DE3524145A1

DE3524145A1 - Traegerrueckgewinnungsschaltung fuer psk-signale

Info

Publication number: DE3524145A1
Application number: DE19853524145
Authority: DE
Inventors: Seiji Fukaya Saitama Takeuchi
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-07-10
Filing date: 1985-07-05
Publication date: 1986-01-23
Also published as: KR860001640A; CA1235755A; GB8517075D0; GB2161678A; US4639682A; GB2161678B; KR900008437B1; DE3524145C2; JPS6121660A

Description

Die Erfindung betrifft eine Trägerrückgewinnungsschaltung für PSK-(Phasenumtast)-Signale zur Rückgewinnung eines in dem PSK-Signal enthaltenen Trägers.

In der zivilisierten Welt besteht starke Nachfrage nach rasch arbeitenden, flexiblen und qualitativ hochstehenden Informationssystemen. Um dieser Nachfrage zu genügen, wurden auf dem Gebiet der Nachrichtentechnik für Informations dienste bezüglich Daten, Bildern, Ton und dergleichen beträchtliche Entwicklungen gemacht. Typische Beispiele hier für sind der Mehrkanal-Rundfunk, das Teletext- und das Faksimilesystem, die Stehbildübertragung, das qualitativ hochstehende Fernsehen, die Satelliten-Übertragung und der gleichen. Um die zur Verfügung stehenden Übertragungskapazitäten wirksam auszunutzen, ist es allgemein üblich, bei der Mehrkanalübertragung die digitale Codierung zu

20 verwenden.

Bei dem Satellitenübertragungssystem beispielsweise wird ein GHz-Band-Signal von einer Bodenstation abgestrahlt, und ein Satellit gibt das Signal verstärkt an eine Anzahl von auf der Erde befindlichen Empfangsstationen weiter. Bei diesem übertragungssystem existiert für die Fernsehsignalübertragung eine Kanalgruppe, die zwischen 100 und 200 Kanäle umfaßt. Jeder Kanal weist ein Frequenzband von 6 MHz auf.

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Zur übertragung eines Tonsignals unter Verwendung des Kanalgruppen-Systems ist das 6-MHζ-Frequenzband in fünf schmalere Frequenzbänder unterteilt (erster bis fünfter Kanal), die unterschiedlichen Benutzern zugeordnet sind.

Eines dieser Tonsignal-Übertragungssysteme ist das söge-

1/2 r

nannte Phasenumtast-Modulationssystem (PSK-System). Bei dieser PSK-Modulation wird die Phase eines Trägersignals von einem binären Codesignal moduliert. In dem Trägersignal wird eine Bezugsphase bereitgestellt. Die in bezug auf die Bezugsphase verschobenen Phasen werden Binärcodes zugeordnet. Auf der Empfängerseite wird ein in dem ankommenden HF-Signal enthaltener Träger unter Verwendung des Basisband-Signals zurückgewonnen. Dann wird der zurückgewonnene Träger in geeigneter Weise verarbeitet, um das ursprüngliehe Tonsignal zu demodulieren.

Da das PSK-System eine gute Frequenzbereichsausnutzung aufweist, ist der C/N-Abstand, d. h. der Hilfsträger-Leistungs-Rauschabstand groß. Insbesondere besitzt das Vierphasen-ümtast-System eine hervorragende Frequenzausnutzung und ist leicht der Bit-Fehlerkorrektur zugänglich.

Bei dem vierphasigen oder quaternären PSK-System wird die Phase des Trägers nach Maßgabe eines Tonsignals in vier Phasen 0°, 90°, 180° und 270° umgetastet (verschoben). Diese werden einer logischen Summierung unterzogen, dann werden die Tondaten in einen Gray-Code umgesetzt. Das Gray-Code-System hat den Vorteil, daß die Bit-Fehlerkorrektur einfach durchzuführen ist; denn beim Gray-Code gibt es zwischen benachbarten Datenwerten nur ein unterschiedliches Bit, d. h.: Der Hammingabstand beträgt eins.

Auf der Empfängerseite wird ein Basisbandsignal von einer einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) enthaltenen phasenregelschleife (PLL-Schaltung) ausgewählt, um eine gewünschte Kanalgruppe auszuwählen. Außerdem wird ein Tonkanal von der ausgewählten Kanalgruppe ausgewählt, um das Tonsignal einer Vier-Phasen-Demodulation zu unterwerfen. Um das vierphasige PSK-Signal für die Tondatenübertragung zu demodulieren, werden nach der Wiedergewinnung des Trä-

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■ - — · y 352*145

gers zur Phasendiskriminierung die Daten demoduliert. In einem solchen Fall muß der Träger exakt zurückgewonnen werden, da sonst Bit-Fehler in dem wiedergewonnenen Signal auftreten, die zu einer falschen Datenwiedergabe führen.

Um die vierphasige PSK-Modulation, die durch einen hohen C/N-Abstand und einfache Bit-Fehlerkorrektur gekennzeichnet ist, am besten auszunutzen, muß die FrequenzSchwankung bei der Frequenzumsetzung für die Trägerrückgewinnung möglichst klein gehalten werden. Um den Bit-Fehler in den wiedergewonnenen Daten zu reduzieren, muß ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) mit geringer FrequenzSchwankung in der Trägerrückgewinnungsschaltung des Vier-Phasen-PSK-Demodulator verwendet werden.

Die Frequenzschwankung in der Frequenzwandlereinrichtung, mit deren Hilfe das Basisbandsignal erhalten wird, und außerdem ein ungeeigneter oder schmaler Frequenz-Einfangbereich des VCO würde Bit-Fehler in dem rückgewonnenen *ϋ Signal zur Folge haben. Im Fall von Tondaten treten Bit- l Fehler in Form sogenannter Knackgeräusche in Erscheinung. ^

Wenn das quaternäre (vierphasige) PSK-Signal zur Datendemodulation einer Synchrondemodulation unterworfen wird, ergibt sich eine Fehlerrate Pe von Daten entsprechend der nachstehenden Gleichung (2), wenn man die Gauß'sche Verteilungsfunktion nach Gleichung (1) zugrundelegt und annimmt, daß dem synchron-demodulierten Ausgangssignal ein

2 Gauß'sches Rauschen einer Varianz α überlagert ist.

, , ζ ₉

φ(ζ) = -\/fn2 f exp(- t /2) dt ... (1)

Pe = 2(1 - <j>(fc7N)) ... (2)

Wie aus Gleichung (2) hervorgeht, ist die Bit-Fehlerrate

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rv

umso kleiner, desto größer das C/N-Verhältnis ist. Zur Erhöhung des C/N-Verhältnisses braucht nur der Einfangbereich des für die Trägerrückgewinnung verwendeten VCO breiter gemacht zu werden.
5

Wie aus der obigen Erläuterung hervorgeht, ist es zur Reduzierung der Bit-Fehlerrate notwendig, eine Frequenzschwankung während der Frequenzumsetzung zum Zwecke der Basisbandsignal-Diskriminierung möglichst klein zu machen und einen geeigneten Einfangbereich des VCO für die Trägerrückgewinnung einzustellen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Trägerrückgewinnungsschaltung für PSK-Signale zu schaffen, die ein ankommendes Trägersignal in Frequenz und Phase exakt zurückzugewinnen vermag.

** Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfin- *',i dung gelöst.

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Die Erfindung schafft speziell eine Trägerrückgewinnungsschaltung für PSK-Signale, In der Trägerrückgewinnungsschaltung wird ein ankommendes HF-Signal in ein Signal mit einer Frequenz eines rückzugewinnenden Trägers umgesetzt. Das Signal mit dieser Frequenz wird einer eine Phasenregelschleife enthaltenden Trägerrückgewinnungsschaltung zugeführt. Der Träger wird unter Steuerung eines in der Phasenregelschleife enthaltenen spannungsgesteuerten Oszillators reproduziert. Die Korrekturdaten werden auf der Grundlage der Erfassung einer Bit-Fehlerrate der demodulierten Daten gebildet. Die Bit-Fehlerrate wird von einer Datenverarbeitungsschaltung abgeleitet. Die Korrekturdaten werden auf die Ausgangsspannung eines Phasenvergleichers in der Phasenregelschleife addiert. Der spannungsgesteuerte Oszillator wird durch das durch die Addition erhaltene Signal

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gesteuert.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung ist der Frequenz-Einfangbereich des spannungsgesteuerten Oszillators für die Trägerrückgewinnung breit und die Frequenz des reproduzierten Trägers ist extrem stabil.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: 10

Fig. 1 ein Blockdiagramm, welches schematisch eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Trägerrückgewinnungsschaltung zeigt,

Fig. 2A, 2B

und 2C ein detaillierteres Blockdiagramm der Träger™

rückgewinnungsschaltung nach Fig. 1 und '

Fig. 3 ein Blockdiagramm eines in der Schaltung nach **" Fig. 1 verwendeten Frequenz-Korrekturdaten-

Generators.

Als spezieller Typ des Phasenmodulationssystems ist ein Datenübertragungssystem bekannt, welches auf der Phasenumtast-Modulation (PSK-Modulation) beruht. Bei diesem Nachrichtensystem wird eine Phase eines Trägers als eine Bezugsphase verwendet. Die Phase des Trägers wird gegenüber der Bezugsphase in mehrere Phasen verschoben (umgetastet). Diese verschobenen Phasen des Trägers werden Binärcodes zugeordnet, die repräsentativ für bestimmte Daten sind. Senderseitig werden die durch die Binärcodes der verschobenen Phasen repräsentierten Signale gesendet. Empfangsseitig wird das Datensignal empfangen, zuerst der Träger zurückgewonnen und anschließend die ursprünglichen Daten

demoduliert. Ein solches PSK-System besitzt ein gutes

C/N-Verhältnis. Das PSK-System enthält als spezielle Form das vierphasige PSK-System. Bei der PSK-Modulation können zwei, vier oder acht Phasenverschiebungen oder -umsetzungen stattfinden. Bei der vierphasigen PSK-Modulation ist eine größere Übertragungseffizienz der Daten gegeben als beim zweiphasigen PSK-System. Außerdem hat dieses Modulationssystem gegenüber dem achtphasigen PSK-System den
Vorteil, daß Modulations- und Demodulationsschaltungen
einfach sind und sich die Bit-Fehlerkorrektur einfach
durchführen läßt.

Beim vierphasigen PSK-System der Tonübertragung wird das
Tonsignal mit einer Bit-Rate von 2,04 Mbit/s in ein digitales Signal umgesetzt. Das digitale Signal moduliert den Hilfsträger von 5,73 MHz in vierphasiger PSK-Modulation.
Die Phase des Hilfsträgers von 5,73 MHz wird in vier Phasen umgetastet. Diese vier Phasen werden mit den Quantisierungsschritten von 14 Bits quantisiert und halb-kompandiert sowie in einen Gray-Code von 10 Bits Länge codiert. Die Halb-Kompandierung dient zur Reduzierung von Bit-Fehlern, die beim Empfang des Signals mit niedrigem C/N-Verhältnis auftreten würden. Dem so erhaltenen und die Tondaten darstellenden Code wird für die Bit-Fehlerprüfung ein BCH-(Bose-Chaudhuri-)Code hinzugefügt. Die Halbkompandierung und der Bose-Chaudhuri-Hocguengham-(BCH)-Code werden als Maß für den Bit-Fehler verwendet, der beim Empfang eines Signals mit niedrigem C/N-Verhältnis verwendet. Das codierte Signal wird verschachtelt zum Empfänger übertragen, um dem Burst-Fehlerproblern zu begegnen, welches der Übertragungsstrecke möglicherweise anhaftet.

Auf der Empfangsseite wird ein gewünschtes Datensignal
herausgegriffen, eine Frequenzumwandlung vorgenommen, um
entsprechend dem herausgegriffenen Signal eine vorbestimmte

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Frequenz zu besitzen. Dann wird das Signal verschiedenen Verarbeitungsschritten, einer PSK-Demodulation zur Wiedergewinnung des 6,6-MHz-Hilfsträgers, einer Entschachtelung, einer Gray-Code-Umsetzung, einer logischen Subtraktion, einer Parallel-Seriell-Umsetzung und dergleichen unterworfen.

Fig. 1 zeigt in Blockform eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Trägerrückgewinnungsschaltung für PSK-Signale. Am Eingangsanschluß 1 wird ein Signal empfangen, welches auf einen Frequenzwandler 2 gegeben wird. Der Frequenzwandler 2 setzt die Frequenz des Eingangssignals in eine vorbestimmte Frequenz um. Das in seiner Frequenz umgesetzte Signal wird einer Trägerrückgewinnungsschaltung 3 zugeführt. Deren Ausgangssignal wird auf eine Datendecodierschaltung (4) und einen Phasenvergleicher 5 gegeben. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 5 gelangt, über einen Addierer 6 an einen spannungsgesteuerten Oscillator (VCO) 7. Der VCO 7 steuert die Phase seines Ausgangssignals. Das phasengesteuerte Ausgangssignal des VCO 7 gelangt an den Frequenzwandler 2 und die Trägerrückgewinnungsschaltung 3. Nach Feststellung einer Bit-Fehlerrate der decodierten Daten, die von der Datendecodierschaltung 4 erzeugt werden, erzeugt ein Frequenz-Korrekturdaten-Generator 9 Korrekturdaten für den ermittelten Bit-Fehlerund gibt sie auf den Addierer 6. Der Addierer 6 addiert die Korrekturdaten und das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 5, und das Ergebnis der Addition wird auf den VCO 7 gegeben. Die decodierten Daten werden von der Datendecodierschaltung 4 ermittelt.

Fig. 2 zeigt eine detailliertere Schaltungsskizze der Schaltung nach Fig. 1. Ein dem Eingangsanschluß 10 zugeführtes HF-Signal wird frequenzmäßig in ein Basisbandsignal von beispielsweise 6,4 MHz umgesetzt. Dies geschieht mit

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Hilfe eines ersten Frequenzwandlers 13, bestehend aus einem ersten Mischer 11 und einem ersten Oszillator 12, und eines zweiten Frequenzwandlers 16, bestehend aus einem zweiten Mischer 14 und einem zweiten Oszillator 15. Während dieser Frequenzumsetzung muß eine Frequenzschwankung möglichst klein gehalten werden, um eine exakte Produktion des Trägers durch die später noch zu beschreibende Trägerrückgewinnungsschaltung 18 sicherzustellen. Hierzu muß eine Frequenzschwankung der Frequenz f^ des Eingangs-HF-Signals und der Frequenz f_OSC2 ^es zweiten Oszillators 15 auf den Minimalwert reduziert werden.

Wie aus Gleichung (2) ersichtlich, beeinflußt die Herabsetzung des C/N-Verhältnisses sehr stark das Auftreten von Bit-Fehlern. Daher muß die aus der Frequenzwandlung resultierende FrequenzSchwankung auf das geringstmögliche Maß reduziert werden; denn ansonsten kann ein korrektes Basisbandsignal nicht erhalten werden.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 2 wird das von dem zweiten Frequenzwandler 16 abgegebene Ausgangssignal zum ersten Oszillator 12 des ersten Frequenzwandlers 13 über einen PSK-Demodulator 17 zurückgeführt, um eine Frequenzschwankung des HF-Eingangssignals und des Ausgangssignals des zweiten Oszillators 15 zu reduzieren.

Der erste Frequenzwandler 13 setzt die Frequenz des HF-Eingangs signals um in eine Frquenz f_IF· Die Frequenz f_IF ist eine Differenz zwischen der Frequenz f ₁ des Ausgangssignals des ersten Oszillators 12, und der Frequenz f__ des HF-Eingangssignals, entsprechend folgender Gleichung:

^FIF ^{= f}osc1 - ^fRF

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Die Ausgangsfrequenz f^ des ersten Frequenzwandlers 13 wird durch den zweiten Frequenzwandler 16 in eine Frequenz fo umgesetzt. Die Frequenz fo ist eine Differenz zwischen der Schwingungsfrequenz f ~ ^^es zweiten Oszillators 15 und der Frequenz f_x„, entsprechend der nachstehenden Glei-

-Lr

chung (4):

^{fo = f}osc2 - ^fIF ·'· ⁽⁴⁾

Das Ausgangssignal des zweiten Frequenzwandlers 16 wird dem PSK-Demodulator 17 zugeführt. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 18 des PSK-Demodulators 17 reproduziert den Träger. Um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 19 zu stabilisieren, werden die Ausgangssignale des VCO 19 und der Trägerrückgewinnungsschaltung 18 an einen ersten Phasenvergleicher 20 gelegt. Das Ergebnis des Phasenvergleichs wird über einen Addierer 21 an den VCO 19 zurückgeführt. Der VCO 19, der Addierer 21.und der Phasenvergleicher 20 bilden eine sogenannte Phasenregelschleife (PLL-Schaltung).

Das Ausgangssignal des VCO 19 wird von einem Frequenzteiler 22 frequenzmäßig durch einen Divisor N geteilt. Die geteilte Frequenz f/N wird an einen der Eingänge des zweiten Phasenvergleichers 23 gelegt. Die Ausgangsfrequenz f_oscl des ersten Oszillators 12 wird von einem eins-zu-M-Frequenzteiler 24 durch einen Divisor M geteilt. Die geteilte Frequenz f _c-i/^M wird an den anderen Eingang des zweiten Phasenvergleichers 23 gegeben. Das Phasenvergleichsergebnis des Vergleichers 23 gelangt über ein Tiefpaßfilter 25 an den ersten Oszillator 2 und regelt die Phase des Schwingungssignals des ersten Oszillators 12.

Während der Frequenzumwandlung gilt also die folgende

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Gleichung (5):

^f/^{N = f}osc1^/M ··· <⁵>

Wenn die PLL-Schaltung des PSK-Demodulators 17 richtig arbeitet und die Eingangsfrequenz fo genauso groß macht, wie die Ausgangsfrequenz f des VCO 19, gilt die Gleichung (6):
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^fo * ^(fRF ^{+ f}osc2^{)/(1 + K)} ··· ⁽⁶⁾

mit K = M/N.

Die Gleichung (6) gibt an, daß eine Schwankung beider Frequenzen fj^ und f_osc2 ^{auf 1}/(1 + K) reduziert wird. Solange daher also Gleichung (6) gilt, läßt sich eine Frequenzschwankung des EingangssignaIs spürbar reduzieren. Durch Stabilisieren der Ausgangsfrequenz fo des zweiten Frequenzwandlers 16 läßt sich also der Bit-Fehler der demodulierten Daten reduzieren. Der Einfangbereich des VCO 19 selbst ist ein Mittenfrequenzbereich von - 200 Hz bis ^± Hz. Durch die Schaltung nach Fig. 2, die der Gleichung (6) genügt, läßt sich der Bereich aufweiten auf *5kHz.

In dem PSK-Demodulator 17 reproduziert die Trägerrückgewinnungsschaltung 18 einen vorgesehenen Träger in Abhängigkeit des Ergebnisses der Demodulation. Wenn in diesem Fall der Einfangbereich des VCO 19 schmal ist, ist der Demodulations-Ausgangspegel im kritischen Bereich des Frequenz-Einfangbereichs ungeeignet. Daher ist auch die Phase des reproduzierten Trägers ungeeignet, was zum Auftreten von Bit-Fehlern führt. Wenn der Einfangbereich wie beim vorliegenden Ausführungsbeispiel breit ist, lassen sich derartige Phasenfehlerprobleme des reproduzierten Trägers lösen. Dies soll weiter unten im einzelnen beschrieben

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werden. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 18 diskriminiert ein 6,4-MHz-Vierphasen-PSK-Trägersignal, das den ankommenden Daten zugeordnet ist, mit Hilfe eines (nicht dargestellten) Detektors und steuert die Phase des Schwingungssignals des VCO 19 auf der Grundlage des Ergebnisses der von dem Detektor vorgenommenen Trägerdiskrimination. Wenn in diesem Fall der Einfangbereich des VCO 19 schmal ist, ist das Detektor-Ausgangssignal als Phasensteuer-Datensignal klein und vermag nicht die Phase des Schwingungssignals des VCO 19 auf die richtigen Phasen des vierphasigen PSK-modulierten Trägers einzurasten. Folglich enthält der reproduzierte Träger falsch umgetastete Phasen,und mithin enthalten die decodierten Daten Bit-Fehler.

Wie aus der obigen Erläuterung hervorgeht, minimiert die Anordnung nach Fig. 2 eine Frequenzschwankung bei der Frequenzumsetzung von der Frequenz f_R_ des HF-Eingangssignals auf die Eingangssignalfrequenz fo des PSK-Demodulators und verbreitert außerdem den Einfangbereich des VCO 19 des PSK-Demodulators 17. Folglich kann diese Anordnung exakt die Frequenz eines HF-Eingangssignals in die vorgesehene Basisband-Frequenz umsetzen.

Um die ankommenden Dten korrekt zu demodulieren, muß der Frequenz-Einfangbereich des VCO 19 auf einen geeigneten Wert eingestellt werden. Hierzu wird die Bit-Fehlerrate der demodulierten Daten erfaßt. Die erfaßte Bit-Fehlerrate wird als Korrekturdatenwert in Form einer Steuer- oder Stellspannung dem VCO 19 zugeführt. 30

Dies soll im folgenden näher erläutert werden. In der Schaltung nach Fig. 2 werden die Korrekturdaten aus der Bit-Fehlerrate der demodulierten Daten berechnet. Die Korrekturdaten werden dem Ausgangssignal des ersten Phasenvergleichers 12 aufaddiert.

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Die oben erläuterte Basisbandsignal-Diskriminations-PLL-Schaltung erzeugt das Signal am Ausgang des PSK-Demodulators 17. Dann gelangt das Signal in eine Datenverarbeitungsschaltung 26, in der das so erhaltene Signal verschiedenen Verarbeitungsschritten unterworfen wird, so z. B. einer Gray-Code-Umsetzung, einer logischen Subtraktion, einer Parallel-Serien-Umsetzung. Anschließend wird das so behandelte Signal in Form serieller PCM-Daten ausgegeben. Die PCM-Daten werden in einem PCM-Datenverarbeitungsschaltung 26A eingegeben, in der die PCM-Daten von einer Rahmen-Synchronisierschaltung 27 synchronisiert werden. Ein Rahmen-Zeitsteuergenerator 28 erzeugt Zeitsteuersignale zur Verarbeitung der PCM-Daten. Die ankommenden Daten, die zur Vermeidung von Burst-Rauschen auf der Senderseite verschachtelt waren, werden vorübergehend in einem Schreib-/Lese-Speicher 30 gespeichert, bevor eine Entschachtelung erfolgt. Die entschachtelten Daten werden als Tondaten des zu reproduzierenden Tons ausgegeben. Eine Steuerbit-Korrekturschaltung 31 prüft, ob das in dem Rahmen enthaltene Steuerbit korrekt ist, und falls es falsch ist, korrigiert die Steuerschaltung das Steuerbit.

Was nun die Fehlerprüfung der demodulierten Daten angeht, so wird die Datenausgabe der Entschachtelungsschaltung 29 in eine BCH-Korrekturschaltung 32 eingegeben, wo ein Doppelfehler des BCH-Codes geprüft wird.und die Daten korrigiert werden. Von einer BCH-Code-Korrektürschaltung 33 werden die Bereichsdaten der Tondaten in den korrigierten PCM-Daten korrigiert. Außerdem wird eine Bereichsfehler-Interpolationsschaltung 24 verwendet, die eine Bereichsfehlerinterpolation durchführt. Die Ausgangsdaten der Interpolationsschaltung 34 werden eine Mehrheitsentscheidungs-Schaltung für obere Bits, 35, zugeführt. Für den in den Bits höherer Ordnung der Daten auf der übertragungsstrecke auftretenden Fehler trifft die Schaltung 95 eine

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Mehrheitsentscheidung bezüglich der oberen Bits in dem Rahmen und verwendet das Ergebnis der Mehrheitsentscheidung für die Daten höherer Bits. Ein Expander 36 expandiert die komprimierten Daten, um sie in die ursprünglichen Daten umzusetzen. Die Korrekturdaten für den Fehler, einschließlich der expandierten Daten, werden einer Schaltung für Datenrückgewinnung, 37, und einen Digital-/Analog-Uinsetzer 38 zugeführt. Der D/A-Umsetzer 38 setzt die Daten in das gewünschte Analog-Tonsignal um.
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Die Qualtität des so erhaltenen, demodulierten Tonsignals hängt in starkem Maße von der Stabilität des von der Trägerrückgewinnungsschaltung 18 reproduzierten Trägersignals ab. Um die Stabilität zu erreichen, stabilisiert die vorliegende Erfindung die Einfangfrequenz. Hierzu werden Korrekturdaten gebildet, die in Beziehung stehen zu der An- -% zahl der Fehlererkennungen seitens der BCH-Korrekturschaltung 32 in der PCM-Datenverarbeitungsschaltung 26A. Die f\ Korrekturdaten werden der Stellspannung für den VCO 19 aufaddiert. Dadurch wird die Fangfrequenz stabilisiert, indem die Fehlererfassung der reproduzierten PCM-Daten ausgenutzt wird. Mit der stabilisierten Einfangfrequenz wird der Träger exakt reproduziert und ist in der Lage, die reproduzierten Daten mit einer verminderten Bit-Fehlerrate zu liefern.

Die Steuerung bzw. Regelung des VCO erfolgt auf der Grundlage der reproduzierten Daten. Die Steuerdaten hierzu werden abgeleitet von der durch die BCH-Korrekturschaltung 32 vorgenommenen Fehlererfassung. Der Korrekturdaten-Generator 39 erzeugt die Korrekturdaten unter Verwendung der Fehlererkennung, genau gesagt der Anzahl der Fehlererkennungen. Die Korrekturdaten werden den Ausgangsdaten des ersten Phasenvergleichers 20 aufaddiert mit Hilfe einer Spannungsüberlagerungseinrichtung, d. h. im vorliegenden Fall mit Hilfe des Addierers 21. Das Additionsergebnis wird dem VCO

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19 zugeführt, um die Frequenz des reproduzierten Trägersignals zu stabilisieren.

In dem Korrekturdaten-Generator 39 zählt ein Zähler 40 die Anzahl von Fehlererkennungen in der BCH-Korrekturschaltung 32. Der Zählwert wird zu einem Pulsbreitenmodulator 41 übertragen, welcher die Pulsbreitenmodulation nach Maßgabe des Zählwerts vornimmt und sein Ausgangssignal dem Addierer 21 über ein Filter 42 zuführt.

Die Spannung der Korrekturdaten, die von dem Korrekturdaten-Generator 39 dem Addierer 21 zugeführt werden, wird folgendermaßen bereitgestellt: Nach dem Verschieben der Schwingungsfrequenz des VCO 19 von der Einfangfrequenz wird die untere Grenzfrequenz des Einfangbereichs dadurch erhalten, daß die Frequenz von einer unterhalb der unteren Grenzfrequenz liegenden Frequenz ansteigend durchlaufen wird. Die obere Grenzfrequenz des Einfangbereichs wird dadurch erhalten, daß die Frequenz von einer oberhalb der oberen Grenzfrequenz liegenden Frequenz abnehmend durchlaufen wird. Eine geeignete Einfangfrequenz wird berechnet, indem die auf diese Weise erhaltene obere und untere Grenzfrequenz herangezogen werden. Die Spannung, die der richtigen Einfangfrequenz und der durch den Pulsbreitenmodulator 41 gegebenen Impulsbreite entspricht, ist die Spannung der Korrekturdaten. Dies soll anhand von Fig. 3 näher erläutert werden.

Wenn die kritischen Frequenzen des Einfangbereichs erfaßt werden, erfolgt, wenn die Schwingungsfrequenz des VCO 19 innerhalb des Einfangbereichs liegt, keine Frequenzverschiebung aus dem Einfangbereich, so daß eine unrichtige Erfassung der oberen und der unteren Frequenzen kaum vorkommt. Um dies zu vermeiden, ist eine Abstellschaltung 43 vorgesehen. Zur Zeit der Kanalauswahl mit Hilfe eines

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₁₇ 3 5 2^l41 4

Kanaldatengenerators 44 und beim Einschalten der Versorgungsspannung zieht die Abstellschaltung 43 die Schwingungsfrequenz des VCO 19 zwangsweise aus dem Einfangbereich heraus.
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Handelsübliche IC-Schaltungen für die QPSK-Demodulation sind z. B. unter der Typenbezeichnung TA7751P von der P.irma TOSHIBA Co., Ltd., Japan, erhältlich. Eine solche integrierte Schaltung enthält eine AGC-Schaltung (automatische Verstärkungsregelung), den Phasensynchrondetektor für die QPSK-Modulation, die Taktrückgewinnungs-Phasenregelschleife und dergleichen, und sie führt verschiedene digitale Verarbeitungen aus, wie z. B. logische Summenbildung, Parallel-Serien-Umsetzung und dergleichen.

Fig. 3 zeigt im einzelnen den Korrekturdaten-Generator 39. Nach der Kanalauswahl durch den Kanaldatengenerator 44 erzeugt die Abstellschaltung 43 einen Ab stell impuls. Dieser "^r Abstellimpuls setzt den Zähler 40 zum Zählen der BCH-Impulse zurück. Nach dem Zurücksetzen wird ein zählbarer Bereich des Zählers 40 zwischen der oberen und der unteren Frequenz des Einfangbereichs des VCO 19 in einem Auf-/Ab-Zähler 45 bereitgestellt. Wenn der Bit-Fehler in den decodierten Daten klein ist, ist der Betrieb der Phasenregelschleife instabil, wenn der VCO 19 geregelt wird. Die Regelung des VCO 19 unter der Bedingung starker Bit-Fehler liefert eine übermäßig große Steuerspannung. Mit einer derart übermäßig großen Steuerspannung ist das PLL-System instabil, so daß die Frequenz des VCO 19 in eine Frequenz eines anderen Kanals, der sich von dem ausgewählten Kanal unterscheidet, hineingezogen wird. Der Zählbereich des Zählers 40 vermeidet ein solches Problem.

Wenn von der Abstellschaltung 43 zur Zeit der Kanalauswahl ein Abschaltimpuls erzeugt wird, liest eine zentrale

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Verarbeitungseinheit (CPu) 47 aus einem Schreib-/Lesespeicher (RAM) 46 einen vorbestimmten Wert N1 aus und stellt ihn in der CPU 47 ein. Unter dieser Bedingung kommt das nächste Datenpacket an, und der Zähler 40 zählt Ausgangsimpulse des Taktimpulsgebers 45 während einer Zeitspanne, die der Dauer des BCH-Impulses entspricht. Der Zählwert des Zählers 40 wird von der CPU 47 dem Auf-/Ab-Zähler 45 zugeführt. Diese vollzieht eine Auf-/Ab-Zählung und veranlaßt, daß der Pulsbreitenmodulator 41 an seinem Ausgang ein Impulssignal mit einer bestimmten Impulsbreite erzeugt. Mit Erhöhung des Zählerstands des Auf-/Ab-Zählers 45 nimmt die durch Glätten der Ausgangsimpulse des Pulsbreitenmodulators 41 gebildete Spannung zu, was zu einer Zunahme der Korrekturdatenspannung führt. Im Anfangsstadium der VCO-Regelung wird die Schwingungsfrequenz des VCO 19 zwangsweise auf eine Frequenz unterhalb der unteren Grenzfrequenz des Einfangbereichs eingestellt, und dann wird die Frequenz in den Einfangbereich hinein hochgezogen. Zu dieser Zeit wird der Zählerstand (N1 + N_T) des Auf-/Ab-Zählers

* 20 45 an die untere Grenzfrequenz angepaßt.

Beim nächsten Datenpacket wird der Zähler 40 zurückgestellt, und die Schwingungsfrequenz des VCO 19 wird zwangsweise auf eine Frequenz eingestellt, die über der oberen Grenzfrequenz liegt. Der VCO 7 liest aus dem RAM 46 einen Wert N2 aus und stellt ihn in dem Auf-/Ab-Zähler 45 ein. Dann wird der Auf-/Ab-Zähler 45 auf Abwärtszählbetrieb eingestellt, und er beginnt den Abwärtszählvorgang entsprechend dem gezählten Wert der Bit-Fehlerdaten, der durch den Zähler 40 gegeben wird. Mit dem Abwärtszählen fällt die aus dem Glätten der Ausgangsimpulse des Pulsbreitenmodulators 41 resultierende Spannung ab, und außerdem nimmt die Frequenz des VCO 19 ab, um die obere Grenzfrequenz des Einfangbereichs zu erreichen. Jetzt beträgt der Zählerstand des Auf-/Ab-Zählers 45 (N2 - N4). Dieser Zählwert wird in den RAM 46

* eingeschrieben.

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Auf diese Weise sind nun die Zählwerte (N2 - N4) und (N1 + N_T) im Anfangsstadium der VCO-Regelung in den RAM 46 eingeschrieben, und sie werden in dem Auf-/Ab-Zähler eingestellt. Auf diese Weise definieren die Zählwerte den zählbaren Bereich des Auf-/Ab-Zählers 48. Die CPU 47 liest den oberen und den unteren Grenzwert aus dem RAM 46 aus, mittelt die Werte und stellt sie in den Auf-/Ab-Zähler ein. Beim nächsten Datenpacket wird der Auf-/Ab-Zähler entsprechend dem Zählerstand des Zählers 40, der die Anzahl von Bit-Fehler-Erkennungen repräsentiert, gesteuert. Der Pulsbreitenmodulator 41 erzeugt ein Impulssignal mit einer Impulsbreite entsprechend dem BCH-Impuls.

Nun geht der Betrieb folgendermaßen weiter: Der Zähler zählt ansprechend auf die Bit-Fehler der decodierten Daten BCH-Impulse und gibt den Zählerstand an den Steuerimpulsgenerator 49. Dieser, der die Zählwerte des Zählers 40 für jedes Datenpacket speichert, erzeugt Impulse, die einer Differenz zwischen dem derzeitigen Zählwert und dem vorausgehenden Zählwert entspricht. Wenn der Zählwert für das laufende Datenpacket kleiner ist als der für das vorausgehende Datenpacket, erzeugt der Steuerimpulsgenerator 49 entsprechend der Differenz der beiden Werte Negativ-Impulse. Die Ausgangsimpulse werden einer Schalter-Steuerung 50 zugeführt, die einen Schalter 51 abhängig von der negativen oder positiven Polarität der Impulse steuert.

Bei Positiv-Impulsen bildet der Schalter 51 einen Pfad, welcher über einen Kontakt T1 ein Inkrement-Teil (Erhöhungs-Teil) 52 anschließt. Bei Negativ-Impulsen erfolgt über einen Kontakt T2 ein Anschluß an ein Dekrement-Teil 53. Der Zählwert des Auf-/Ab-Zählers 48 wird nach Maßgabe der erhöhten oder erniedrigten Anzahl von BCH-Impulsen gesteuert. Das impulsbreitenmodulierte Signal entsprechend dem Zählerstand erscheint am Ausgang des Impulsbreiteninodu-

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lators 41. Der Ausgangsimpuls des Impulsbreitenmodulators 41 wird geglättet und dem Addierer 21 zugeführt. Der Addierer 21 addiert das Impulsbreitensignal auf die Steuerspannung für den VCO 19.
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Der Auf-/Ab-Zähler 48 zählt entsprechend der Anzahl der BCH-Impulse innerhalb des Zählbereichs zwischen der oberen und der unteren Grenze, wie sie im Anfangsstadium des Regelvorgangs eingestellt wurde, nach oben oder nach unten. Durch den Zählbetrieb wird die Frequenz des VCO 19 auf eine für die Minimierung des Bit-Fehlers der decodierten Daten optimale Frequenz eingeregelt.

Wenn die Stellspannung für den VCO 19 richtig ist, wird das PLL-System stabilisiert, indem die obere und die untere Grenze für den Zählbereich in dem Auf-/Ab-Zähler 48 voreingestellt wird.

Wenn eine Anzahl von BCH-Impulsen ungewöhnlich groß ist, ist es schwierig, die Frequenz des VCO 19 zu regeln. Um diesem Problem zu begegnen, stellt die Abstellschaltung dann, wenn die Anzahl der BCH-Impulse einen vorbestimmten Wert erreicht, den Zähler 40 zurück und stoppt die Ausgabe der Korrekturdaten.
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Claims

Patentansprüche

1. Trägerrückgewinnungsschaltung für Signale, die in Modulation mit unterdrücktem Träger übertragen werden, dadurch gekennzeichnet , daß eine Freguenzwandlereinrichtung (2, 13, 16) vorgesehen ist zum Umsetzen des Übertragungssignals in eine Frequenz eines zurückzugewinnenden Trägersignals, daß an die Frequenzwandlereinrichtung eine Demodulatoreinrichtung (4, 26A) angeschlossen ist, um die Übertragungsdaten zu demodulieren, daß die Demodulatoreinrichtung eine Trägerrückgewinnungseinrichtung {40, 17) zum Erzeugen des Trägers, eine an die Trägerrückgewinnungseinrichtung gekoppelte spannungsgesteuerte Oszillatoreinrichtung (7, 19) zum Erzeugen eines Schwingungs-Ausgangssignals, das der Trägerrückgewinnungseinrichtung zugeführt wird, und eine Phasenvergleichereinrichtung (5, 20) aufweist, die an die Trägerrückgewinnungseinrichtung und die spannungsgesteuerte Oszillatoreinrichtung angeschlossen ist, um die Phase des zurückgewonnenen Trägers und des Schwingungs-Ausgangssignals zu vergleichen und eine Steuerspannung zu erzeugen, durqh die die span-

RadeckestraBe 43 8000 München 60 Telefon (089) 883602/883604 Telex 5212313 Telegramme Patentconsult

Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 4186237 Telegramme Patentconsult

Telefax (CCITT 2) München und Wiesbaden (089) 8344618 Attention Patentconsult

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nungsgesteuerte Oszillatoreinrichtung gesteuert wird, daß an die Demodulatoreinrichtung eine Fehlerdetektoreinrichtung (8, 32) angeschlossen ist, die die Bit-Fehlerrate der demodulierten Daten erfaßt, und daß an die Fehlerdetektoreinrichtung eine Frequenz-Korrekturdaten-Generatoreinrichtung (8, 39) angeschlossen ist, um nach Maßgabe der erfaßten Bit-Fehlerdaten eine Korrekturspannung zu erzeugen, wobei die Frequenz-Korrekturdaten-Generatoreinrichtung an die spannungsgesteuerte Oszillatoreinrichtung gekoppelt ist, um die Korrekturspannung der Steuerspannung zu überlagern.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das Übertragungssignal ein Vier- phasen-Umtastsignal enthält.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die spannungsgesteuerte Oszillatoreinrichtung an die Frequenzwandlereinrichtung angeschlossen ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Fehlerdetektoreinrichtung eine Bose-Chaudhuri-Hocquengham-Code-Korrekturschaltung (BCH-Code-Korrekturschaltung) enthält.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz-Korrekturdaten-Generatoreinrichtung eine Zähleinrichtung zum Zählen der von der BCH-Code-Korrekturschaltung erzeugten Fehlerzahl und zum Erzeugen eines Zähl-Ausgangssignals sowie eine Pulsbreiten-Modulatoreinrichtung zum Erzeugen der Korrekturspannung nach Maßgabe des Zähl-Ausgangssignals enthält.

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