lobes secondaires de la courbe 31 ont été représentés.

Chaque canal de transmission correspondant à une fréquence de porteuse différente, véhicule une information indépendante des autres canaux. Le débit total est égal à la somme des débits de N canaux.

L'augmentation du nombre de canaux, sans diminuer le débit augmente la durée T des intervalles utiles d'émission.

Par contre l'augmentation du nombre de canaux nécessite à émission et à la réception un matériel plus important ou plus performant.

Pour un fonctionnement correct du dispositif selon la présente invention, il est impératif que la partie utile du signal, à la réception, soit stable. Pour cela, à la réception, on élimine les intervalles de temps de durée ss T pendant lesquels le signal risque de ne pas etre stationnaire. Ce temps correspond principalement aux réponses impulsionnelles de l'émetteur et du récepteur et aux trajets multiples. Dans la suite de ce Brevet, on appelle intervalle de transition de durée h T l'intervalle pendant lequel le signal risque de ne pas être stationnaire, intervalle utile de durée T, la partie stationnaire du signal exploité par le récepteur. Le signal est avantageusement émis pendant des intervalles d'émission de durée T + A T.Ainsi, les spectres de chaque canal bien que répartis de façon uniforme espacés de 1/T ont une largeur du lobe principal égale à 2/(T + n, T). A la réception on n'utilise que l'intervalle utile de durée T ce qui permet de reeonstituer le spectre de la figure 4. Un exemple non limitatif de débit en
M bits/s en fonction du nombre d'états possibles (ctest-à-dire de symboles différents susceptibles d'être transmis) est représenté sur la figure 18.

En plus en abscisse on a indiqué le nombre de bits du codage. Par exemple un codage sur 4 bits donne 24 = 16 états différents. Les courbes sont données pour un intervalle de transition identique de durée n, T = 8 Crus.

Une première courbe indique les débits obtenus pour
N = 64 et T + #T 16 s.

Une deuxième courbe indique les débits obtenus pour
N = 128 et T + #T = 24 cils.

Une troisième courbe indique les débits obtenus pour
N = 256 et T + #T = 40 clos.

Une quatrième courbe indique les débits obtenus pour
N = 512 et T + #T= 72 ps.

A intervalle de transition constant, le fait d'augmenter la partie utile du signal conduit à un phénomène de saturation limitant le débit, non représente sur la figure 18.

Les courbes de la figure 18 correspondent à une bande passante
B de 8 MHz.

Selon notamment la bande passante disponible, l'application et les conditions de propagation, l'homme du métier choisira le compromis ideal entre le nombre de canaux N et l'intervalle utile d'émission T.

Le débit peut être augmenté dans une certaine limite, en utilisant un intervalle de transition de durée n, T très faible par rapport à la durée T de l'intervalle utile d'émission.

Il est avantageux d'utiliser la Transformée de Fourier inverse rapide (FFT-1 en terminologie anglo-saxonne) pour effectuer la modulation des canaux à l'émission et la
Transformée de Fourier rapide (FFT en terminologie anglo-saxonne) pour effectuer la démodulation à la réception.

L'utilisation d'algorithme de Transformée de Fourier rapide impose d'effectuer les calculs sur un nombre d'échantillons égal à une puissance de deux. Au cours de transmissions de télévison on utilise par exemple 256,512, 1024 ou 2048 canaux. Toutefois, il n'est pas nécessaire que chaque canal transmette une information.

A la réception, pour chaque intervalle utile d'émission T on mesure avantageusement la phase et l'amplitude correspondant à chacune des fréquences 31 à 3N. On utilise un échantillonnage synchrone pour extraire l'information du signal.

L'amplitude représentant l'information est constante sur toute la durée de l'intervalle d'émission de durée T ou
T + n,T et la phase représentant l'information correspond au déphasage par rapport à une référence de phase.

Un récepteur dédié à la réception des ondes émises par l'émetteur selon la présente invention est décrit dans une
Demande de Brevet français déposée par la Demanderesse, simultanément avec la présente Demande de Brevet et portant le numéro immédiatement supérieur.

Pour obtenir un débit d 'informations important il est nécessaire de pouvoir distinguer des amplitudes et des phases proches et donc de disposer d'une référence d'amplitude et de phase pour chaque canal. Cette référence de l'amplitude et de la phase est avantageusement donnée par des signaux de référence émis périodiquement par l'émetteur vers le récepteur. La fréquence de répétition de signaux de référence dépend de la stabilité des conditions de propagation et des oscillateurs locaux.

Dans une première variante de réalisation du dispositif selon la présente invention, on émet périodiquement des signaux de référence d'amplitude et de phase sur toutes les fréquences 31 à 3N d'un intervalle de temps de durée T ou
T + A T. Toutefois, il est nécessalre de noter que émission fréquente de signaux d'ëtalonnage réduit le débit d'informations utiles transmises.

Dans une variante avantageuse du dispositif selon la présente invention on n'émet que quelques signaux d'étalonnage avantageusement répartis régulièrement parmi les fréquences 31 à 3 N, les coefficients des autres fréquences étant déterminés par le calcul, par exemple par interpolation.

D'une façon plus générale, il est possible de distribuer les signaux d'étalonnage dans le temps et/ou sur des canaux différents.

I1 est par exemple possible d'émettre de façon périodique des signaux de test, chaque émission se faisant sur des canaux différents. On effectue, par exemple une permutation circulaire des canaux affectés aux tests. On déduit pour tous les canaux par exemple par interpolation dans le temps et/ou sur les fréquences la réponse impulslonnelle du milieu de transmission. On déduit ainsi la matrice des corrections en amplitude et en phase à appliquer à chaque canal.

I1 est primordial de compenser par des étalonnages les variations de la réponse impulsionnelle du milieu de transmission, par exemple par suite d'une variation (même locale) des conditions atmosphériques.

On détermine la réponse impulsionnelle du milieu, par exemple en calculant la Transformée de Fourler des corrections à apporter.

Dans un exemple de réalisation un canal sur 8 servait à l'étalonnage de l'amplitude A et de la phase de tous les canaux 31 à 3N. Dans un tel type de dispositif il est possible, soit d'effectuer ltétalonnage å chaque intervalle utile d'émission de durée T, soit comme dans le cas d'une réalisation décrite précédemment de consacrer uniquement certains intervalles d'émission à l'étalonnage. La synchronisation est maintenue par l'utilisation d'une base de temps stable.

Le nombre de canaux et/ou des périodes consacrées å l'étalonnage dépend de l'erreur qu'on veut pouvoir corriger ainsi que des perturbations qui sont susceptibles d'affecter la transmission d'informations. Les étalonnages devront par exemple etre plus fréquents, pour compenser le déplacement des fréquences par effet Doppier dans le cas de déplacements d'un émetteur par rapport à l'autre par exemple dans le cas de radiotéléphones ou de communications entre aéronefs.

Les premiers et les derniers canaux risquent d'être perturbés notamment par les filtres de l'émetteur et du récepteur. Avantageusement comme illustré sur la figure 5, on n'utilise pas le premier et le dernier canal pour la transmission d'informations. Par exemple on n'émet rien sur le premier et le dernier canal ou on répète l'émission du deuxième canal sur le premier et de l'avant dernier sur le dernier.

Sur la figure 6, on peut voir divers exemples de chronogrammes d'enchainement des périodes d'émission 8 successives.

Sur la figure 6a, on peut voir des intervalles utiles d'émission 8. Entre les intervalles utiles d'émission 8 se trouvent des intervalles de transition 81 ne présentant pas de diminution de puissance émise. Dans les intervalles de transition 81 on émet, par exemple le signal émis å la fin de l'intervalle utile d'émission correspondant. Le fait de ne pas diminuer la puissance d'émission permet d'utiliser au mieux les amplificateurs des émetteurs.

Sur la figure gb, on peut voir des Intervalles d'émission utiles 8 successifs qui ne sont pas séparés par des intervalles de transition. Ce cas correspond au débit d'informations maximal Il présente l'inconvénient de la faible sécurité de transmission en cas de perturbations. Cette variante sera par exemple utilisée pour les transmissions par c bles.

Sur la figure 6c, on peut voir une succession d'intervalles utiles d'émission 8 séparés par des intervalles de transition 81 pendant lesquels on arrête l'émission d'ondes modulées. On économise ainsi de l'énergie.

Le choix du type et de la durée d'intervalles de transition 81 dépend du matériel utilisé, des conditions d'émission et de réception espérées. Par exemple, si on s'attend à des échos multiples importants, on aura tout intérêt à utiliser des intervalles de transition plus longs. La longueur de l'intervalle de transition 81 sera par exemple déterminée à partir de pires conditions dans lesquelles on veut être sûrs d'obtenir une réception correcte. Par exemple, si l'on veut pouvoir s'affranchir des échos multiples provenant d'une distance maximale de 600 mètres on utilisera un intervalle de transition 81 correspondant au temps de propagation de cet écho, par exemple électromagnétique et éventueUement du temps correspondant à l'amortissement de la réponse impulsionnelle de cet écho, par exemple 4 ps.

Sur la figure 7, on peut voir un exemple de codage d'informations susceptible d'être mis en oeuvre dans un dispositif selon la présente invention. Ce type de codage a été décrit dans les Demandes de Brevet FR 86 13937, FR 86 13938,
FR 86 13939, FR 86 13940, FR 86 13941, FR 86 18351, FR 86 18352. Dans ce type de codage à chaque mot numérique est associée une amplitude et une phase dans le plan complexe. Le couple (amplitude, phase) est équivalent ii la partie réelle et imaginaire du signal. Dans l'exemple illustré les couples (amplitude, phase) 14 se répartissent régulièrement sur des cercles concentriques 150,160,170 et 180. Dans I'exemple illustré sur la figure 7, on dispose de 32 valeurs différentes ce qui correspond A un codage sur cinq bits. Il est bien entendu que les codages sur un nombre de bits différent comme par exemple 2,3,4 ou 6 ou plus ne sortent pas du cadre de la présente invention. La taille des disques 13 centrés sur les points 13 correspondant au même mot numérique permet de tolérer une certaine imprécision. Plus le diamètre des disques 13 est important et plus le taux d'erreurs sera faible mais moins on pourra avoir de valeurs différentes. Dans l'exemple illustré sur la figure 7, les cercles 150,160,170,180 ont des diamètres p 1, p 2, p 3 et p4 égal respectivement à 2/2, 1, #2 et 2, la puissance d'un émetteur étant normalisée à 1. Dans l'exemple de la figure 7, pour diminuer les rlsques d'erreurs à la réception on éloigne au maximum les disques 13.Ainsi sur chaque cercle suivant, les points 14 sont placés sur la bissectrice de points 14 du cercle précédent. II est bien entendu que la disposition de la figure 7 n'est donnée qu'à titre d'exemple non limitatif. Par exemple la répartition des points 14 sur un rectangle ou une spirale, par exemple logarithmique ou d'Archimède ne sort pas du cadre de la présente invention. De même tout autre type de codage peut être utilisé, le type de codage dépend du débit et de la nature de l'information à transmettre. Le codage peut être analogique ou numérique selon l'application désirée.

Dans le dispositif selon la présente invention, 11 est possible d'effectuer l'analyse de la réponse impulslonnelle du milieu de transmission. Selon l'application il est possible d'utiliser une analyse en temps réel ou une analyse en différé.

L'analyse permet d'adapter la norme de transmission aux conditions locales, par exemple sur un réseau local d'ordinateur ou de téléphonie ou sur des faisceaux hertziens.

Par exemple, sur un réseau local il est possible d'effectuer l'analyse à chaque reconfiguration du réseau. Pour éliminer les réflexions dans les câbles on peut placer des parties de l'intervalle de transition (de durée totale Q T) au moment où ces réflexions sont les plus importantes.

Sur les faisceaux hertziens on utilise par exemple un calculateur pour effectuer en temps réel l'analyse de la réponse impulsionnelle du milieu et pour adapter les transmissions de façon å obtenir le débit maximal permis par les perturbations du milieu. Par exemple le calculateur diminue quand cela est possible, sans dépasser le taux d'erreur admls, la durée n, T de l'intervalle de transiion. Dans une variante de réalisation, le calculateur effectue le choix d'un moyen de transmission parmi une pluralité de disponibles.

Sur la figure 8, on peut voir un schéma général d'un exemple de réalisation d'un émetteur selon la présente invention. L'émetteur comporte un dispositif de codage 70 et un dispositif de modulation 90.

te dispositif de codage 70 reçoit des informations à émettre à partir de sources d'informations 73. Les sources d'informations peuvent être par exemple une caméra de télévision, un microphone, un magnetoscope, un magnétophone, une régie de télévision, un ordinateur, un central téléphonique, un dispositif d'acquisition de données, un radiotéléphone, un téléphone, une source d'information associée à un radar, un sonar et/ou un capteur. Avantageusement, ltemetteur selon la présente invention comporte entre les sources d'informations 73 et le dispositif de codage 70 un dispositif 700 de traitement d'informations permettant d'effectuer les modifications désirées.Par exemple, le dispositif de traitement d'information comporte un dispositif de type connu de réduction de débit d'information, par exemple par élimination dtinformations redondantes. Avantageusement, le dispositif 700 comporte un dispositif d'embrouillage du signal de type connu qui fournit un signal comportant l'information à transmettre mais dont l'intégration dans le temps correspond à un bruit blanc. Dans la mesure où d'une part le dispositif selon la présente invention permet d'émettre des débits importants d'informations, et d'autre part il est possible d'émettre soit simultanément soit en multiplexage temporel des informations de types différents, il est possible de connecter simultanément plusieurs sources 73 au dispositif de codage 70.Le dispositif de codage 70 effectue le codage soit pour obtenir des performances les plus élevées soit pour respecter une norme de transmission établie.

L'information traitée est transmise du dispositif de codage 70 au dispositif de modulation 90. I,e dispositif de modulation 90 permet la modulation simultanée d'une plurnlité de porteuses comme illustré par exemple sur la figure 4. Les signaux modulés par le dispositif de modulation 90 sont amplifiés par un amplificateur 77, émis, par exemple par une antenne 40 ou injectés dans un cAble 400. Si cela s'avère nécessaire on effectue avant l'émission la modulation d'une porteuse haute fréquence.

Dans la mesure où l'on émet N canaux indépendants il est possible d'effectuer l'amplification séparée de divers canaux.

Sur la figure 9, on peut voir un exemple de réalisation d'émetteurs selon la présente invention comportant une pluralité d'amplificateurs 77 disposée entre le dispositif de modulation 90 et le dispositif de sommation 76.

Avantageusement, chaque amplificateur 77 correspond à un canal. Toutefois, il est possible, sans sortir du cadre dela présente invention d'affecter à chaque canal plusieurs amplificateurs 77 ou, au contraire d'effectuer une sommation partielle de plusieurs canaux en sortie du dispositif de modulation 90 pour les appliquer à un ampllficateur unique.

L'utilisation d'une pluralité d 'amplificateurs 77 est particulièrement adaptée aux amplificateurs transistorisés. En effet il est connu d'utiliser la somme des puissances fournies par une pluralité de modules transistorlsés pour obtenir la puissance désirée.

Sur la figure 10, on peut voir un premier exemple de réalisation de l'émetteur selon la présente. invention. Dans l'exemple illustré sur la figure 10, le signal à émettre est fourni par une caméra de télévision 71, un microphone 72 et/ou d'sutres sources 73. Avantageusement, les sources 71, 72 et/ou 73 sont reliées au dispositif de traitement d'information 700.

Le dispositif de codage 70 comporte un circuit de mise en forme relié & un dispositif de conversion numérique/signaux complexe.

Le dispositif de modulation 90 comporte un ensemble de N modulateurs référencés 91 à 9N connectés à un dispositif de sommation 76. Le dispositif de sommation du signal 76 comporte, par exemple, un arbre de distribution symétrique 760. Le dispositif de modulation 90 est relié à un dispositif d'amplification 77 relié lui-même à une antenne d'émission 40 et/ou à un câble de transport 400. Le dispositif d'amplification 77 peut comporter des dispositifs d'élévation en fréquence nécessaires pour répondre aux normes de transmission.

Le dispositif de mise en forme 74 effectue la mise sous la forme désirée des signaux issus des sources 71 à 73. Par exemple le dispositif de mise en forme 74 effectue le multiplexage des diverses sources et fournit en série des nombres. Le circuit de mise en forme 74 comporte des circuits d'echantillonnage, des circuits convertisseurs analogiques -numériques, et/ou des multiplexeurs. Dsns le cas de dispositifs numériques, la puissance de calcul du dispositif de mise en forme 74 dépend principalement du débit d'informations désiré.

Par exemple une émission de télévision numérique en haute définition avec un son stéréophonique haute fidélité en plusieurs langues ainsi que des informations numériques exigera un débit beaucoup plus important que, par exemple, une transmission radiophonique stéréophonique, ou à fortiori, une transmission de radio téléphone.

Avantageusement, on transmet des couples (amplitude, phase) par exemple, comme ceux illustrés sur la figure 7 ou des couples (psrtie réelle, partie imaginaire) du signal. Le dispositif de conversion numérique signaux complexes 75 génère à partir des mots numériques fournis par le dispositif de mise en forme 74 des couples (amplitude, phase) ou (partie réelle, partie imaginaire) du signal et les répartit entre les divers modulateurs 91 à 9N. Le dispositif de sommation 76 fournit à l'entrée du dispositif d'amplification 77 un signal composite comprenant des fréquences 31 à 3N nécessaires & la transmission. Les fréquences 31 A 3N sont des fréquences de modulation. Ainsi, il est possible, soit au niveau du dispositif de modulation 90 soit au niveau du dispositif d'amplification 70 d'élever la fréquence d'émission.Le signal composite porté sur une porteuse, par exemple, haute fréquence est émis par l'antenne 40 ou est injecté dans le cible 400.

Sur la figure 11, on peut voir un second exemple de réalisation de l'émetteur selon la présente invention. Le dispositif de la figure 11 comporte entre la sortie du dispositif de conversion 75 et l'entrée de l'amplificateur 77, connectés en série un dispositif de réarrangement du signal 78 un dispositif de calcul de la Transformée de Fourier Inverse 190, un dispositif de sérialisation du signal 301 et un dispositif de génération de signal sur porteuse 302. La modulation du signal composite à émettre peut être obtenue en calculant une Transformée de Fourler Inverse.

Avantageusement, on utilise un calculateur 190 susceptible de calculer une Transformée de Fourier inverse discrète.

Avantageusement, on utilise un circuit de calcul de
Transformée de Fourier rapide inverse (FFT- en terminologie anglo-saxonne). L'utilisation d'algorithmes de la Transformée de
Fourier rapide inverse exige que le nombre N de canaux soit une puissance de 2. Toutefois, il n'est pas nécessaire que tous les canaux véhiculent de l'information.

Démonstratlon de la possibilité d'utilisation des algorithmes de la Transformée de Fourier inverse discrète pour effectuer la modulation du signal
Soit N fréquences fO, fO l 1/T, fO + 2/T, fO + 3/T,..., fO + k/T,..., fO + (N-1)/T modulées en amplitude et/ou en phase pendant un intervalle de temps de durée T.Les
N porteurs modulés sont
Sk (t) = Ak exp (j (2#(f0 + k/T t+ tp k))
k étant un entier compris entre 0 et N-1
Ak étant l'smplltude de la porteuse d'ordre k,
t étant le temps
cp k étant la phase de la porteuse d'ordre k.

Supposons que la référence de la valeur de phase transmise est prise au début des intervalles de temps T.

Les signaux Sk (t) et Sk' (t) sont indépendants et complètement séparables s'ils remplissent la condition d'orthogonalité

La condition d'orthogonalité est donc satisfaite si 4# f0 T = 2111, I étant un entier, ce qui est équivalent à
f0 = I/2T.

Prenons une fréquence f0 = - (N/2 - 1)/T = (2-N)/2T.

Echantillonnons les signaux Sk (t) à la fréquence d'échantillonnage f e = N/T = B, B étant la bande passante.

Sk (n) = Ak exp j (2#((2-N)/2T+k/T n T/N + # k) = Ak exp j (2#(n(2-N)/2N+nk/N + # k)
Le signal modulé X s'écrit

Posons k' = k+(N/2)+1 pour k compris entre O et (N/2)-2 c'est-à-dlre que k' est compris entre (N/2)41 et N-1 et k' = k-(N/2)+1 pour k compris entre N/2-1 et N-1 ce qui correspond à k' compris entre 0 et N/2.

avec
Bk' = Ak'+(N/2)-1 pour k' = 0,...,N/2
e k' = e k'+(N/2)-1
Bk' = Ak'=(N/2)-1
pour k' = N/2 + 1,...,N-1
# k' = # k'-(N/2)-1
{ X(n)} est la Transformée de Fourier discrète inverse {(TFD-1) de A((N/2)-1) exp (j # (N/2)-1),..., AN-1 exp
(j # (N-1)),...,
Ao exp (j ep 0), ., A ((N/2)-2) exp (j ç (N/2)-2))
De même å la réception il est possible d'effectuer la démodulation du signai en effectuant une Transformée de Fourier discrète (TFD).

L'invention n'est pas limitée 9; l'utilisation de la
Transformée de Fourier inverse pour effectuer la modulation du signal. D'sutres algorlthmes transformant un espace de fréquence en l'espace des temps peuvent être m]s en oeuvre.

Le dispositif de sérialisation 301 fournit, avantageusement une succession de valeurs numériques au dispositif de génération du signal 302. Avantageusement, le dispositif de sérfslisation 301 répète certaines valeurs numériques de façon à générer l'intervalle de transition.

Avantageusement, on réémet pendant les intervalles de transition de durée T la fin de l'intervalle utile de durée T suivant ledit intervalle de transition.

Dans une variante de réalisation correspondant aux signaux illustrés sur la figure 6c le dispositif de sérialisation 301 fournit des "O" pendant les durées n, T des intervalles de transition.

Le dispositif de sérialisation comporte des moyens de mémorisation et des multiplexeurs.

Il est bien entendu que d'autres variantes de génération du signal comme, par exemple la génération de signal homodyne utilisant par exemple une plurallté de dispositifs de calcul de la Transformée de Fourier ne sort pas du cadre de la présente invention.

Sur la figure 12, on peut voir un exemple de réallsation du dispositif de conversion 75 des mots numériques en signaux complexes. Le dispositif 75 comporte deux tableaux de conversion 750 stockés dans des dispositifs de mémorisation permanente. On utilise par exemple des mémoires permanentes de type mémoire morte, mémoire morte programmable, mémoire morte programmable effaçable, mémoire morte programmable effaçable électriquement ou mémoire vive sauvegardée (ROT PROM,
EPROM, EEPROM ou RAM en terminologie anglo-saxonne). Les mots numériques à convertir correspondent aux adresses dans les tableaux 750, la valeur de l'amplitude ou la partie réelle du signal étant stockée à cette adresse dans un premier tableau 750 la valeur de la phase ou la partie imaginaire du signal étant stockée dans le second tableau.

Il est bien entendu que les deux tableaux ne correspondent pas nécessairement à deux boîtiers de mémoires.

Ainsi il est possible d'utiliser un seul boitier mémoire ayant une capacité suffisante ou d'utiliser plus de deux boitiers mémoires selon la résolution désirée et la capacité des circults mémoire utilisés.

Sur la figure 13, on peut voir un dispositif de réarrangement 78. Le dispositif de réarrangement 78 comporte un dispositif de mémorisation 781, un multiplexeur 782 et un séquenceur 784. Le dispositif de mémorisation 781 est connecté au multiplexeur 782. Le séquenceur 784 est connecté par une ligne de commande 785 au dispositif de mémorisation 781 et par une ligne de commande 786 au multlplexeur 782. Le dispositif de réarrangement 78 permet de mettre les données à traiter dans un format compatible avec le dispositif de calcul 190. Le réarrangement des données dépend notamment du modèle par exemple des circuits de calcul de la Transformée de Fourier rapide utilisés.Le séquenceur 784 permet de réarranger l'ordre de mots numériques et/ou des bits à l'intérieur des mots numériques à traiter par circuit de calcul non'représente sur la figure 13. Le séquenceur 784 fournit les adresses au dispositif de mémorisation 781 par l'intermédiaire de la ligne 785 ainsi que des signaux de contrôle. Le séquenceur 784 fournit au multiplexeur 782 les signaux de contrôle par l'intermédiaire de la Ugne 786 permettant la commutation entre diverses positions du multiplexeur. Le multlplexeur 782 est par exemple un multiplexeur à trois positions permettant de choisir entre deux bancs de mémoires et un générateur de zéro 787. Le générateur de zéro 787 par exemple permet de générer des zéros nécessaires à la génération du signal par la Transformée de Fourier inverse.

Les zéros nécessaires à la génération de la
Transformée de Fourier inverse sont stockés dans un dispositif de mémorisation 781. Ils sont émis soit à partir des connexions spéciales du dispositif de mémorisation 781 connecté au multiplexeur 782, soit par l'adressage exécuté par le séquenceur 784 du dispositif de mémorisation 781.

Si cela est nécessaire le dispositif 78 comporte un interface 783 permettant l'adaptation des signaux de sortie aux signaux d'entrée du circuit de calcul par exemple de la
Transformée de Fourier discrète.

Sur la figure 16. on peut voir un exemple de réalisation du dispositif de mémorisation 781 de la figure 13.

Dsns l'exemple illustré sur la figure 16 le dispositif de mémorisation 781 comporte quatre bancs de mémoires 7811,7812,7813 et 7814. Chaque banc reçoit par exemple du séquenceur 784 une commande de lecture ou d'écriture L/E.

Simultanément deux bancs par exemple 7811 et 7812 sont en lecture et deux bancs par exemple 7813 et 7814 sont en phase d'écriture. Ainsi, les signaux arrivant sont susceptibles d'être écrits dans un banc dans l'ordre qui sers nécessaire à leur relecture. La relecture simultanée du second banc de mémoire permet de fournir les données numériques nécessaires au circuit de calcul.

Sur la figure 172. on peut voir un second exemple de réslisstion du dispositif de mémorisation 781. Le dispositif de mémorisation 781 de la figure 17 comporte uniquement deux bancs de mémoires 7811 et 7812. Le séquenceur 784 est dans ce cas un séquenceur à accès direct mémoire (DMA en terminologie anglo-saxonne). Ainsi les deux bancs de mémoires permettent de façon simultanée la lecture et l'écriture des données.

Dans le cas des figures 16 et 17 on fournit simultanément des données en quadrature de phase I et
Q composante réelle et imaginaire.

Dans le dispositif selon la présente invention, il est possible d'utiliser la modulation du signal sur diverses fréquences. Par exemple dans le cas d'utilisations d'ondes électromagnétiques hautes fréquences il est possible de moduler le signal directement sur la porteuse d'émission, c'est-A-dire à la fréquence d'émission, comme illustré sur la figure 15, d'effectuer la modulation sur des fréquences intermédiaires comme Illustré sur la figure 14 ou d'effectuer la modulation sur la fréquence de base.

La modulation sur la bande de base est effectuée nécessairement en I et Q. Par contre en fréquence intermédiaire ou sur la porteuse d'émission on peut effectuer la modulation å partir de signaux réels comme illustré sur la figure 20.

Le dispositif de la figure 20 comporte un convertisseur numérique-analogique 3211, un filtre passe-bas 3209, un mélangeur 3201, un filtre 3022, un mélangeur 3204 et un filtre 3205 connectés en série. Les secondes entrées des mélangeurs 3201 et 3204 sont reliées å des oscillateurs locaux non représentés sur la figure.

Sur la figure 14, on peut voir un second exemple de réalisation d'un dispositif 302 de génération du signal a émettre.

Le dispositif 302 comporte un premier mélangeur 3201 et un second mélangeur 3207 reliés à un dispositif de sommation 3023. La sortie du dispositif de sommation 3023 est reliée à une première entrée d'un troisième mélangeur 3204.

La seconde entrée du mélangeur 3207 est reliée à la sortie d'un oscillateur local 3305 générant la fréquence intermédiaire. La seconde entrée du mélangeur 3201 est reliée & la sortie de l'oscillateur local 3305 par l'intermédiaire d'un dispositif 3208 induisant un déphasage de n/2. Ainsi, on effectue l'élévation en fréquences des composantes I et Q en quadrature de phase, le signal étant reconstitué par le dispositif de sommation 3023.

La seconde entrée du mélangeur 3204 est reliée à un oscillateur local 3306 dont la fréquence d'oscillation est plus élevée que celle de l'oscillateur local 3305.

Avantageusement, les deux oscillateurs 3305 et 3306 sont synchronisés par une même base de temps non représentée.

Les oscillateurs locaux 3305 et 3304 sont suffisamment stables pour permettre un étalonnage fiable A la réception.

Avantageusement, la base de temps est synchronisée avec le dispositif d'échantillonnage du signal.

Dsns une variante de réalisation le dispositif 302 est un dispositif numérique.

Dans la variante de réalisation illustrée sur la figure 14 le dispositif 302 est un dispositif analogique ainsi, il comporte à l'entrée des convertisseurs numérlques-analogiques 3211 et 3212. Les convertisseurs 3211 et 3212 sont connectés aux premières entrées du mélangeur respectivement 3201,3207. Entre la sortie des convertisseurs numériques-analogiques 3211 et 3212 et les entrées des mélangeurs 3201,3207 on place des filtres passe-bas respectivement 3209,3210. Les filtres 3209 et 3210 sont destinés à éliminer les composantes haute fréquence générés par les convertisseurs analogiques-numériques 32i1 et 3212.

I1 est nécesssire de disposer à la sortie des mélangeurs 3201,3207 et 3204 des filtres respectivement 3022,3206 et 3205 destinés à sélectionner la partie désirée du spectre présent à la sortie des mélangeurs.

Sur la figure 15, on peut voir une variante de réalisation du dispositif 302 comportant un seul étage d'élévation de fréquences. Le dispositif 302 de la figure 15 comporte un premier mélangeur 3201 et un second mélangeur 3207. Les sorties des mélangeurs 3201 et 3207 sont reliées aux entrées d'un dispositif de sommation 3203 par l'intermédiaire de filtres passe bande 3022 et 3206. Dans l'exemple analogique illustré sur la figure 15 la première entrée des mélangeurs 3201 et 3207 sont reliées aux sorties des convertisseurs numériques-analogiques 3211 et 3212 par l'intermédiaire des filtres 3209 et 3210.

L'émetteur selon la présente invention envoie des signaux de codage permettant à la réception la synchronisation précise d'une base de temps du récepteur avec une base du temps de l'émetteur. Ainsi il est possible d'avolr une bonne résolution temporelle et/ou de phase.

Dans un exemple de réalisation illustré sur la figure 19 on utilise une synchronisation analogique.

Dans l'exemple illustré sur la figure 19 on émet un ensemble 3000 de signaux modulés sur N canaux, le spectre est sensiblement rectangulaire ayant une largeur en fréquence f 1 égale A B, la bande passante, et une hauteur Am correspondant A l'amplitude A 2 moyenne du signal A l'intérieur de la bande B.

On émet deux fréquences A et fB avec une amplitude AM nettement supérieure a. Am. Par exemple AM est supérieur de 12db à Am. Ainsi A la réception, en connaissant les fréquences et et fB on va pouvoir séparer A et fB. Par la connaissance des fréquences A et fB d'une part et de leur différence A la réception d'autre part on obtient une référence de fréquence d'où on peut tirer une référence de temps. A la réception la différence fA-fB est obtenue, par exemple en faisant battre les fréquences A et fB dans un mélangeur.

Dans un exemple de réalisation du dispositif selon la présente invention B est égal A 8 MHz et A est distant de fB de 5 MHz.

La présente invention concerne un nouveau type de modulation pouvant s'appliquer à toutes transmissions ou acquisitions d'informations. Elle s'applique au dispositif utilisant tous types d'ondes, notamment des ondes acoustiques, et plus particulièrement des ondes électromagnétiques.

Le dispositif selon la présente invention s'applique notamment aux émissions radiophoniques et de télévision, aux dispositifs de transmissions d'informations analogiques ou numériques, aux communications entre ordinateurs, aux communications téléphoniques entre centraux, aux communications téléphoniques entre radiotéléphones et ststions de communications, aux communications radioélectriques entre stations terrestres et satellites, aux communications entre deux satellites, aux communications acoustiques dans l'air et/ou dans l'eau, à la réalisation de réseaux locaux d'ordínsteurs, aux sonars, aux radars.

L'invention est particulièrement bien adaptée aux émissions radiophoniques haute fidélité ainsi qu'à la télévision à haute définition (HDTV en terminologie anglo-saxonne), et/ou A la télévision numérique.

Claims (20)

REVENDICATIONS

1. Procédé d'émission d'ondes modulées utilisant simultanément une pluralité de fréquences, caractérisé par le fait qu'll comporte des étapes successlves d'émission de symboles pendant une durée T + A T deux fréquences d'émission étant distantes de 1/T, T étant l'intervalle utile d'émission et A T étant l'intervalle de transition que l'on émet des signaux de synchronisation permettant å la réception l'échantillonnage du signal pendant des intervalles utiles d'émission de durée T de façon à rendre orthogonaux des canaux correspondant aux diverses fréquences.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que A T > 0.

3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que T est grand par rapport à à # T.

4. Procédé selon la revendication i ,2 ou 3, caractérisé par le fait que la première fréquence utillsée fo est égale à k/2T, k étant un entier positif ou nul.

5. Procédé selon la revendication 1,2,3 ou 4, caractérisé par le fait que pendant les intervalles de transition on arrête l'émission.

6. Procédé selon la revendication 1,2,3 ou 4, caractérisé par le fait qu'il comporte une étape

- de détermination des motifs pour l'intervalle utile d'émission de durée T,

- d'émission du motif pendant un Intervalle d'émission de durée T et sa continuation cohérente durant l'intervalle de transition de durée T.

7. Procédé selon la revendication 1,2,3,4,5 ou 6, caractérisé par le fait que durant chaque intervalle utile d'émission de durée T on émet un symbole sur chaque fréquence.

8. Procédé selon la revendication 1,2,3,4,5,6 ou 7, caractérisé par le fait que durant chaque intervalle d'émission de durée T | + T on émet un couple (amplitude, phase) ou (partie réelle, partie imaginaire) sur chaque fréquence, le couple (amplitude, phase) ou (partie réelle, partie imaginaire) étant équivalent de façon bl-unlvoque å l'information à transmettre.

9. Emetteur caractérisé par le fait qu'il. permet la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.

10. Emetteur selon la revendication 9, caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif de modulation (90) permettant d'émettre durant un intervalle utile d'émission de durée T un symbole sur chaque fréquence utilisée.

11. Emetteur selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le dispositif de modulation (90) comporte N modulateurs (912.. 9N)2 N étant le nombre de fréquences utilisées; les sorties des N modulateurs étant reliées aux entrées d'un dispositif de sommation (76).

12. Emetteur selon la revendication 11, caractérisé par le fait que le dispositif de sommation comporte un arbre de distribution symétrique (760).

13. Emetteur selon la revendication 9 ou 10, caractérisé par le fait que le dispositif de modulation (90) comporte un dispositif (190) de calcul de la Transformée de

Fourier inverse.

14. Emetteur selon la revendication 13, caractérisé par le fait que le dispositif de calcul de la Transformée de

Fourier inverse est un circuit numérique de calcul de la

Transformée de Fourier rapide (FFT).

15. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13 ou 14, caractérisé par le fait que l'un des canaux de transmission est centré sur la porteuse de fréquence nulle.

16. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13 ou 14, caractérisé par le fait que le dispositif de modulation (90) travaille en fréquence intermédiaire.

17. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13 ou 14, caractérisé par le fait que le dispositif de modulation (90) est un dispositif numérique de modulation sur porteuse.

18. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13,14,15 ou 16, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens de génération, sur au moins certaines des fréquences utilisées, de signaux d'étalonnage de l'amplitude A et/ou de la phase rg.

19. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13,14,15,16,17 ou 18, caractérisé par le fait que ledit émetteur est un émetteur d'émission de télévision.

20. Emetteur selon la revendication 10,11,12,13,14,15,16,17,18 ou 19, caractérisé par le fait que ledit émetteur est un émetteur d'émission de radio.