KR19980033375A

KR19980033375A - 직교 주파수 분할 다중화 방식을 사용하는 수신기에서의 타이밍동기화

Info

Publication number: KR19980033375A
Application number: KR1019970057007A
Authority: KR
Inventors: 데이비스데이빗후; 클레이돈안토니피터존; 파커조나단
Original assignee: 데니스피셸; 디스커비젼어소우쉬에이트
Priority date: 1996-10-31
Filing date: 1997-10-31
Publication date: 1998-07-25
Also published as: DE69703016T2; SG55399A1; CN1181673A; EP0840485A3; GB2318953A; AR008906A1; EP0840485A2; IL122020A0; GB9720550D0; AU3991697A; ATE196218T1; AR008910A1; CA2199111A1; DE69703016D1; AU737361B2; GB9622728D0; IL122020A; JP4142758B2; EP0840485B1; JPH10150428A

Abstract

코딩된 직교 주파수 분할 다중화 신호로 수신된 데이터 부호의 보호 간격의 경계를 결정하기 위한 방법 및 장치가 개시되어 있다. 데이터 부호의 활성 구간(active interval)의 간격 만큼 이격된 시간적인 샘플은 쌍으로 연관되어 있으며, 차이 신호가 얻어진다. 차이 신호의 제1 비교 블록의 산포도(dispersion)가 결정되고, 차이 신호의 제2 비교 블록의 산포도와 비교되는데, 제2 비교 블록은 제1 비교 블록으로부터 n 샘플 만큼 이격되어 있다. 두 개의 블록의 산포도를 추정하기 위해서 F 율(ratio)이 계산된다. F 율은 연속하는 비교 블록에서 반복 계산되고, F 율을 나타내는 신호에 대하여 첨두(peak) 검출을 수행한다. 첨두는 부호의 보호 구간의 경계를 나타낸다. 상기 정보는 후속 신호의 재생용 FFT 창을 동기화하는데 사용된다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 방식을 사용하는 수신기에서의 타이밍 동기화

본 발명은 다중 피변조파 변조 방식을 사용한 전자기 신호 수신기에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(orthognal frequency division multiplexing)을 사용하는 수신기 내에서 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform)을 계산하는데 필요한 시간 간격의 동기화에 관한 것이다.

부호화 직교 주파수 분할 다중화 방식 (CDFDM)은 제한된 대역폭을 효율적으로 사용해야 하며 몇가지 효과의 측면에서 안정적인 전송 방식을 필요로 하는 디지탈 오디오 방송 및 디지탈 비디오 방송에 사용하기 위해 제안되었다. 예를 들면, 전형적인 채널의 임펄스 응답(impulse response)은 서로 다른 시간 지연을 갖는 복수의 디랙 함수(Drac pulses)의 합으로써 모델링될 수 있다. 각각의 펄스는 곱셈 인자의 영향을 받기 쉬우며, 진폭은 일반적으로 레일리 법칙(Rayleigh law)을 따른다. 이러한 펄스열은 수 마이크로초(microseconds)동안 계속될 수 있으며 높은 비트율에서 인코딩되지 않은 전송을 불안정하게 만든다. 높은 데이타 전송율의 디지탈 기반(terrestrial)에서의 주요한 문제점에는 불규칙 잡음(random noise), 충격 잡음(impulse noise), 및 페이딩(fading) 뿐만 아니라, 다중 경로 전달 및 인접한 주파수가 높은 상관성을 갖고 변화하는 인접 채널 간섭이 포함된다. COFDM은 특히 상술한 응용 분야에 적합하다. 실제적인 COFDM 배치에서는 비교적 적은 양의 데이터가 주파수 상에서 서로 인접한 다수의 피변조파 각각에 변조된다. 데이터 부호의 간격은 피변조파 또는 부채널의 수와 같은 비율로 증가되어 부호간 간섭을 현저하게 감소시킨다.

COFDM에 따른 다중화 방식은 도 1 및 도 2에 도시되어 있으며, 상기 도면에서 단일 COFDM 피변조파 또는 부채널의 스펙트럼은 곡선(2)로 표시되어 있다. 피변조파 주파수의 1세트가 도 2에 중복되어 도시되어 있으며, 직교 조건을 만족하고 있다. 일반적으로 두 개의 실수 함수는 다음 조건이 만족되면 직교이며,

여기서 K는 상수이고, p ≠ q이면 K = 0이며, p = q이면 K ≠ 0이다. COFDM에 따른 신호의 실제적인 인코딩 및 디코딩은 다음 식에서 알 수 있는 바와 같이 고속 푸리에 변환에 크게 의존한다.

피변조파 c의 신호는 다음 식에 의해 주어지며,

s_c(t)=A_c(t)e^j[ct+c(t)]

여기서 A_c는 t시간에서의 데이터이고, ω_c는 피변조파의 주파수이며, φ_c는 위상이다. COFDM 신호에서의 N개의 피변조파는 다음 식에 의해서 주어진다.

ω_n= ω₀+ nΔω

단일 부호의 주기 동안에 샘플링을 수행하면 다음 식과 같이 된다.

φ_c(t) = φ_n

A_c(t) = A_n

샘플링 주기를 1/T라 했을 때 구해지는 신호는 다음 식과 같다.

τ = NT의 단일 데이타 부호의 주기로 샘플링을 하고 ω₀= 0이라 하면 다음 식과 같이 되며,

다음의 역 이산 푸리에 변환의 일반적인 형태와 비교될 수 있다.

윗 식에서, A_ne^jφ _n은 샘플링된 주파수 영역에서의 입력 신호이고, s_s(kT)는 시간 영역에서 표현한 것이다. FFT의 크기를 증가시키면 부호의 간격이 길어지고 보호 간격의 길이를 초과하는 에코와 관련하여 시스템의 러기드니스(ruggedness)를 향상시킨다. 그러나, Nlog₂N에 따라서 계산의 복잡성이 증가되고 실제 구현하는데 있어서 제한으로 작용한다.

전송 채널로 인한 부호간 간섭이 존재하면 부호간의 직교성은 유지되지 않는다. 이러한 문제점을 해결하기 위한 한가지 방안은 소정의 방출 에너지를 의도적으로 희생하여 각각의 부호를 시간 영역에서 채널 메모리 및 임의의 다중 경로 지연을 초과하는 간격만큼 앞서게 하는 것이다. 이처럼 선택된 보호 간격은 모든 부호간 간섭을 흡수할 수 있을 만큼 충분히 크고, 보호 간격 자체의 일부를 중복하여 각각의 부호를 앞서게 함으로서 달성된다. 중복은 전형적으로 부호의 말단 부분을 주기적으로 연장하는 것이다. 도 3을 참조하면 데이터 부호(4)는 활성 구간(6)을 구비하고, 활성 구간(6)은 부호 내에 전송되는 모든 데이터를 보유한다. 활성 구간(6)의 말단 부분(8)은 부호의 시작에서 보호 구간(10)으로 반복된다. COFDM 신호는 실선(12)으로 표시된다. 활성 구간(6)의 초기 부분을 부호의 말단에서 주기적으로 반복시키는 것이 가능하다.

COFDM 데이터는 도 4에 도시된 일반적인 방식에 따라 전송될 수 있다. 연속적인 데이터 스트림(stream) (14)은 직렬-병렬 변환기(18)에서 일련의 평행 스트림(16)으로 변환된다. 각각의 병렬 스트림(16)은 x 비트로 분류되어 복소수를 형성하는데, x는 관련 병렬 스트림의 신호 배치를 결정한다. 블록(20)에서 외부 코딩 및 인터리빙(interleaving)이 수행된 이후에 파일럿(pilot) 피변조파는 수신기에서의 동기화 및 채널 추정에 사용되기 위해서 신호 매퍼(mapper) (22)를 거쳐 삽입된다. 파일럿 피변조파는 통상 두가지 형태이다. 계속적인 파일럿 피변조파는 각각의 부호 내의 동일한 위치에서 동일한 위상 및 진폭으로 전송된다. 상기 파일럿 피변조파는 수신기 내에서 위상 잡음 소거, 자동 주파수 제어, 및 시간/샘플링 동기화를 수행하는데 사용된다. 산포도된 파일럿 피변조파는 부호 전체에 걸쳐서 분포되며, 그 위치는 통상적으로 부호에 따라 바뀐다. 파일럿 피변조파는 주로 채널 추정에 유용하다. 다음에 복소수는 블록(24)에서 역 고속 푸리에 변환에 의해 기저 대역으로 변조된다. 이어서 블록(26)에서 보호 구간이 삽입된다. 이산 부호는 이어서 블록(28)에서 아날로그로 변환되고, 통상적으로 저역 통과로 필터링되며, 무선 주파수로 상향 변환된다. 상기 신호는 이어서 채널(30)을 거쳐 전송되고 수신기(32)로 수신된다. 관련 분야에서 공지되어 있는 바와 같이, 수신기는 전송 과정을 역으로 수행하여 전송된 정보를 얻는다. 특히 신호를 복조하기 위해서 FFT가 사용된다.

COFDM을 응용한 최근 기술은 유럽 통신 표준(European Telecommunications Standard) DRAFT pr ETS 300 744 (1996년 3월)에 개시되어 있으며, 디지탈 기반 텔레비전의 프레이밍 구조, 채널 코딩, 및 변조 방식을 설명하고 있다. 상기 설명서는 기존의 아날로그 전송용 스펙트럼 할당에 디지탈 기반 텔레비전을 수용하도록 설계되어 있으나, 높은 수준의 공동-채널 간섭 및 인접 채널 간섭으로부터 보호하는 적절한 방식을 제공한다. 탄력적인 보호 구간이 설명되어 있는데, 이에 따라 시스템은 높은 스펙트럼 효율과 기존 PAL/SECAM 서비스로부터의 공동-채널 간섭 및 인접 채널 간섭으로부터의 충분한 보호를 유지하면서 다양한 네트워크 구성을 지원할 수 있다. 상기 유럽 통신 표준은 두 개의 동작 모드를 정의한다. 2K 모드는 단일 전송 동작과 제한된 전송기 거리에서의 소형 단일 주파수 네트워크에 적당하다. 8K 모드는 단일 전송 동작과 대형 단일 주파수 네트워크 모두에 사용될 수 있다. 러기드니스에 대하여 비트율을 조화시키기 위해서 내적 코드율(inner code rate)이 서로 다른 다양한 수준의 직각 진폭 변조 (QAM)가 지원된다. 상기 시스템은 동화상 표준화 그룹 (MPEG)에 따라 전달 계층(transport layer)을 수용할 예정이며 MPEG-2로 코딩된 TV 신호 (ISO/IEC 13818)과 직접 호환된다.

상기 유럽 통신 표준에서 COFDM 프레임 내의 데이터 피변조파는 그레이 매핑(Gray mapping)을 사용하여 직각 위상 편이 변조 (QPSK), 16-QAM, 64-QAM, 비-균일 16-QAM, 또는 비-균일 64-QAM으로 변조될 수 있다.

COFDM 전송을 수신하는데 있어서 중요한 문제점은 전송 이전의 상향 변환, 수신기 내에서의 하향 변환, 전형적으로는 전압 제어 발진기인 튜너의 발진기로부터 발생하는 위상 잡음 및 지터(jitter)로 인해서 동기화를 유지하기 어렵다는 것이다. 복조 동안의 동기화를 돕기 위해서 파일롯 피변조파를 제공하는 것을 제외하고 상술한 문제점들은 상기 유럽 통신 표준에 구체적으로 제시되어 있지 않으며 구현자측에서 해결하도록 되어 있다.

기본적으로 위상 장애는 두가지 형태이다. 첫 번째로, 다중 피변조파 시스템 내의 이웃 피변조파를 방해하는 잡음 성분은 외래 잡읍 성분이라 한다. 두 번째로, 자신의 피변조파를 방해하는 잡음 성분은 고유 잡음 성분이라 한다.

도 5를 참조하면, 이상적인 배치 샘플이 x 부호(34)로 표시되어 있다. 외래 잡음 성분의 효과는 확률론적이며 가우시안-유사 잡음을 초래한다. 이러한 방식으로 교란된 샘플은 도 5에서 원(36)으로 표시되어 있다. 고유 잡음 성분의 효과는 각각의 x 부호(34)와 그와 연곤된 원(36) 간의 변위로 표시된 모든 배치점의 공통 회전을 일으킨다. 이것은 공통 위상 오류라 하며, 부호에 따라 현저히 변화하고 각각의 부호 주기 T_s마다 다시 계산되어야 한다. 공통 위상 오류는 또한 부호 주기 T_s동안의 평균 위상 편차로 해석될 수도 있다.

수신기(32)가 실제 스트림내의 데이터 부호를 처리하기 위해서 각각의 데이터 부호를 나타내는 복소 신호 상에서 수학적 연산이 수행된다. 일반적으로 상기 수학적 연산은 FFT이다. 유효한 결과를 얻기 위해서, FFT 간격을 수신된 데이터 부호와 정렬시키기 위해서 특정 형식의 타이밍 동기화가 필요하다.

본 발명의 주요한 목적은 COFDM으로 전송된 신호 내에서 수신된 데이터 부호를 FFT 창과 동기화하는 향상된 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 COFDM 신호의 기반 전송을 향상시키는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 COFDM 신호를 수신하기 위한 개량된 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 상술한 목적과 그 밖의 목적은 부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 디코딩하는 방법에 의해 달성된다. 부호는 활성 구간 및 보호 구간을 정의하는데, 보호 구간은 활성 구간의 일부를 반복한 것이며 바람직하게는 말단부의 주기적인 연장이다. 스트림은 부호 주기 T_s의 평가 구간 동안에 샘플링된다. 샘플은 쌍으로 연관되고, 한 쌍의 요소는 데이터 스트림 내에서 활성 구간에 의해서 분리된다. 쌍으로 된 데이터는 각각 제1 블록 및 제2 블록에 위치하는데, 각각의 블록은 보호 구간보다 크지 않다. 각각의 데이터 쌍에 대해서 바람직하게는 요소의 차이인 함수가 결정되며, 제2 출력 신호로서 출력된다. 제1 블록 및 제2 블록은 스트림에 대하여 함께 치환되며, 샘플을 연관시키고, 함수를 결정하며, 산포도를 측정하는 이전 단계가 반복된다. 결과는 제3 출력 신호로 출력된다. 상기 제2 출력 신호는 제3 출력 신호와 비교되고, 그 결과는 제4 출력 신호로 출력된다. 보호 구간과 활성 구간의 경계를 나타내는 제4 출력 신호 내의 선정된 기준이 검출된다. 상기 기준은 선정된 크기, 최대값 또는 최소값일 수 있다.

바람직하게는 샘플의 계수(modulus)가 계산된다. 그러나, 본 발명의 특징에 따르면 스트림의 실수 성분 또는 허수 성분만이 샘플링되면 충분하다.

F 율이 두 개의 비교 블록의 제2 출력 신호 및 제3 출력 신호를 비교하는데 사용된다. 바람직하게는 F 율을 계산하기 위해서 F 율의 분자와 분모의 대수(logarithm)가 감산된다. 이후의 비교 블록 세트의 F 율은 부호 구간 경계를 나타내는 첨두(peaks)에 대하여 계산된다. 첨두의 결정에는 확률적 중요도의 검사가 포함될 수 있다.

제1 동작 모드에서 평가 구간은 고정된 제1 값을 갖고, 제2 동작 모드에서 평가 구간은 제2 값을 가지며, 신호 조건의 변화에의 적응을 허용한다. 본 발명의 한 특징에 따르면, 제2 동작 모드에서 후속 부호 내 보호 구간 위치의 산포도는 기억되고, 평가 구간의 값은 기억된 산포도에 따라 조절된다.

본 발명의 다른 특징에 따르면, 보호 구간 내의 경계를 검출한 이후에 새로운 샘플 세트가 샘플링되어 후속 부호 내의 보호 구간 경계의 검출을 개시하기 전에 활성 구간용으로 허용된다.

본 발명에 따르면 주파수 분할 다중화 신호용 복조기가 제공되며, 상기 주파수 분할 다중화 신호는 부호 주기가 Ts인 데이터 부호의 스트림이고, 부호는 활성 구간과 보호 구간을 정의한다. 보호 구간은 활성 구간의 일부를 반복한 것이고, 바람직하게는 말단부를 주기적으로 연장한 것이다. 타이밍 동기화 회로는 보호 구간의 경계를 위치시키기 위한 복조기에 제공된다. 상기 타이밍 동기화 회로는 제1 지연 회로를 구비하는데, 제1 지연 회로는 자람직하게는 선입선출 (FIFO) 메모리로 구현되어 있으며, 입력 신호 Si로 접속되어 있고, 바람직하게는 FFT 창의 크기인 L 개의 샘플을 기억할 수 있으며, 입력 신호 si를 FFT 창과 동일한 간격 만큼 지연시키기 위한 것이다. 상기 지연된 입력 신호는 이어서 출력 신호로부터 감산된다. 입력 신호의 계수 또는 차 신호가 계산된다. 상기 타이밍 동기화 회로는 제2 지연 회로를 구비하는데, 제2 지연 회로는 제1의 선정된 구간 동안 계수를 지연시킨다. 가산기/감산기는 계수로부터 지연된 계수를 감산하고 가산기/감산기의 결과를 축적하는 레지스터로부터 취한 궤환 신호를 가산한다. 참조 메모리는 가산기/감산기의 출력에 따라 주소 지정되어 가산기/감산기에 의한 결과의 대수를 기억한다. 제3 지연 회로는 제2의 선정된 구간 동안 지연을 제공하며 상기 참조 메모리로 접속된 입력을 구비한다. 제2 감산기는 참조 메모리로 접속된 제1 입력, 및 제2 지연 회로의 출력으로 접속된 제2 입력을 구비한다. 비교 회로는 감산기의 출력으로 접속되어 있으며 임계치와 비교하기 위한 것이다.

본 발명의 한 특징에서는, 상기 회로는 제4 지연 회로를 구비하는데, 제4 지연 회로는 입력 신호 s_i로 접속되어 있으며, L개의 샘플보다 적은 양을 기억할 수 있고, 활성 구간 동안 지연을 제공한다. 선택기는 제1 지연 회로 또는 제4 지연 회로를 선택한다.

본 발명의 다른 특징에 따르면, 제1 지연 회로 및 가산기/감산기로 접속되어 있는 입력 신호의 계수를 계산하기 위한 모듈이 제공된다.

본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 제어 회로는 데이터 스트림의 부호에 대한 평가 구간의 선택을 허용하면서 타이밍 동기화 회로에서의 처리용 입력 신호의 선정된 샘플을 선택한다.

도 1은 COFDM 부채널의 스펙트럼을 도시한 도면.

도 2는 COFDM 신호의 복수의 피변조파에 대한 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

도 3은 데이터 부호 형식을 보인 COFDM에 따른 신호를 도시한 도면.

도 4는 COFDM 시스템에 기초한 FFT를 도시한 블록도.

도 5는 COFDM 신호 배치에서의 소정 교란을 도시한 도면.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 타이밍 동기화 방법의 흐름도.

도 7은 거친 타이밍 동기화를 위해서 몇 개의 데이터 부호상에 수행된 F 율 검사를 점으로 도시한 도면.

도 8은 서로 다른 자유도에 대한 불완전 베타 함수를 점으로 도시한 도면.

도 9은 본 발명에 따른 통계적 중요도 검사를 설명하기 위한 도면.

도 10은 본 발명의 선택적인 실시예에 따른 동기화 회로의 전기적 개략도.

도 11은 본 발명의 다른 선택적인 실시예에 따른 동기화 회로의 전기적 개략도.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

72 : 복소 입력 신호

74 : 회로 모듈

77, 78 : FIFO

79 : 지연 회로

75 : 감산기

80 : 신호 SIG1

82 : AND 게이트

84 : 가산기/감산기 회로

86 : 레지스터

90 : ROM

94 : 감산기

98 : FIFO

106 : 비교 회로

108 : 가산기

110 : 비교기

112 : 출력 신호 SYNC

도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명에 따라서 보호 구간(10)의 종단부를 찾기 위해 COFDM 신호에 확률적 방법이 적용된다. 본 방법은 상술한 유럽 통신 표준을 참조하여 예시되어 있지만, 사전에 고정된 또는 사후에 고정된 보호 구간을 구비한 많은 형태의 주파수 분할 다중화 방식에 적용될 수 있다. 본 방법은 수신기(32)로 하여금 수신된 샘플링 복소 신호(실선 12) 및 활성 구간(6)의 크기만이 주어진 상태에서 보호 구간의 종단부를 찾도록 한다. 본 방법은 보호 구간(10)이 데이터 부호(4)의 최종 부분의 복제라는 사실에 기초한다. 수신기(32) 내에서는 채널로부터의 에코 및 잡음과 국부 발진기 내의 오류로 인해 보호 구간(10)과 데이터 부호(4)의 최종 부분이 서로 다를 것이다. 도입된 오류가 불규칙하다면 확률적 방법이 적용될 수 있다. 본 발명에 따르면, 수신된 복소 신호는 송신기에서 사용된 것과 거의 동일한 비율로 샘플링된다. 가능한 한 활성 구간(6)에 가까운 주기 만큼 이격된 한 쌍의 수신 샘플에 대하여 차이 신호가 발견된다. 상기 주기는 적용될 고속 푸리에 변환 (FFT)의 크기 (즉, 2048 또는 8192 샘플)와 동일해야 한다. S_i는 차이 신호이고 s_i및 s_i-fftsize는 계수가 취해지는 현재 및 이전의 복소 입력 샘플이라 할 때 다음을 가정한다.

S_i= |s_i| - |s_i-fftsize|

즉, 아래 첨자 i는 입력 값의 선형 시간 시퀀스를 인덱싱(indexing)한다. 입력 신호가 불규칙이라고 가정하면, S_i또한 불규칙이다. 보호 구간 내에서 s_i및 s_i-fftsize는 채널 효과로 인해 동일하지는 않겠지만 서로 유사할 것이다. 따라서 Si는 산포도가 작은 불규칙 신호일 것이다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이 산포도는 일반적으로 값이 퍼져 있는 정도를 나타내며, 특정한 수학적 정의에 국한되지는 않는다. 일반적으로 한 부호의 활성 부분은 다음 부호의 활성 부분과 관련이 없다. 보호 구간 S_i의 외부는 더욱 큰 산포도를 가지며 불규칙할 것이다. 보호 구간의 종단부를 찾기 위해서 차이 신호 S_i의 산포도가 감시되어 보호 구간(6)과 활성 구간(6)의 경계에 발생될 현저한 증가를 찾는다. 본 발명자는 보호 구간(10)의 시작 부분에서 산포도가 크게 감소함을 관찰하였다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 입력 신호의 샘플은 한 개 이상의 부호 주기 T_s를 포함하는 구간 동안 기억된다. 차이 신호 S_i의 산포도는 샘플 블록 에 대하여 계산된다. 블록은 수개의 샘플 n만큼 후진되고 산포도는 다시 계산된다. 상기 두 개의 블록을 본 명세서에서는 비교 블록이라 한다. 이전 비교 블록의 산포도에 대한 제1 비교 블록 내의 현재 산포도의 비율이 구해진다. 이어서, F 율 중요도 검사가 사용되어 두 개의 비교 블록의 산포도에 있어서의 중요한 차이를 찾게 된다. F 율은 다음과 같이 정의되며,

여기서, n은 양의 정수이고, i는 입력 샘플을 인덱싱하며, VAR(i)는 N 샘플 길이의 블록 값에 대한 평방 편차(variance)이다. 평방 편차는 다음과 같이 정의될 수 있다.

F 율 중요도 검사가 바람직한 실시예에서 사용되지만, 산포도의 변화와 관련된 신호를 생성하는 두 개의 산포도 값의 다른 함수가 사용될 수 있다. 이러한 함수는 많이 있다. F 율의 장점은 불규칙 입력 신호에 대하여 확률 분포가 알려져 있기 때문에 성능 분석 및 시스템 설계의 목적을 위해서 편리하게 확률적 분석을 할 수 있다는 점이다. 또한, F 율은 본질적으로 신호를 정규화하여 신호 레벨과 무관하게 만든다.

본 방법은 도 6을 참조하여 제시되어 있으며, 단계(38)에서 현재의 평가 블록 내의 샘플 쌍의 제1 요소는 측정된다. 단계(40)에서 1개의 활성 구간(도 3의 6) 만큼의 지연이 수행된다. 이것은 FIFO와 같은 디지탈 지연으로 달성되거나, 또는 메모리 내의 활성 구간 동안 샘플을 버퍼링하고 메모리의 적절한 셀(cell)을 액세스(access)함으로써 등가적으로 달성될 수 있다. 단계(42)에서 샘플 쌍의 제2 요소가 측정되고, 단계(44)에서 제1 요소와 제2 요소 간의 차이가 결정되고 기억된다. 결정 단계(46)에서 현재 블록의 종단부가 검사된다. 평가 블록의 크기는 보호 구간의 길이를 초과해서는 안되고, 보호 구간의 길이보다 상당히 작을 수 있다. 현재 블록의 종단부에 아직 도달하지 않은 경우에는, 단계(48)에서 다른 샘플이 취해지고, 단계(38)로 되돌아간다.

현재 블록의 종단부에 도달되면, 단계(50)에서 현재 블록의 산포도가 측정되고, 두 개의 데이터 비교 블록 중의 하나로서 처리된다. 결정 단계(52)에서 두 개의 비교 블록 그룹이 계산되었는지 여부를 결정하기 위한 검사가 수행된다. 상기 검사 결과가 긍정이면 단계(54)에서 다른 데이터 블록이 취해지고, 그 다음에 단계(38)로 되돌아간다. 다른 데이터 블록은 방금 완료된 블록에 인접할 필요는 없다.

결정 블록(52)에서의 검사가 긍정이면, 단계(56)에서 두 개의 비교 블록 그룹에 대하여 F 율이 계산된다. 단계(56)에서 얻어진 결과는 단계(60)에서 첨두 검출하는데 제공된다. 첨두 검출은 이하에 설명한 바와 같이 중요도 확률 검사를 부가적으로 포함할 수도 있다.

첨두가 검출되면, 신호 재생을 더 수행하는데 필요한 FFT 창의 동기화를 위해서 단계(62)에서 보호 구간의 경계가 설정된다. 첨두가 검출되지 않으면, 상술한 과정이 데이터 스트림의 다른 부분으로부터 취한 샘플의 블록에 대하여 반복된다.

예 1:

도 7을 참조하면, 상술한 유럽 통신 표준에 따라서 난수 발생기를 사용하여 복소 신호가 생성되고, 라이시안(Ricean) 채널 모델을 거쳐서 백색 가우시안 잡음 (SNR = 3.7)이 부가되어 함께 전송된다. 이어서 데이터 부호는 상술한 방법에 따라서 분속된다. 도 7에는 6개의 데이터 부호 결과가 도시되어 있으며, 여기서 F 율은 보호 구간의 시작부분과 종단부의 첨예한 부분(66, 68)이 매우 크기 때문에 이해를 용이하게 하기 위해서 대수 축(rogarithmic axis) 상에 실선(64)으로 도시되어 있다.

도 7로부터 임의의 공지된 몇가지 첨두 검출기를 사용하여 보호 구간의 종단부가 쉽게 발견된다는 것이 명백하지만, 확률적 검사를 적용하여 두 개의 샘플 블록이 동일한 산포도를 갖는가에 관한 질문에 더욱 정확하게 대답할 수 있다. 이것이 무효 가설(null hypothesis) H₀이며, 즉 산포도는 동일하고 F에서 관찰된 첨예부는 오직 불규칙 변동(fluctuation)으로 인한 것이다. H₀의 확률값이 매우 작다면 상기 가설은 거절될 수 있으며, 이것은 보호 구간의 시작 또는 종단부를 검출한 것에 해당한다. COFDM 부호가 작성된 방법으로부터 보호 구간 또는 활성 구간 전체에 놓여 있는 비교 블록에 대하여 H₀가 참인 것으로 예상되지만, 비교 블록이 보호 구간의 시작 또는 종단부의 경계에 걸쳐 있는 때에는 거짓인 것으로 예상된다. 불규칙 샘플의 비교 블록이 동일한 모집단으로부터 취해진다면, F의 확률은 다음 식과 같이 주어지며,

여기서 I()는 불완전 베타 함수(incomplete Beta function)이고,

이며, v₁과 V₂는 제1 산포도 및 제2 산포도가 추정되는 자유도의 수이다. 상기 예에서는 n = N이면 v1 = v2 = (N-1)이다. 상기 함수의 형태는 도 8에 도시되어 있다. 확률적 관점에서 본다면, n은 두 개의 블록이 서로 중첩되지 않도록 충분히 커야 하며, 즉 n = N이어야 한다. 블록이 중첩되면, 제2 산포도의 계산은 제1 산포도를 계산하는데 사용되는 샘플을 사용할 것이다. 이것은 자유도의 수를 효과적으로 감소시키고, 이에 따라 결과의 중요도를 감소시키게 된다. n = N으로 셋팅하는 것이 바람직한 것으로 결정되었다.

수학식(13)의 함수 Q()는 실제로 한 개가 첨부된(one-tailed) 확률을 제공한다. F가 아주 크거나 아주 작으면 H₀는 거부될 수 있고, 따라서 두 개가 첨부된 검사가 필요하다. 실제적으로는 두 첨부는 서로 동일하기 때문에, 두 개가 첨부된 검사에서는 확률이 수학식(13)으로 주어진 것의 두 배이다. 그러나, 이것은 결국 F1에 대하여 확률 값이 1보다 크게 된다. 따라서 확률 p는 다음식으로 계산된다.

그리고 (p 1)이라면 p = 2 - p이다. 상기 확률은 H0의 실행 가능성(viability)을 반영한다. 따라서, p가 작다면 H0는 거절되고, 비교 블록은 서로 다른 산포도를 갖는 샘플 모집단으로부터 취해졌다고 특정한 정도의 확실성을 갖고 말할 수 있다. 상술한 유럽 통신 표준 설명서에는 상관(correlation) 알고리즘에 대하여 블록 크기 N은 32이어야 한다고 설명되어 있다. N = {32, 64}에 대하여 성공적으로 실시되었다. N에 대하여 상기 값들을 사용하여 얻어진 확률 함수가 도 9에 도시되어 있다. 바람직한 실시예에서는 H₀를 거절하기 위해서 p = 0.05가 셋팅되었다.

정확하게 구현하기 위해서는 F를 계산하고, x를 계산하며, 불완전 베타 함수를 계산하고, 이어서 p를 계산하며 임계치 검사를 적용하게 될 것이다. 본 알고리즘은 베타 함수가 매우 복잡하기 때문에 하드웨어적으로 실현시키기 어려울 것이다. 본 바람직한 실시예에서는 허용 임계치와 N 파라미터를 셋팅하는 것이 더욱 간단하면서도 동일한 결과를 주며, 이에 따라 F의 상한 및 하한을 결정하게 된다. 이어서 F를 계산하고 상기 상한 및 하한과 비교하기만 하면 된다. 보호 구간의 종단부를 단순히 발견하기 위해서는 F 1이 안전하게 가정될 수 있다. F의 상한만이 필요하다. F의 한계를 정확하게 계산하기 위해서는, 뉴튼 랩슨(Newton-Raphson) 방법과 같은 적당한 해를 구하는 방법이 사용될 수 있다. 전형적인 값들은 표 1에 주어져 있다.

임계치 p	v1 = v2 = 31	v1 = v2 = 63
임계치 p	F_하한	F_상한	F_하한	F_상한
0.2	0.627419	1.593832	0.722591	1.383909
0.1	0.548808	1.822132	0.658620	1.518326
0.05	0.488143	2.048582	0.607525	1.646022
0.01	0.386894	2.584689	0.518205	1.929738
0.005	0.354055	2.824422	0.487936	2.049448
0.001	0.293234	3.410251	0.429794	2.326695
10^-4		4.337235
10^-5		5.393528
10^-6		6.605896
10^-7		8.002969
10^-8		9.616664

본 방법은 백색 가우시안 잡음 (SNR = 3.7)을 첨가한 구체적인 채널 모델을 사용하여 성공적으로 검사되었다.

수학식 12에서 주어진 산포도에 관한 식은 실리콘에서 구현하기 위해서 곱셈기를 필요로 한다. F를 계산하는 것은 두 개의 블록의 크기가 동일하다면 (N-1)의 정규화 상수가 소거되는 나눗셈이다. 정확한 곱셈과 나눗셈은 실리콘상에서 고가일 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에서는 정확도는 떨어지지만 여전히 사용할 수 있는 F 값을 주기 위한 방법이 간단히 구현되었다. S_i는 평균값이 0이라고 가정할 수 있기 때문에 샘플 블록으로부터 평균을 계산할 필요는 없다. 이것은 또한 자유도를 (N-1)로부터 N으로 증가시킨다. 표준 평방 합 식을 사용하여 평방 편차를 계산하는 대신, 산포도는 평균 절대 편차(mean absolute deviation)로써 추정될 수 있다. VAR(i)의 식은 다음과 같이 된다.

두 개의 블록 크기가 동일하다면 인수 (1/N)은 F를 계산할 때 나누어진다(divides out). 그러나, 두 개의 산포도 나눗셈과 자승 계산이 여전히 필요하다. 이것은 2를 밑으로 하는 대수를 사용하여 처리될 수 있다. 수학식(16)을 수학식 (11)에 대임하면 다음 식이 얻어진다.

2를 밑으로 하는 대수를 취하면 다음과 같다.

logF = 2(logs_a- logs_b) = y

이어서 y를 계산하고 F 상한의 2를 밑으로 하는 대수와 비교하기만 하면 된다. 상기 비교는 2(log₂s_a- log₂s_b)로부터 한계의 대수를 감산하고 0과 비교함으로써 수행될 수 있다. 인수 2는 한계로 흡수될 수 있다.

2를 밑으로 하는 대수를 계산하는 것은 숫자가 고정 소수점 분수로 기억되어 있따면 하드웨어적으로 비교적 간단하다. 상기 분수는 x = A2^B와 같이 멱지수(exponent)와 분수 가수(fractional mantissa)로 분리될 수 있다. 2를 밑으로 하는 대수를 취하면 logx = logA + B이다. A가 분수이기 때문에 참조표를 사용하여 대수를 구하는 것이 실용적이다. (s_a및 s_b는 모두 양수일 것이므로) 멱지수 B는 MSB의 위치로부터 구할 수 있다.

따라서 계산은 감소되고 가산과 감산의 산술 연산만이 필요하게 된다. 본 방법을 사용한다면 상기 한계는 또한 v1 = v2 = N을 이용하여 다시 계산되어야 한다. 실제적으로는, 중요도 레벨은 특정 응용에 대하여 실험적으로 셋팅될 수 있으며, 바람직하게는 p = 0.05이다.

본 발명의 본질로부터 벗어나지 않고, 예를 들면 표준 편차, 스큐(skew), 다양한 모멘트, 히스토그램, 및 공지된 다른 계산 방법과 같은 다양한 산포도 측정 방법이 사용될 수 있음을 당업자라면 쉽게 알 수 있을 것이다.

본 발명의 선택적인 제1 실시예에서는, 계수 대신에 신호의 실수부 또는 허수부를 사용하여 상술한 방법이 이용된다. 본 실시예는 하드웨어적으로 경제적이다.

본 발명의 선택적인 제2 실시예에서는, 수학식(11)의 n 파라미터는 최적화된다. 보호 구간의 종단부에서 두 개의 블록이 활성 구간의 더욱 많은 전이부에 걸쳐 있으며, 산포도에 있어서 바람직하게 정의된 증가를 가져온다. n2인 임의의 값을 사용하는 것은 후속하는 몇 개의 점이 이후의 블록이 경계까지 이동함에 따라 현저한 증가를 가져온다는 단점이 있다. 상기 작은 문제점은 경계를 검출한 이후에 비활성(dead) 주기를 도입함으로써 쉽게 해결된다. 즉, 첨예한 부분이 검출되면 다른 첨예부를 위치시키기 위한 시도가 있기 이전에 FFT 창과 동일한 크기의 샘플 집합이 허용된다. 상기 비활성 주기는 잘못된 첨예부를 끌어들이지 않는다는 부가적인 장점이 있다. 더욱 큰 n 값을 사용하면 첨예부(도 7의 66, 68)는 증가하지만, H₀잡음성의 F 신호는 상당히 동일하게 유지된다.

예 2

n의 함수로서의 최대 F-첨예부 높이는 F에서의 배경 편차와 함께 계통적으로 측정되었다. 그 결과는 표 2에 도시되어 있다.

(1)	(2)	(3)	(4)	(5)
n	F	F_s.d.	F_max	(4)/(3)
3	1.0009	0.07	7.5	107
5	1.0012	0.10	10.7	107
10	1.0011	0.14	12.9	92
15	1.0014	0.17	16.7	98
20	1.0014	0.19	19.3	102
30	1.0012	0.23	20.9	91
40	0.9975	0.24	22.0	92
50	0.9926	0.25	20.4	81.6

표 2는 도 7에서 분석된 신호의 최초 5 프레임을 사용하여 작성되었다. 표 2의 항목(2)와 항목(3)에서의 확률은 계산으로부터 첨예부를 제외하기 위해서 F=3.0인 모든 점을 제외하고 작성되었다. 첨예부는 서로 다른 확률적 모집단으로부터 취해졌다 하더라고 평균과 표준 편차 값에 영향을 미칠 것이다.

상기 결과는 F에서의 배경 편차가 F_s.d.가 n의 영향을 받으며, 대략 0.28의 값까지 점근적으로 증가한다. 이것은 중첩 블록의 효과일 것이다. 예를 들면, N = 64이고 N 64에 대하여 산포도가 계산된 블록은 소정의 동일한 값을 보유할 것이고, 따라서 상관될 것이다. 본 이론을 검사하기 위해서 n N에 대하여 F_s.d.가 계산되었으며, 그 결과는 표 3과 같다.

n	F_s.d.
60	0.258
70	0.266
80	0.270
90	0.278
100	0.285
128	0.297
256	0.366

n = N/2에서 종속성(dependency)은 선형이 된다. 모든 샘플이 아닌 매 n 샘플마다 F가 계산된다면, 상기 종속성은 감소될 수 있다. 그러나, 이것은 보호 구간 내에 완전히 포함되는 제1 블록 및 활성 구간 내에 완전히 포함되는 제2 블록을 구비하지 않은 작은 보호 구간에 대한 위험을 생성한다.

본 발명의 선택적인 제3 실시예는 타이밍 동기화 회로(70)을 개략적으로 도시한 도 10을 참조하여 설명되어 있다. 상기 회로는 복소 입력 신호(72)를 입력받으며, 절점(83)으로부터 취한 입력의 계수를 생성하는 회로 모듈(74)을 포함한다. 회로 모듈(74)은 후속하여 처리되는 값이 사인 되지 않은(unsigned) 수임을 보장한다. 회로 모듈(74)로의 입력은 입력 신호(72)와, 바람직하게는 FFT 창의 크기인 L의 길이를 갖는 FIFO(77)로 구현된 지연 회로(79)를 통해 처리된 입력 신호(72)의 지연된 신호를 입력받는 감산기(75)에서 생성된 차신호이다. 상술한 바와 같이, 본 회로를 입력 신호(72)가 실수이거나, 허수이거나, 복소수이거나, 또는 복소수의 계수인 경우에도 동작시킬 수 있다. 입력 신호(72)가 실수이거나, 또는 허수인 경우에, 회로 모듈(74)은 변형될 수 있으며, 감산기(75)의 출력의 사인을 제거하거나, 또는 출력이 단조적으로 축적되도록 사인을 등가적으로 셋팅하는 임의의 공지된 회로, 즉 단극 출력을 갖는 회로일 수 있다. 회로 모듈(74)의 출력은 바람직하게는 FIFO(78)로 구현되는 디지탈 지연으로 최종적으로 클럭이 맞추어질 수 있다. FIFO(78)가 가득 차면, 신호 SIG1(80)이 발현되고, AND 게이트(82)로 표시된 바와 같이 FIFO(78)의 출력이 유효하게 된다. 가산기/감산기 회로(84)는 또한 절점(76)으로 접속되며, 그 출력은 레지스터(86) 내에 기억된다. 가산기/감산기 회로(84) 출력의 지연된 신호는 레지스터(86)로부터 취해지며 실선(88) 상의 가산기/감산기 회로(84)로의 제2 입력으로 궤환된다. 신호 SIG1(80)이 발현된 경우, 비교 블록의 샘플 수인 제1의 선정된 간격 N 만큼 지연된 회로 모듈(74) 출력 신호가 절점(76) 상의 신호로부터 감산된다.

실선(88) 상의 신호는 참조표로의 인덱스이며, 바람직하게는 ROM(90)으로 도시된 판독-전용-메모리(ROM)로 구현된다. ROM(90)의 주소는 실선(88) 상의 신호 크기에 대한 2를 밑으로 하는 대수를 저장하며, 이것은 이어서 절점(92)에 나타난다. 절점(92)은 감산기(94), 및 FIFO(98)로 도시된 지연 회로로 접속되고, FIFO(98)는 수학식(17)의 중간 항의 분모를 생성하는데 사용된다.

감산기(94)가 생성한 신호는 간단히 비교기(110)로 접속된 가산기(108)로 도시된 비교 회로(106) 내에서 선정된 임계치 F_LIMIT의 log₂와 비교된다. 출력 신호 SYNC(112)는 보호 구간의 경계가 위치되는 때에 발현된다.

본 실시예에서는 구현되지 않았지만, FIFO(77)의 크기를 동적으로 형성하는 것이 가능하며, 이에 따라 계산되는 구간의 크기는 동작 조건에 따라 조절될 수 있다. 이것은 RAM(114)의 절점(92) 상의 값을 산포도를 계산하기 위해 기억시킴으로써 쉽게 수행될 수 있다.

도 11을 참조하여 설명된 본 발명의 선택적인 제4 실시예에서는 도 10에 도시된 실시예의 구성과 유사한 구성은 동일한 참조 번호를 갖는다. 타이밍 동기화 회로(116)는 타이밍 동기화 회로(70)과 유사하지만, 지연 회로(79)가 FIFO(77) 및 FIFO(100)으로 구현되며, 다중화기(102)에 의해서 둘 중의 하나가 선택된다. FIFO(77)과 FIFO(100) 모두는 동일한 지연을 제공하지만, 그 용량이 서로 다르다. FIFO(100)는 FFT 창의 크기와 동일한 간격에서 취해진 샘플을 기억하기 위한 것이고, 보호 구간의 경계를 위치하기 위해서 전 부호를 평가할 필요가 있을 때 정상적으로는 제1 동작 모드, 예를 들면 채널 획득 동안 선택된다. 상술한 유럽 통신 표준에서는 8K까지의 데이터 기억 장치가 필요하며, 같은 정도의 자원이 필요하다. 후속 동작 중에는 보호 구간의 개략적인 위치를 이전 부호의 변천(history)로부터 알 수 있을 것이다. 따라서, 제2 동작 모드에서는 보호 구간 경계의 정확한 위치를 확정하기 위해서 더욱 작은 구간만 평가하면 된다. 산포도를 계산하는데 사용되는 샘플 수는 바람직하게는 32 또는 64의 작은 수이며, 따라서 계산된 값을 유지하도록 선택된 더욱 작은 FIFO(77)가 선택된다. 이리하여 저장된 자원은 변조기 내의 다른 기능용으로 사용될 수 있고, 더욱 큰 FIFO(100)에 의해 사용되는 메모리는 또한 다른 목적으로 재할당될 수 있다.

제어 블록(81)은 선택적으로 평가 구간을 후속 부호의 데이터 스트림 내의 부호 경계에 대하여 전진시킬 수 있고, 비활성 주기 동안 지연시키는데 사용될 수 있다. 결과적으로 이동중인 평가 구간은 현재 부호의 보호 구간의 경계에 걸쳐 있고, 이어서 동기화가 결정된다. 평가 구간의 크기는 메모리의 사용을 최소화하도록 선택되지만, 평가 구간의 확률적 중요성을 성취하기 위해서 충분히 커야 한다. 평가 구간 및 FIFO(77)의 크기는 정적으로 또는 동적으로 형성될 수 있다.

본 발명은 본 명세서에 개시된 구조를 참조하여 설명되었지만, 개시된 상세한 설명에 국한되지 않으며, 본 출원은 첨부된 청구범위에 포함되는 모든 변형과 변화를 수용하고자 한다.

Claims

부호 주기가 T_s이며 채널을 통해 전송되는 데이터 스트림(stream) 내의 부호의 경계를 결정하는 방법으로서, 상기 부호는 활성 구간(active interval) 및 보호 구간(guard interval)을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 일부를 중복한 것인 부호 경계 결정 방법에 있어서,

상기 스트림의 제1 부분을 샘플링하는 단계로서, 상기 제1 부분은 상기 활성 구간에 의해서 분리되어 데이터의 제1 비교 블록을 형성하는 제1 샘플링 단계,

상기 스트림의 제2 부분을 샘플링하는 단계로서, 상기 제2 부분은 상기 활성 구간에 의해서 분리되어 데이터의 제2 비교 블록을 형성하는 제2 샘플링 단계, 및

상기 제1 비교 블록 및 상기 제2 비교 블록의 통계치(statistic)를 계산하는 단계

를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 통계치는 F 율을 포함하는 방법.
부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 디코딩(decoding)하는 방법으로서, 상기 부호는 활성 구간과 보호 구간을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 일부를 중복한 것인 디코딩 방법에 있어서,

상기 부호 주기 Ts의 평가 구간(evaluation interval) 동안 상기 스트림을 샘플링 간격으로 샘플링하는 단계,

샘플을 각각이 제1 요소(member) 및 제2 요소를 구비하는 복수의 쌍으로 연관시키는 단계로서, 각각의 상기 제1 요소는 상기 스트림 내에서 상기 제2 요소로부터 상기 활성 구간만큼 이격되어 있고, 상기 제1 요소 및 제2 요소는 상기 보호 구간보다 크지 않은 제1 블록 및 제2 블록 내에 각각 놓여 있는 연관 단계,

상기 각 쌍의 제1 요소 및 제2 요소의 함수를 각각의 상기 쌍에 대하여 결정하고, 상기 함수를 나타내는 제1 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 출력 신호의 산포도(dispersion)를 측정하는 단계,

상기 산포도를 나타내는 제2 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 블록 및 제2 블록을 상기 스트림에 대하여 서로 교체하고, 상기 연관 단계, 출력 단계, 및 측정 단계를 반복하며, 산포도를 나타내는 제3 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제2 출력 신호를 상기 제3 출력 신호와 비교하고, 상기 비교 결과를 나타내는 제4 출력 신호를 출력하는 단계, 및

상기 제4 출력 신호 내에서 상기 보호 구간 및 상기 활성 구간의 경계를 나타내는 선정된 기준(criterion)을 검출하는 단계

를 포함하는 방법.
부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 디코딩(decoding)하는 방법으로서, 상기 부호는 활성 구간과 보호 구간을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 일부를 주기적으로 연장한 것인 디코딩 방법에 있어서,

상기 부호 주기 Ts의 평가 구간(evaluation interval) 동안 상기 스트림을 샘플링 간격으로 샘플링하는 단계,

샘플을 각각이 제1 요소(member) 및 제2 요소를 구비하는 복수의 쌍으로 연관시키는 단계로서, 각각의 상기 제1 요소는 상기 스트림 내에서 상기 제2 요소로부터 상기 활성 구간만큼 이격되어 있고, 상기 제1 요소 및 제2 요소는 상기 보호 구간보다 크지 않은 제1 블록 및 제2 블록 내에 각각 놓여 있는 연관 단계,

상기 각 쌍의 제1 요소 및 제2 요소의 함수를 각각의 상기 쌍에 대하여 결정하고, 상기 함수를 나타내는 제1 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 출력 신호의 산포도를 측정하는 단계,

상기 산포도를 나타내는 제2 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 블록 및 제2 블록을 상기 스트림에 대하여 서로 교체하고, 상기 연관 단계, 출력 단계, 및 측정 단계를 반복하며, 산포도를 나타내는 제3 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제2 출력 신호를 상기 제3 출력 신호와 비교하고, 상기 비교 결과를 나타내는 제4 출력 신호를 출력하는 단계, 및

상기 제4 출력 신호 내에서 상기 보호 구간 및 상기 활성 구간의 경계를 나타내는 선정된 기준(criterion)을 검출하는 단계

를 포함하는 방법.
부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 디코딩(decoding)하는 방법으로서, 상기 부호는 활성 구간과 보호 구간을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 말단부(terminal portion)를 주기적으로 연장한 것인 디코딩 방법에 있어서,

상기 부호 주기 Ts의 평가 구간(evaluation interval) 동안 상기 스트림을 샘플링 간격으로 샘플링하는 단계,

샘플을 각각이 제1 요소(member) 및 제2 요소를 구비하는 복수의 쌍으로 연관시키는 단계로서, 각각의 상기 제1 요소는 상기 스트림 내에서 상기 제2 요소로부터 상기 활성 구간만큼 이격되어 있고, 상기 제1 요소 및 제2 요소는 상기 보호 구간보다 크지 않은 제1 블록 및 제2 블록 내에 각각 놓여 있는 연관 단계,

상기 각 쌍의 제1 요소 및 제2 요소의 차이를 각각의 상기 쌍에 대하여 결정하고, 상기 차이를 나타내는 제1 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 출력 신호 크기의 산포도를 측정하는 단계,

상기 산포도를 나타내는 제2 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 블록 및 제2 블록을 상기 스트림에 대하여 서로 교체하고, 상기 연관 단계, 출력 단계, 및 측정 단계를 반복하며, 산포도를 나타내는 제3 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제2 출력 신호 크기 및 상기 제3 출력 신호 크기의 F 율을 결정하고, 상기 F 율을 나타내는 제4 출력 신호를 출력하는 단계, 및

상기 제4 출력 신호 내에서 상기 보호 구간 및 상기 활성 구간의 경계를 나타내는 선정된 크기를 검출하는 단계

를 포함하는 방법.
주파수 분할 다중화에 따라 변조된 신호를 복조하기 위해서 타이밍 동조화(timing synchronization)하는 방법으로서, 상기 신호는 부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 포함하며, 상기 부호는 활성 구간과 보호 구간을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 일부를 중복한 것인 타이밍 동조화 방법에 있어서,

적어도 상기 부호 주기 T_s동안 상기 스트림을 샘플링 간격으로 시간적으로 샘플링하는 단계,

샘플을 각각이 제1 요소(member) 및 제2 요소를 구비하는 복수의 쌍으로 연관시키는 단계로서, 각각의 상기 제1 요소는 상기 스트림 내에서 상기 제2 요소로부터 상기 활성 구간만큼 이격되어 있고, 상기 제1 요소 및 제2 요소는 상기 보호 구간보다 크지 않은 제1 블록 및 제2 블록 내에 각각 놓여 있는 연관 단계,

상기 각 쌍의 제1 요소 및 제2 요소의 차이를 각각의 상기 쌍에 대하여 결정하고, 상기 차이를 나타내는 제1 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 출력 신호 크기의 산포도를 측정하는 단계,

상기 산포도를 나타내는 제2 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제1 블록 및 제2 블록을 상기 스트림에 대하여 서로 교체하고, 상기 연관 단계, 출력 단계, 및 측정 단계를 반복하며, 산포도를 나타내는 제3 출력 신호를 출력하는 단계,

상기 제2 출력 신호 크기 및 상기 제3 출력 신호 크기의 F 율을 결정하고, 상기 F 율을 나타내는 제4 출력 신호를 출력하는 단계, 및

상기 제4 출력 신호 내에서 상기 보호 구간 및 상기 활성 구간의 경계를 나타내는 선정된 크기를 검출하는 단계

를 포함하는 방법.
주파수 분할 다중화 방식으로 다중화된 신호에 사용하기 위한 복조기로서, 상기 신호는 부호 주기가 T_s인 데이터 부호의 스트림을 포함하며, 상기 부호는 활성 구간과 보호 구간을 포함하고, 상기 보호 구간은 상기 활성 구간의 일부를 중복한 것이며, 상기 보호 구간의 경계를 위치시키기 위한 타이밍 동조화 회로를 포함하여 개량된 복조기에 있어서, 상기 회로는

상기 제1의 선정된 구간을 지연시키고 샘플링된 입력 신호를 입력받는 제1 지연 회로,

상기 입력 신호로부터 상기 제1 지연 회로의 출력을 감산하기 위한 제1 감산기,

상기 제1 감산기로 접속되어 있으며, 입력에 비례하는 단일 극성(unipolar)인 크기를 갖는 신호를 생성하기 위한 제1 회로,

상기 제1 회로의 출력으로 접속된 제2 지연 회로,

상기 제1 회로의 출력으로 연결된 제1 입력, 상기 제2 지연 회로의 출력으로 접속된 제2 입력, 및 제3 입력을 구비한 가산기/감산기 회로,

상기 제3 입력으로 접속되어 있으며, 상기 가산기/감산기 회로의 출력을 축적하기 위한 레지스터,

상기 가산기/감산기 회로의 출력에 따라 주소 지정되며, 상기 가산기 출력의 대수(logarithm)에 액세스하기 위한 참조(lookup) 메모리,

상기 참조 메모리로 접속된 입력을 구비하며, 제2의 선정된 간격 동안 지연시키기 위한 제3 지연 회로,

상기 참조 메모리로 접속된 제1 입력, 및 상기 제3 지연 회로의 출력으로 접속된 제2 입력을 구비한 제2 감산기, 및

상기 제2 감산기의 출력으로 접속되어 있으며, 상기 제2 감산기의 출력을 임계값과 비교하기 위한 비교 회로

를 포함하는 복조기.