JPS61117936A - デ−タ信号受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は良品質回線を確保して１対１または１対ｎ（ｎ
は２以上の整数）の局間でディジタルデータ伝送を行う
場合のデータ受信方法に関するもので、受信側で偏波面
入射角またはスペースダイパーシティおよびその両用（
これを偏波面・スペースダイバーシティという）の受信
方式を用い、その各受信系をビット単位にへの検出を行
い、良好な犬のチャネールを選択できるようＫしたもの
で、いかなる変復調方式にも採用可能である。

（従来の技術） 従来は１対１または１対ｎの１つの固定送信局と任意数
の受信局間のデータ伝送において、特に短波（ＨＦ）回
線を利用し運用周波数を多数確保してその複数波を送信
する場合に１その受信側では常時モニタ受信を行って手
動または自動操作によって、時間と地理的位置によって
異なる最適周波数を選択するという周波数ダイパーシテ
ィ受信方式を用いるとか、または送信側で送信電力を増
強して受信電界のへを確保する方法が用いられている。

しかしこのような方法では運用（搬送）周波数の確保が
難しく、受信設備が複雑であることおよび経済上の負担
が大きいなどの理由から最適なシステムの構成が困藏で
あった。また送信電力の増強にも限度があるばかりでな
く、その効果も多くは期待できず、アンテナ建設費も莫
大（なるという制約がある。すなわちたとえば固定局よ
りの放送に対し広い地域内を移動する複数移動局が連続
して良品質データを確保することが困難で、時々刻々変
化する受信電界に対し効果的な受信方法は見出されなか
った。

（発明の具体的な目的） 本発明では受信側の移動局が地理的（どのように散在し
ていても、複数波中の最適１波を選択しテ［波面入射角
・スペースダイバーンティの受信方式で常にビット単位
に＼を比較してデータを受信することができ、かつ良好
な受信チャネルｆｌｌＫビット同期追従ができるので、
ＨＦ回線で発生するフェ＝ジング、マルチパス等の雑音
障害の防止に有効であってその雑音発生が短時間のもの
でも対応できること、またいかなる変復調の方式のもの
にも対応できること、ビット誤り率の改善および同期補
正に効果があること、特に広い地域の複数移動局に対し
て連続して良品質回線を確保してデータ受信が行われる
ことを目的としている。

（発明の構成と作用） 第１図は一般の通信系統図の２つの例を示すもので、図
中の（１）は固定局ＡＯより複数の移動局ＡＩ　＋に２
ｒ　Ａ３　＋・・・・・・ＡｎＶＣ対し割当てられた複
数の運用周波数ｆ＋　＋　ｆｚ　＋・・・・・・ｆｎで
ディジタルデータを一斉に同時発射し、移動局は最適周
波数を選択して受信するという放送形式の系統図である
。また（２）は１対１０２局間の全２重または半２重の
通信系統図で、使用周波数はｆ□とｆｎの場合を示した
。本発明のデータ受信方法はこの（１）と（２）のいず
れにも採用可能である。

第２図は第１図（１）の固定局Ａ、の構成例図である。

図中２１は送信端末でたとえばコンピュータ、テレタイ
プライタ等の端末が使用され、２進符号のディジタル信
号が変調器（ＭＯＤ）２２に出力される。

この変調器２２はディジタル符号入力を無線回線で伝送
するための変調器で、特に短波回線のような電離層伝搬
による遠距離のデータ伝送では、伝送帯域内に複数のサ
ブチャネルを配列した周波数分割多重（ＦＤＭ　：　Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｔｔｉｐｔ
ｅｘ　）　ＫよるＰＳＫ　（位相偏移キーイング）また
はＦＳＸ　（周波数偏移キーイング）変調方式が使用で
きる。また短波回線ではサブチャネル当りのシンボルレ
ートは１００〜１５０８ＰＳが限度であり、また同じ回
線品質を想定した場合伝送容量を考瀘するとＰＳＫ変調
方式が有利であるが、本発明はＰＳＫとＦＳＫのいずれ
を用いたグイバー７テイ受信方式にも使用可能であって
両方式について説明する。ただし変調方式の詳細は後に
説明する。第２図中の２３は同一データを同時に複数の
無線周波で送信するための分配器で、ＭＯＤ２２からの
ＰＳＫまたはＦＳＫアナログ変調信号をＴＸ１〜ＴＸｎ
の各送信機に分配する。

ＴＸ＋〜ＴＸｎはそれぞれｆ、〜ｆｎの１波にセットさ
れた送信機である。なお送信機毎の送信アンテナにはコ
ニカル、インバーテツドコーン、回転ログベリアンテナ
などが使用される。（受信局ＡＩ　−Ａｎはたとえば船
舶、航空機、陸上の列車、車輌なども対象となる。） 第３図は第１図中の移動局ＡＩ−Ａｎそれぞれの受信装
置の構成図である。たソし受信装置の詳細については第
８図によって後に説明する。第３因においてＲＸ、　、
　ＲＸ２は受信機で、通常は２台の受信機を用い、それ
ぞれの入力を供給するアンテナをある間隔だけ離して設
け、入力電波の伝搬経路と入射偏波面の相異を利用した
スペースと偏波面入射角による２系統ダイパ一／テイ受
信方式を採用する。３１と３２は復調器で、それぞれ受
信機ＲＸ、　。

ＲＸ２よりの低周波信号出力を２進のディジタル信号に
変換出力する。本発明ではＰＳＫまたはＦＳＫの復調器
が使用されるが、ここではＰＳＫ復調の場合を説明する
。さてこのように２系統の受信人力に対する各復調器の
出力は常時その系統のへ（信号対雑音比）が測定され、
ビット単位Ｋ　Ｓ、６の良い方が選択される。すなわち
３５はビット単位の％を比較するん比較器で、データ受
信中は常時両系統の復調出力のへを比較し、その結果制
の良好な系のデータ出力のみを切替器３４を制御して送
出し、受信端末３６（たとえばパンチャ、タイプライタ
、コンピュータ等）へ送り込む。

第４図はＨＦ回線に使用される変調信号のスペクトラム
であって、伝送帯域Δｆ（たとえば３敗）内Ｋ　ｆｌｏ
　＋　ｉｎ　＋　ｆｌｚ　＋　＝−ｆｎ−１＋　ｆｎの
複数サブチャネルを周波数軸上に配列し、サブチャネル
別に同一または異なるデータによるＰＳＫまたはＦＳＫ
の変調波を作り出す。これらの変調波の構成と受信復調
の方法を次に説明する。

（１）　ＰＳＫ変調の場合（第５図〜第１１図）第５図
はこのサブチャネル中の１チャネルの２相ＰＳＫ変調信
号波作成のタイムチャートを示すもので、番号＋１１は
搬送波、（２）は送信の際に送信端末より出力されるデ
ィジタル符号で、この例はｏｉｏｉｔｏ・・・・・・　
という２連符号とする。この変調では（２）が前と同じ
符号が続く（たとえば１１　または００　）場合には、
（３）に示すように符号の変り目で搬送波の位相は変化
しないが、前ビットと符号が異る（Ｏ→１または１→０
）場合には、位相がπラジアンだけ進んだり遅れたりす
る。（３）の波形中Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｅの各点では位相がπ
ラジア／変化し、Ｄ点では位相変化はない。

第６図は受信側の復調（検波）器の位相変化θ対電圧出
力Ｖ％性で、このような特性によって１゜０のディジタ
ル信号（２）を検出することができる。

第７図は４相ＰＳＫ変調回路の構成例図で、２相ＰＳＫ
の場合の変調入力符号の変化に対する位相変化は０とπ
であるが、４相ＰＳＫではり刻みで位相が変化する。図
中の７１は搬送波の発振器、７２は信号の２方向分配器
、７３はレベル調整用の減衰器で、その出力Ｌ＋は第７
図（２）のベクトルＬ＋となる。７５はπ／２だけ位相
を遅らせるためのπ／２移相器で、その出力Ｌ２は第７
図（２）のベクトルＬ２で表わされ、ＬＬとＬ２は位相
が５だけ異なっている。７４と７５は位相変調器で、端
末装置からのディジタル信号ＡとＢＫそれぞれ応じて−
Ａ５．Ａで説明した０、πの位相変化を行う。この７４
　、７５それぞれの２相ＰＳＫ波出力を混合器７７で合
成すると、４相ＰＳＫ波が得られることは以下（説明す
るが、４相ＰＳＫはこのように１つのサブチャネルにＡ
、Ｂ各１チャネルずつのディジタル信号による変調を行
うことができるので、２相ＰＳＫの２倍の伝送容量を持
つこと罠なる。このためＦＤＭ（周波数分割多重）方式
の４相ＰＳＫでは１チャネル当りのンンボルレートが７
５ＢＰＳで、たとえばサブチャネル数を１６とすれば伝
送速度は７５Ｘ２Ｘ１６＝２４００　ＢＰＳとなる。

ここで４相ＰＳＫの変調信号が混合器７７で発生するこ
とを第７図（３）〜（６）によって説明する。たとえば
７４と７６への変調入力信号を次のように仮定すると Ａチャネル　　０１０１・・・・・・・・Ｂチャネル　
　００１１・・・・・・・・・・・・Ａ、Ｂが＃に′０
＃の場合にはＡチャネルの（調波ベクトルをＯＰ１％　
　Ｂチャネルの変調波ベクトルをＯＰ、とじてこれを合
成すると４７図（３）のＯＰｏ＋　のようＫなる。次Ｖ
ｃＡがＩＸＢがＯの場合にはＡチャネルだけ０→１の変
化があったので、Ｐｌのみがπだけ位相が進み合成ベク
トルは第７図（４）のようＫＯＰＯ２となる。第７図（
５）はＡが０、Ｂが１の場合でＰＬは（３）と同じでＰ
２のみ位相がπだけ進むから合成変調波ベクトルは０Ｐ
Ｏ３となる。同様に第７図（６）けＡ、Ｂ共に１”の場
合で（５）Ｋ比べてＰＩのみさらに位相がπだけ進むか
ら合成変調波ベクトルはＯＰＯ４となる。このようにサ
ブチャネルの１チャネル当り第７図（１）のような回路
を用いて４相ＰＳＫ波を作り、これをサブチャネルの数
だけ設備すればＨＦ回線用の高速の変調器が得られる。

次に４相ＰＳＫ波に対する受信側回路について説・明す
る。ｚ８図はＦＤＭの４相ＰＳＫ波を２受信系によるダ
イパーシティ方式にて受信して端末装置へデータを出力
するまでの受信回路の構成例図である。図中のＰＸ＋と
Ｐ　Ｘ　２は各受信系の受信機、８１゜８２は分配器で
、各受信系について受信機よりの出力をサブチャネル別
に分配するための帯域フィルタ群を含んでいて、チャネ
ルは各受信系毎にＣＨＩ〜ＣＨｎ　、　ＣＨ２１〜ＣＨ
２ｎの復調回路より成るものとする。以下（はこのサブ
チャネルの１つくついて説明する。なおＣＨＩにおいて
８５〜８９および８１０ｔ−含む部分は入力データの遅
延検波回路を形成する回路である。

いま４相ＰＳＫ波のサブチャネル１チャネルのＰＳＫ波
を Ｅ　＝　Ａｅｏｓ　（＠ｔ　＋　９）ｉ　）　　　　　
−−−−・−（１−１）とする。４相の場合には ψ１＝ｚｎｉ＋ψｏ　　　　　　　　−−（１２）とな
る。ただしｎｉは２系統Ａ、８両チャネルの変調用ＰＣ
Ｍ符号のｉ番目の符号２つの組合わせＫよって決まる４
値符号すなわちｎ１＝Ｇ、１，２．３である。従って（
１−２）式におけるψｉ−＋はψ１−ｒ＝２ｎｉ−＋＋
ψ０　　　　　　・・・・・・・・・（１−３）そこで
ＰＳＫ波Ｅおよび１符号（ビット）分遅延されたＰＳＫ
波（Ｅ、１とする）は Ｅ＝Ａｃｏｓ（ωｔ＋７ｎｉ＋ψｏ）　　　−−−（１
４）”ｄ　＝Ａｄ　ｃｏｓ　（Ｃｍ　ｔ　＋　２　ｎ　
ｉ−１＋９）ｏ　）　””叩’　（１５）のようになる
。（１−ｓ）のＥｄは第８図の遅延回路８７の出力に当
り、遅延量で＝Ｔ（Ｔは１ビツトの時間）となり１ビ、
部分である。さらＫＥを２分し一方の位相を４遅らせる
とその出力Ｅ、は次式で表わされ（°、’　ｃｏｓ　（
θ−タ）＝ｓｉｎθ）ｇｐ＝Ａｓｉｎ（ωｔ＋−２ｎｉ
＋９）ｏ）　　　−・−（１−６）第８図のり移相器８
５の出力の波形がこの式で表わされる。またＥ、１の波
形を一移相器８８で４遅らせるとその出力Ｅ／ｄは次式
で表わされる。

Ｅ′ｄ＝Ａｄｃｏｇ　（ωｔ＋７ｎｉ−１＋ψｏ　　＜
）　　（１−７）次Ｋ　Ｅ′ｄを２分しそのそれぞれと
ＥおよびＥｐとを８９と８１０の乗積回路に入力させて
それぞれ直流分を取り出すが、８９と８１０の出力Ｒ１
とＲ２け次のようになる。

Ｒ＋＝醪皿５ｉｎ（（ｎｉ−ｎｉｌ）＋　ｌ　　（１−
８）Ｒ，＝配亙ｃｏｓ（ｉ（ｎ１ｎ１−１）＋−ｉ１　
　（１９）ここでｎ　ｉ　＋　１およびｎｉは４進数（
０，１，２，３）であるからｎｌ−ｎｉ−１は−３，−
２，−１，０，１゜２．３の値をとる。８６はレベル調
整用の減衰器で、４移相器８５と同一の減衰量を持って
いる。これらＫよる位相ｎｉ、　ｎｌ−１の各値罠対す
るＲ１　＋　Ｒ２を計算すると次の表のようＫなる。た
だしＡ　傾、、Ｌ／、　＝ｆとする。（１−８）　、　
（１−９）は遅延検波の場合の位相と検波出力を表わす
ものである。

さてｎｉ　　ｎｌ−１は４進故で前記のような値をとる
から、−３，−２，−１はそれぞれ括弧内に示した１、
２．３のように読み替えることができる。

またＲ１＋　Ｒ２が−１のときば１、ｌのときはＯと読
み替えればＲ１＋　Ｒ２は０．１の２進符号で表わした
形となり、８９　、８１０の出力として遅延検波後の出
力が得られる。

８９　、８１０以後の回路は遅延検波出方を符号処理す
る部分であって、８１１　、８１４は直流増幅器、８１
２　、８１５は積分器、８１３　、８１６はサンプリン
グ回路、８１７け前記Ｒ，、Ｒ２２系統によるサンプリ
ング回路出力を切替えて１つの連続信号として出力する
ための切替回路ｌである。

第９図は８１１〜８１７の回路の各部波形図で、図中の
＋１１と（２）は２つの受信系のＲＸＩとＲＸ２で同時
にそれぞれ受信したサブチャネルの１つの８９に相当す
る乗積回路の出力波形を示し、１ビ、ト長をＴとすれば
サブチャネル当りのシンボルレートが７５ＢＰＳの場合
Ｔ＝″／Ｉ５　ユ１３．３　ｍｓとなる。（３）はＲＸ
　１Ｏ積分器８１２の出力波形、（４）は８１８０＼回
路で、８９よりのＲ＋と８１ＯよりのＲ２のたとえばＳ
＋Ｎを比較し、レベルの高い％信号を取出し、積分回路
８１９で積分した後の波形である。また＋７１　、　＋
８１はＲＸ２系の同じ積分器８１２　、８１９の出力波
形で弗る。この積分時間および（３）の積分結果よりデ
ータの１．０をサンプルトリガするクロ、りＫついては
ＲＸＩ。

ＲＸ２の受信系毎にビット単位に同期がとれていること
が本発明の重要事項である。すなわち（５）はクロック
（ＣＫと略記）１のクエンパルスで、１ビット当りの積
分時間を決定し、（６）はＣＫ２のサンプルパルスで、
１ビット毎Ｋｌ、ＯまたはＳ／Ｎを判定する。なおＲＸ
ｚ系ではＣＫＩ　ｄ　ＣＫ２１　、　ＣＫ２はＣＫ２２
に相当する。

受信系のへ判定はサブチャネルが１つの場合には％判定
に用いたチャネルと信号チャネルとは一致するか、サブ
チャネルが複数の場合にはその１チャネルを＼判定に選
んで全体の％を判定し、ダイパー・イティの信号選択切
替を行う。第８図の例ではＣＨＩとＣＨ２１すなわち受
信系毎［１サブチャネルを用いて％判定を行っている。

（９）は８１７の切替回路１から取出されたＲ１系すな
わち８１１−８１２−８１３系のサンプル信号波形で、
切替回路８１７はＲ１系とＲ２系のサンプル信号を交互
に切替出方することになる。（９）の波形を微分回路８
２１　Ｖｃ入カするとその出力はα・に示すような変換
点パルス１となる。

この変換点パルスＩＫよって水晶発振器８２６゜分周器
８２７．タイミング発生回路８２８を動作させ、り０７
りＣＫＩ　、　ＣＫ２　、　ＣＫ２１　、ＣＫ２２　ｆ
）！イミｙｆを作り出す。すなわち受信した検波出力デ
ィジタル信号よりビットの変換点を抽出し、第９図（５
）。

（６）のクエンチパルスＣＫＩとサンプリングパルスＣ
Ｋ２Ｏ位相補正を常時ＲＸ＋　、　Ｒ）ｈの受信系毎に
実施するもので、第８図のＣＫＩ　、　ＣＫ２　、　Ｃ
Ｋ２１　、　ＣＫ２２がこれに相当する。ＲＸＩとＲＸ
、のどちらのビットを採用するかは両受信系の％比較回
路８３０で判定し、その結果の切替選択信号にてビット
毎に切替回路８３１を動作させ、どちらかの受信系の信
号を出力させる。これらをさらに詳しく次に説明する。

第９図の（４）と（８）で示した各受信系のへ積分出力
よりサングリノブクロ、りのタイミングでレベルをサン
プリング回路（第８図の８２０）より出力させ、％比較
回路８３０で比較判定し、その良好な方の受信系の出力
を切替器８３１よりの出力とするための切替信号を切替
器８３１　Ｋ送る。また微分回路（８２１）よりの変換
点パルスによるクロック系の位相修正も、ビット毎に韻
の良好な系によってビット同期が行われるように、切替
回路８２９　において％良好な系の信号（８３０の出力
）Ｋよって行われる。

通常４相ＰＳＫ波の％判定を行う場合には、第７図の（
３）〜（６）Ｋ示したように符号によって信号のベクト
ルが０ＰｏＩ＋　０Ｐｏｚ　ｔ　０Ｐｏｓ　＋　０Ｐｏ
ａ　のように異るので、％が良い場合には少くとも第１
０図に示すように、各ＯＰベクトルの周辺破線の範囲内
が信号成分のベクトルと考え、それ以外は混信または外
来雑音による雑音成分である。すなわちＲ，、Ｒ２それ
ぞれの系の遅延検波出力を第６図のような位相角対電圧
特性を用いて、へ回路８１８において信号成分と雑音成
分の差を％成分として取出し、これを積分器８１９で１
ビツトずつ積分し前記第９図の＋４１　、　（８）のよ
うなへ信号の積分出方が得られる。

８３と８４は受信系ＲＸ、、ＲＸ２それぞれの受信した
各サブチャネル信号を１ビツトずつ並列に人力し、文字
同期、誤り訂正処理などを行う符号処理回路であって、
この出力は切替器Ｂ　８３１　Ｋ人力し、前記比較回路
８３０よりの％判定信号によって常にビット電位のダイ
パー７テイ処理によるディジタル信号を出力させること
ができる。

（２）　ＦＳＸ変調の場合（第１１図、第１２図）第１
１図はＦＳＫ変調波の１チャネル当りの信号スペクトラ
ムで、縦軸はレベルの高さを表わし、ｆＯｌｍはマーク
周波数、ｆｏｒＢはスペース周波数である。人力される
２進ディンタル信号によって変調器はマーク、スペース
の周波に切替えて変調信号を作り出す。ｆＯＩ＃′ｉｆ
０１ｍと１０，３の中心周波数である。受信側の預が悪
化すればｆＯ１ｙｙＩ＆ｆＯ１３共通の雑音領域ｔｃ６
るｆａｔ成分が増加し、スペクトラムは第１１図の（１
）から（２）のように変化する。従って受信側では譜の
判定ＶＣｆａｘｍとｆ。、３の成分（Ｓ）とｆｏｓ成分
（Ｎ）の差をへとして用いる。

第１２図はＦＳＸ変調波の受信側装置の構成何回で、Ｐ
ＳＫの場合の第８図に対応するものである。図中のＲＸ
Ｉ　＋　ＲＸｚおよびそｎぞれのアンテナは第８図と同
様の２つの受信系を構成している。１２１゜１２２は各
受信系にて受信復調されたサブチャネル信号をチャネル
別に分配する分配器で、チャネル別帯域フィルタで構成
される。この出力はＲＸ＋Ｘｔ系ではＣＨＩからＣＨｎ
までのサブチャネル、　　ＲＸ２受信系ではＣＨ２１か
らＣＨ２ｎまでのサブチャネルにそれぞれ分けられるが
、まずそのうちのチャネルＣＨＩ　Ｋついて説明する。

１２５　ｕ共通増幅器、１２６゜１２７　、１２８はそ
れぞれマーク周波数、中心周波数。

スペース周波数を取シ出す帯域フィルタである。

通常３　ｋＨｚ帯域の中に１６チャネル程度のＦＳＸサ
ブチャネルを配列する場合には、−例として中心周波数
をｆｏとしてｆｏを中心に±４５．５Ｈｚのソフト幅で
約１１０Ｈｚ間隔にて第４図のようなサブチャネル配列
を行うので、これらの帯域フィルタの帯域幅Δｆは約±
１０Ｈｚ　穫度にとる。　１２９　、１３０　、１３１
は増幅器、１３２　、１３３　、１３４はダイオード検
波器で、ここで入力は直流成分に変換され、それぞれマ
ーク信号、中心周波数成分、スペース信号の検波出力が
得られる。１３５は差動増幅器で、マーク、スペース信
号成分を取り出すと増幅器１３８を経て積分器１３９に
送られ、ここで信号成分を１ビツトずつ積分する。１４
０はサンプリング回路１で、積分器１３９から信号を取
り出す役目をもっている。また１３６はマーク、スペー
ス両信号の加算器で、この加算器出力（信号成分）と中
心周波数の検波出力（雑音成分）との差を加算器１３７
でとり、これを預信号成分として増幅器１４１にて増幅
後、積分器１４２にて１ビ、トずつのＳ／Ｎ信号を積分
し、１４３のす／プリング回路２によってへ成分を取り
出す。

１４５は比較回路で、１４３ヨリｏＲｘｔ受信系の（Ｃ
ＨＩの）Ｓ／Ｎ成分と、ＲＸ、受信系Ｏ（タ、！：　、
ｔハｃＨ２１ｏ　）＼成分を比較し、良い方の受信系を
選択する。その結果によって１４７の切替器２が鏑の良
い方の受信系の信号を出力信号として出力させることは
第８図の場合と同様である。

このようＫ　ＦＳＸ変調の場合もダイオード検波後の符
号処理はＰＳＫ変調の場合と同様で、第９図のタイムチ
ャートと全く同じタイミングとなる。すなわちクロ、り
ＣＫＩ　、　ＣＫ２１のクエンチパルス、ＣＫ２　、　
ＣＫ２２のサンプリング回路用の位相タイミングは第９
図のタイムチャートの＋５１　、　＋６１と同じである
。サンプリング回路１４３の出力を微分回路１４４に入
力させ、その出力である変換点パルス１は切替回路１５
１に送られる。１４８は水晶発振器、１４９は分周器、
１５０けタイミング発生回路でこれらの動作は８８図の
場合と全く同じである。切替回路１５１はビット単位に
％の良好な受信系のタイミングに切替えるためＫあるこ
とも同様である。また１２３と１２４はそれぞれ”Ｘｔ
　＋　ＲＸ２の受信系の各サブチャネルのサンプリング
出力を並列罠入力させ、これを並直列変換や誤り訂正な
どの符号処理を行うための符号処理回路で、各サブチャ
ネルの符号は１ビツトずつが切替回路１４７　Ｋ送られ
、ここで選択されれば受信端末装置へ送出される。

第１３図は本発明を実施した場合のデータ送受信のタイ
ムチャートで、特に放送形式の場合を示し、＋１１　、
　＋２１は送信側、（３）は受信側である。（１）は送
信機のオンエア（ＯＮ−ＡＩＲ）の状態を示し、（２）
社送信データである。すなわち送信開始時には同期信号
（ＳＹＮＣ）を送信するが、この同期信号は２ｎ−１（
ｎ　＃′ｉ１以上の整数）個よりなるＭ系列コードより
なり、これに続いてデータ（ＤＡＴＡ）を送信する。

データの終了時には終了コード（ＥＮＤ）を送信するが
、これもＭ系列コードにて構成される。（３）は受信デ
ータ出力を示しているが、たとえば受信途中の１．２．
・・・・・・１１のうち１はＲＸ、、２はＲＸ２．３．
４はＲＸ、の各受信系より受信したデータというように
１　ビット単位ＫＳ／Ｎ選択により出力されたものであ
る。このように偏波面・スペースダイバーンティ受信方
式により得られたサブチャネル中の１チャネルの受信デ
ータを用い、そのビット単位にてへを判定し、２系統の
受信出力中への良い方を選択出力させる本発明方式は良
好な通信品質を常に保つことが出来る。

（発明の効果） 本発明によれば特に移動速度の早い航空機あるいは遠距
離に散在する船舶を含む移動体が固定局よりの一方的に
連続して複数の周波数で送信されるデータを受信する際
に最小の受信設備で良品質の無線伝送回線を構成するこ
とが可能であシ、また従来より時々刻々通信状態が変化
し連続して良好な受信が困難であった無線回線の受信品
質を大幅に改善すること、送受信設備を簡単にすること
。

伝送効率を改善し九こと等は本発明の著しい効果である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施した通信系統図、第２図は第１図
中の固定局の送信系構成側口、第３図は移動局のダイパ
ーシティ受信装置の構成側概要図、第４図はＨＦ回線に
用いられている変調信号スペクトラムの一例図、第５図
は第４図に示すサブチャネル中の１チャネルの２相ＰＳ
Ｋ変調信号波作成のタイムチャート、第６図はＰＳＫ復
調器の位相変化と出力電圧の関係図、第７図は４相ＰＳ
Ｋ変調波作成回路の構成例図とＰＳＫ信号発生の符号と
変調ベクトルの関係図、第８図は第３図の受信装置のさ
らに詳細な回路構成側口、第９図は第８図の一部の各部
分の波形図、第１０図は４相ＰＳＫ波の信号成分と雑音
成分の比較を示す図、第１１図はＦＳＸ変調波の信号ス
ペクトラムの２例図、第１２図はＦＳＸ変調波の受信側
装置の構成例図、第１３図は本発明を実施したデータ送
受信のタイムチャートである。 ＡＯ・・・固定局、Ａｌ〜Ａｎ・・・移動局、ｆｌ〜ｆ
ｎ・・・送信周波数、Δｆ・・・占有帯域幅、ｆｌｏ−
ｆｌｎ・・・サブ周波数、θ・・・位相、ＲＸ・・・受
信機、ＴＸ・・・送信機、２１・・・送信端末、２２・
・・変調器、２３・・・分配器、３３　、３４・・・復
調器、３５・・・＼比較器、３６・・・開閉回路、３７
・・・制御回路、３８・・・受信端末、７１・・・搬送
波発振器、７２・・・分配器、７３・・・減衰器、７４
．７６・・・変調器、７５・・・り移相器、７７・・・
混合器、８１．８２・・・分配器、８３　、８４・・・
符号処理器、８５・・・４移相器、８６・・・減衰器、
８７・・・遅延回路、８８・・・−移相器、８９　、８
１０・・・乗積回路、８１１　、８１４・・・直流増幅
器、８１２　、８１５　。 ８１９・・・積分器、８１３　、８１６　、８２０・・
・サンプリング回路、８１７・・・切替器、８１８・・
・％合成器、８２１・・・微分器、８２６・・・水晶発
振器、８２７・・・分周器、８２８・・・タイミング発
生回路、８２９・・・切替器、８３０・・・預切替器、
８３１・・・切替器、８３２・・・受信制御部、１２１
　、１２２・・・分配器、１２３　、１２４・・・符号
処理器、１２５　、１２９　、１３０　、１３１　、１
゜３８　、１４１・・・増幅器、１２６　、１２７　、
１２８・・・帯域Ｐ波器、１３２　、１３３　。 １３４・・・ダイオード検波器、１３５・・・差動増幅
器、１３６　、１３７・・・加算器、１３９　、１４２
・・・積分器、１４ｏ。 １４３・・・サンプル回路、１４４，１４６・・・微分
回路、１４５・・・比較回路、１４８・・・水晶発振器
、１４９・・・分周器、１５０・・・タイミング発生回
路、１５１・・・切替器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 固定送信局と任意数の受信局間で放送形式のディジタル
   データ伝送を行い、固定送信局側より送信波の伝送帯域
   内に複数のサブチャネルを配列してサブチャネル毎にデ
   ィジタルデータによつて変調された信号を送出する場合
   に、各受信局は偏波面入射角・スペースダイバーシティ
   による２組のアンテナと受信部を設けた２系統受信方式
   にて受信し、各受信系にてサブチャネル毎に復調検波す
   ると共に各受信系は前記複数サブチャネル中の１チャネ
   ルについてその検波出力をビット単位にＳ／Ｎ信号とし
   て取り出し、両受信系のＳ／Ｎ信号を常時比較判定して
   ビット単位にＳ／Ｎの良好な方の受信系のみを選択しな
   がら受信すると同時に、前記判定出力によりデータビッ
   ト抽出のタイミングクロックとＳ／Ｎ判定抽出クロック
   とを同期させてデータおよびＳ／Ｎ情報を抽出し、１つ
   のタイミング回路で受信のビット同期抽出をＳ／Ｎの良
   い方の位相タイミングに補正しながら受信させることを
   特徴とするデータ信号受信方法。