DE69828250T2

DE69828250T2 - Digitale Direktsequenzspreizspektrumnachrichtenübertragung mit Störsignalgeneration

Info

Publication number: DE69828250T2
Application number: DE69828250T
Authority: DE
Inventors: Didier Lattard; Jean-Rene Lequepeys; Didier Varreau; Bernard Piaget
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1997-10-22
Filing date: 1998-10-20
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2018-10-21
Also published as: EP0917299A1; DE69828250D1; US6347112B1; FR2770059B1; FR2770059A1; EP0917299B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur digitalen Direktsequenz-Spreizspektrumsübertragung mit Generation eines einem Vielfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignals.
Stand der Technik
Die Direktsequenz-Spreizspektrumsmodulationstechnik wird seit vielen Jahren angewendet, insbesondere bei den Funkverbindungen mit den Satelliten und auf militärischem Gebiet.
Bei einem Digitaldatensender, der mit einer klassischen Modulationstechnik arbeitet, modulieren die gesendeten Daten einen Funkträger. Die benutzte Modulation kann eine Phasen-, Frequenz- oder Amplitudenmodulation oder eine gemischte Modulation sein. Um die Darstellung zu vereinfachen, beschränken man sich hier auf die Phasenmodulationen, die heute die am meisten benutzten sind.
Die zu übertragenden, digitalen Daten sind Binärelemente oder Bits. Diese Bits haben eine Periode T_b, das heißt, dass man alle T_b ein neues Bit übertragen muss. Mit diesen Bits kann man Bitgruppen bilden, auch Symbole genannt, deren Periode mit T_s bezeichnet wird und ein Vielfaches von T_b ist. Es sind diese Symbole, welche den Funkträger modulieren, zum Beispiel phasenmodulieren.
Zwei Phasenmodulationmodelle können diese Technik darstellen:

a) die Modulation des Typs BPSK (für "Binary Phase Shift Keying"); sie besteht darin, den Bits 0 zum Beispiel einen Phasenzustand 0 zuzuordnen und den Bits 1 einen Phasenzustand π; in diesem Fall ist das Bit selbst das Symbol (T_s=T_b) und dem Funkträger wird Bit für Bit sein Phasenzustand aufgezwungen;
b) die Modulation des Typs QPSK (für "Quaternary Phase Shift Keying") besteht darin, durch zwei aufeinanderfolgende Bits gebildete Symbole zu benutzen; diese Symbole können folglich vier Zustände annehmen (00, 01, 10, 11); man ordnet jedem dieser Zustände einen Zustand der Phase des Trägers zu; in diesem Fall T_s=2T_b, und dem Funkträger wird sein Phasenzustand alle zwei Bits aufgezwungen.

Auf der Empfangsseite muss man das empfangene Signal demodulieren. Man unterscheidet zwei große Demodulationsgruppen: die kohärente Demodulation und die nichtkohärente Demodulation. Die Technik der kohärenten Demodulation besteht darin, in dem Empfänger eine Untereinheit zu realisieren, deren Rolle es ist, die mittlere bzw. durchschnittliche Phase des Trägers zu ermitteln, um einen Phasenbezug wiederherzustellen. Dieser Phasenbezug wird anschließend mit dem empfangenen Signal gemischt, um die Daten zu demodulieren.
Die nichtkohärente Demodulationstechnik beruht auf der Beobachtung, nach der es genügt, den Phasenbezug des laufenden Symbols zu vergleichen mit der Phase des vorhergehenden Symbols. In diesem Fall ermittelt der Empfänger nicht die Phase der Symbole sondern die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen. Man hat es dann mit einer Differentialphasenmodulation des Typs DPSK ("Differential Phase Shift Keying") oder DQPSK ("Differential Quadrature Phase Shift Keying") zu tun.
Die beigefügten 1 bis 3 zeigen schematisch die Struktur und Funktionsweise eines Spreizspektrumsenders und eines Spreizspektrumempfängers, die mit DPSK arbeiten. Dieser Stand der Technik entspricht dem Dokument FR-A-2 712 129.
Zunächst zeigt die 1 das Schaltbild eines Senders. Dieser Sender besitzt einen Eingang Ee, in den die zu sendenden Daten b_k eingespeist werden, und er umfasst einen Differentialcodierer 10, gebildet durch eine logische Schaltung 12 und eine Verzögerungsschaltung 14; der Sender umfasst noch einen Pseudozufallssequenzengenerator 30, ein Multiplizierglied 32, einen lokalen Oszillator 16 und einen Modulator 18, verbunden mit einem Ausgang Se, der das DPSK-Signal liefert.
Die logische Schaltung 12 erhält die binären Daten b_k und liefert binäre Daten d_k. Die logische Schaltung 12 erhält auch die um einen Rang verzögerten Daten d_k-1. Die in der Schaltung 12 durchgeführte logische Operation ist die Exklusiv-ODER-Operation bei den Daten b_k und dem verzögerten d_k-Komplement (das heißt bei
):
Die beim Senden zur Modulation der Daten benutzte Pseudozufallssequenz muss eine Autokorrelationsfunktion besitzen, die eine markante Spitze (des Werts N) für eine Verzögerung Null und möglichst schwache Sekundärkeulen aufweist. Dies kann erreicht werden, indem man Sequenzen von maximaler Länge verwendet (auch m-Sequenzen genannt) oder zum Beispiel sogenannte GOLD- oder KASAMI-Sequenzen. Diese Pseudozufallssequenz, mit {C_l} bezeichnet, besitzt eine Bitrate die N-mal höher ist als die der zu übertragenden binären Daten. Die Dauer T_c eines binären Elements dieser Pseudozufallssequenz, auch "Chip" genanntes Element, ist folglich gleich T_b/N.
Die "Chip"-Rate der Pseudozufallssequenz kann mehrere Millionen und sogar mehrere zehn Millionen pro Sekunde betragen.
Die beigefügte 2 zeigt das Schaltbild eines entsprechenden Empfängers des Differentialmodulatortyps. Dieser Empfänger besitzt einen Eingang Er und umfasst ein angepasstes Filter 20, dessen Impulsreaktion die zeitliche Umkehrung der in dem Sender benutzten Pseudozufallssequenz ist, eine Schaltung 22 zur Realisierung einer Verzögerung T_b, ein Multiplizierglied 24, ein Integrierglied 26 über eine Periode T_b und eine logische Entscheidungsschaltung 28. Der Empfänger besitzt einen Ausgang Sr, der die Daten ausgibt.
Wenn man das Signal am Eingang Er mit x(t) bezeichnet, erhält das Multiplizierglied 24 das gefilterte Signal X_F(t) und das verzögerungsgefilterte Signal x_F(t-T_b). Das Produkt wird über eine Periode kleiner oder gleich T_b integriert in dem Integrierglied, das ein Signal liefert, dessen Polarität ermöglicht, den Wert des übertragenen Bits zu bestimmen.
Das in dem Empfänger benutzte Eingangsfilter 20 besitzt eine im Basisband äquivalente Impulsreaktion, mit H(t) bezeichnet, und diese Reaktion muss der zeitlich umgekehrte konjugierte Komplex der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz c(t) sein: H(t) = c*(Tb-t)
Das durch ein solches Filter gelieferte Signal schreibt sich dann: xF(t) = x(t)*HF(t)wo das Zeichen * die Faltungsoperation bezeichnet, also
Das angepasste Filter 20 realisiert also die Korrelation zwischen dem in seinen Eingang eingespeisten Signal und der Spreizzufallssequenz.
In einem Kanal mit Gaußschem Rauschen präsentiert sich das Signal x_F(t) folglich in Form eines Impulssignals, wobei die Wiederholungsfrequenz der Impulse gleich 1/T_b ist. Die Umhüllende dieses Signals ist die Autokorrelationsfunktion des Signals c(t). Die Information wird durch die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Korrelationsspitzen übertragen.
Der Ausgang des Multiplizierglieds wird also durch eine Aufeinanderfolge positiver oder negativer Spitzen gebildet, je nach Wert des übertragenen Bits.
In dem Fall einer Vielfachwege-Funkübertragung wird der Ausgang des angepassten Filters durch eine Folge von Korrelationsspitzen gebildet, wobei jede Spitze einem Ausbreitungsweg entspricht.
Die verschiedenen Signale der Empfangskette sind in der 3 dargestellt. Die Linie (a) repräsentiert das gefilterte Signal x_F(t), die Linie (b) das Korrelationssignal x_F(t)*x_F(t-T_b) und die Linie (c) das Signal am Ausgang des Integrierglieds.
Die Direktsequenz-Breitspektrumsmodulationstechnik wurde in der Fachliteratur schon oft beschrieben. Man kann zum Beispiel folgende Arbeiten nennen:

– "CDMA Principles of Spread Spectrum Communication", von Andrew J. VITERBI, Addison-Wesley Wireless Communications Series;
– "Spread Spectrum Communications", von Marvin K. SIMON et al., Vol. I 1983, Computer Science Press;
– "Spread Spectrum Systems", von R.C. DIXON, John WILEY and Sons.

Diese Technik wurde auch in verschiedenen Artikeln beschrieben:

– "Direct-sequence Spread Spectrum with DPSK Modulation and Diversity for Indoor Wireless Communications", veröffentlicht von Mohsen KAVEHRAD und Bhaskar RAMAMURTHI in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM 35, Nr. 2, Februar 1987;
– Practical Surface Acoustice Wave Devices", von Melvin G. HOLLAND in der Zeitschrift "Proceedings of the IEEE", Vol. 62, Nr. 5, Mai 1974, Seiten 582–611.

Die Vorteile der Direktsequenz-Spreizspektrumstechnik sind vielfach. Insbesondere kann man nennen:

– die Diskretion: diese Diskretion ist verbunden mit der Spreizung der übertragenen Information über ein breites Basisband; daraus resultiert eine geringe Spektraldichte der Sendeleistung;
– den Vielfachzugriff: mehrere Direktsequenz-Spreizspektrumverbindungen können sich dasselbe Basisband teilen, indem man Pseudozufallssequenzen mit rechtwinkliger Spreizung benutzt (wobei diese Sequenzen eine Interkorrelationsfunktion besitzen, die für alle Verschiebungen ein sehr schwaches Restrauschen aufweisen); diese Technik nennt man Vielfachzugriff im Codemultiplex (oder in der englischen Abkürzung CDMA);
– eine gute Verträglichkeit mit den klassischen Schmalbandkommunikationen: dasselbe Basisband kann nämlich geteilt werden von den Systemen, die eine Schmalbandmodulation benutzen, sowie den Systemen, die eine Breitbandmodulation benutzen; die Schmalbandkommunikationen erfahren nur eine leichte Zunahme des radioelektrischen Umgebungsrauschens, das umso geringer ist, je größer die Wellenlänge ist; die Spreizspektrumsmodulationskommunikationen bewirkten dank der beim Empfang durchgeführten Korrelationsoperation eine Unterdrückung der Schmalbandmodulationen;
– die Schwierigkeit des Auffangens bzw. Abhorchens: eine Direktsequenz-Spreizspektrumsübertragung ist nur schwer aufzufangen bzw. abzuhorchen wegen der geringen Spektraldichte und aufgrund der Tatsache, dass der Empfänger die Spreizfrequenz kennen muss, um die Daten demodulieren zu können;
– ein sehr gutes Verhalten in einer Vielfachwege-Umgebung: in solchen Umgebungen erfolgt die Ausbreitung der radioelektrischen Welle über vielfache Wege, was mit Phänomenen der Reflexion, Diffraktion und Diffusion verbunden ist; außerdem ist es nicht selten, dass es zwischen dem Sender und dem Empfänger keinen zeitlich stabilen Direktweg mehr gibt; diese Vielfachwege-Ausbreitung bewirkt Störeffekte, die zu einer Verschlechterung der Übertragungsqualität führen können.

Die Systeme des Typs Vielfachzugriff im Codemultiplex (CDMA) weisen eine Schwierigkeit auf, die aus der Interferenz resultiert, die zwischen einem Übertragungskanal, der mit einem für einen speziellen Benutzer typischen Spreizcode arbeitet, und den anderen Übertragungskanälen existiert, die mit anderen, für andere Benutzer typischen Codes arbeiten. Wenn die benutzten Sequenzen rigoros rechtwinklig wären, gäbe es diese Interferenzen nicht, aber in der Praxis ist dies nicht der Fall.
Wenn man zwei Pseudozufallssequenzen, Benutzern i und k zugeteilt, mit g_i(t) und g_k(t) bezeichnet, kann man einen Koeffizienten μ_i,k definieren, der die Korrelation zwischen den beiden Sequenzen wiedergibt. Dieser Koeffizient ist über die Dauer Ts eines Symbols gleich dem Mittelwert des Produkts der Sequenzen, also:
Dieser Koeffizient repräsentiert eine Autokorrelation, wenn i=k, und eine Korrelation, wenn i≠k.
Das Signal am Ausgang des Korrelators, das dem Benutzer des Rangs k entspricht (das heißt dem Ausgang des Multiplizierers 24 der 2), kann – in Abhängigkeit von diesem Kopplungskoeffizienten – wie folgt geschrieben werden:
wo A_k die Amplitude des für den Benutzer des Rangs k typische Signal ist, g_k(t) die für diesen Benutzer typische Pseudozufallssequenz ist, d₁ die übertragene Größe ist und n(t) ein Gaußsches weißes Rauschen. In diesem Ausdruck geht der Index i von 0 bis K – wobei K die Gesamtzahl der Benutzer ist –, aber ohne den typischen Wert k des betreffenden Benutzers anzunehmen.
Der erste Term, also A_kd_k ermöglicht, die Größe d_k wiederzufinden; der zweite Term entspricht einer Korrelation mit den den anderen Benutzern entsprechenden Signalen. Dieser Term wird "Vielfachzugriffsinterferenz" genannt (oder auf Englisch "Multiple Access Interference", abgekürzt MAI). Wenn die Sequenzen für schwache Interkorrelationen gewählt und aufgebaut sind, nähern sich die Koeffizienten μ_i,k der Null und die Auswirkung der Interferenz mit den anderen Benutzern i auf das Signals des Benutzers k bleibt schwach.
Das Vorhandensein dieser Vielfachzugriffsinterferenz, hat eine nicht unbedeutende Auswirkung auf die Kapazität des Übertragungssystems, das heißt auf die Anzahl der gleichzeitig akzeptierbaren Benutzer und auf die Leistungen des Systems. Zudem wird die Präsenz von Benutzern, die ein starkes Signal aussenden, die Wirkung der Vielfachzugriffsinterferenz auf Benutzer erhöhen, die ein schwaches Signal aussenden. Die schwach sendenden Benutzer können durch die stark sendenden Benutzer völlig verrauscht werden. Zum Beispiel – bei Multipunkt-Punkt-Kommunikationen – tritt dieses Phänomen auf, wenn die Sender, die mit identischen Amplituden senden, unterschiedlich weit von dem Empfänger entfernt sind. Das Signal des nächstgelegenen Senders erreicht den Empfänger mit einer stärkeren Amplitude als das von einem weiter entfernten Sender stammende Signal, bei Berücksichtigung der Dämpfungsunterschiede. Dieser Effekt ist bekannt unter der englischen Bezeichnung "Near/Far Effect" oder Blindheit (aveuglement) im Basisband.
Zahlreiche Arbeiten beschäftigen sich mit dem Versuch, dieses Interferenzphänomen zu reduzieren. Nennen kann man:

– Arbeiten über die Pseudozufalls-Spreizsequenzen: dieser Lösungsansatz zielt darauf ab, einen Satz Sequenzen zu finden, die gute Rechtwinkligkeitseigenschaften haben; im idealen Fall, wo μ_i,k=0 (für i≠k), sind die Codes rigoros rechtwinklig und der der Vielfachzugriffinterferenz entsprechende Term ist null; da jedoch in der Praxis die CDMA-Kommunikationssysteme asynchron sindd, ist es mathematisch unmöglich, diese Rechtwinkligkeit für zeitliche Verschiebungen zu garantieren, die unter den Benutzern des Systems variabel sind; in der Praxis sucht man daher Codes, die untereinander die niedrigsten Interkorrelationskoeffzienten haben;
– Arbeiten über Verwaltung der Leistungen: eine strikte Kontrolle der Sendeleistung der verschiedenen Benutzer des Systems zielt darauf ab, dass auf Empfängerebene die empfangenen Leistungen fr alle Codes des CDMA-Systems identisch sind; diese Verwaltung begrenzt den "Near/Far Effect"; jedoch hat diese Kontrolle der Leistung aufgrund des Phänomens der Dämpfung und der schnellen Veränderungen des Funkkanals ihre Grenzen;
– die Benutzung adaptiver Antennen: die Idee ist, die Antenne in die Richtung des gesuchten Benutzers auszurichten; der Vielfachzugriff-Interferenzeffekt wird dann kleiner;
– Arbeiten über leistungsfähigere Empfängerstrukturen, beruhend auf einer gemeinsamen Multibenutzerdetektion der Daten; die einzige Hypothese bzw. Vorraussetzung dabei ist, dass dem Empfänger die Codes des Systems bekannt sind; leider ist die Anwendung diese theoretische Struktur sehr komplex.

Die Anstrengungen der letzten Jahre bestanden in der Suche nach Lösungen, die – wenn schon nicht optimal – wenigstens eine deutliche Verbesserung der Leistungen in Bezug auf diejenigen eines klassischen Detektors liefern. Unter diesen Lösungen kann man die Interferenzenunterdrückungs-Empfänger nennen. Man kann zwei Typen von Empfängern unterscheiden, je nach dem, ob sie die Interferenzen sukzessiv oder parallel unterdrücken. Diese beiden bekannten Empfängertypen lassen sich schnell beschreiben:
A) Ein Empfänger mit sukzessiver Interferenzunterdrückung umfasst schematisch:

• einen Empfänger des Signals im Basisband,
• eine erste einen konventionellen Detektor nutzende Stufe,
• eine Selektionsschaltung des Benutzers, die den höchsten Korrelationswert erzeugt (Benutzer wird mit der größten Leistung empfangen),
• eine Decodierung der mit diesem Benutzer verbundenen Informationen, um das gesendete Symbol wiederherzustellen,
• eine Regenerierung des durch diesen Benutzer gesendeten Basisbandsignals durch Spreizung des mit Hilfe der benutzten Spreizsequenz wiederhergestellten Symbols,
• eine Unterdrückung des derart regenerierten Signals in dem ursprünglichen Basisbandsignal,
• eine Wiederholung dieses Prozesses (mit dem neuen im Basisband erhaltenen Signal) bis zur Decodierung des Signals mit der schwächsten Leistung.

Eine solche Technik wird zum Beispiel beschrieben in dem Artikel von P. PATEL et al. mit dem Titel "Analysis of a Simple Successive Interference Cancellation Scheme in a DS/CDMA System", veröffentlicht in "IEEE Journal on Selected Areas in Communications", Vol. 12, Nr. 5, Juni 1994, Seiten 796–807. Der entsprechende Empfänger ist in der beigefügten 4 dargestellt. Er umfasst eine Basisband-Empfangsschaltung 30, eine Gruppe von Korrelatoren 41, 42,..., 4k, ebensoviele Integrierer 51, 52,..., 5k, eine Schaltung 60 zur Selektion des Maximums der nach der Integration erhaltenen Signale Z₁, Z₂,..., Z_k, also Z_i, wobei man die entsprechende Größe di durch das Vorzeichen von Z_i erhält, eine Schaltung 62 zur Regenerierung des Basisbandsignals, wobei diese Schaltung die Pseudozufallssequenz des Benutzers i benutzt, um die Größe di wieder zu spreizen; eine Umkehrschaltung 66, die das so erlangte Basisbandsignal wieder in die Empfangsschaltung einspeist, um dort den mit dem Benutzer i verbundenen Teil abzuziehen.
Nach dieser ersten Behandlung bestimmt die Schaltung ein neues Maximum und führt eine neue Korrektur durch usw.
Dieses Interferenzenunterdrückungsverfahren ist gut angepasst an den Fall, wo die relativen Leistungen der verschiedenen Benutzer sehr unterschiedliche Werte haben. In diesem Fall ist es nämlich der Benutzer, der mit der stärksten Leistung empfangen wird, welcher am leichtesten zu decodieren ist, und dieser ist außerdem derjenige, der die anderen Benutzer am meisten stört.
Vor der Anwendung dieser Technik müssen jedoch noch drei größere technische Probleme gelöst werden:

– das Selektieren des Benutzers mit der stärksten Leistung,
– das Regenerieren des Interferenzsignals dieses Benutzers (Amplitude, Daten, bei Berücksichtigung der diversen Ausbreitswege),
– das dynamische Programmieren der Schaltungen, um die aufeinanderfolgenden Korrelationen mit den Pseudozufallssequenzen der noch nicht codierten Benutzer ausführen zu können.

Dieses Verfahren bleibt folglich ziemlich theoretisch und die Schaltung der 4 scheint über das Simulationsstadium im Laboratorium nicht hinausgekommen zu sein.
B) Die Empfänger mit paralleler Interferenzunterdrückung umfassen:

– eine erste Stufe, basierend auf einem klassischen Detektor (Korrelatorenbank),
– eine Generation eines Interferenzsignals durch jeden der Benutzer des Systems,
– für jeden Benutzer die Unterdrückung aller durch die anderen Benutzer des Systems in dem empfangenen Signal erzeugten Interferenzen,
– eine zweite Stufe von Korrelatoren und zur Bestimmung der finalen Daten.

Eine derartige Technik wird beschrieben in dem Artikel von R.M. BUEHRER et al. mit dem Titel "Analysis of DS-CDMA Parallel Interference Cancellation with Phase and Timing Errors", veröffentlicht in "IEEE Journal on Selected Areas in Communications", Vol. 14, Nr. 8, Oktober 1996, Seiten 1522–1535. Der entsprechende Empfänger ist in der beigefügten 5 dargestellt, im Falle von drei Benutzern. Das Empfangssignal r(t) wird in einer ersten Stufe verarbeitet, gebildet durch drei die drei Pseudozufallssequenzen der Benutzer verwendenden Korrelatoren 101, 102, 103. Diese Korrelatoren liefern drei Entscheidungssignale Z 1 / 1, Z 1 / 2, Z 1 / 3 , die in drei Schätzungsschaltungen 111, 112, 113 verarbeitet werden. Diese Letzteren liefern Signale s ^ 1 / 1, s ^ 1 / 2, s ^ 1 / 3, die durch Spreizung der Signale Z durch die Pseudozufallssequenzen der drei Benutzer und durch Gewichtung in Abhängigkeit von den jeweils detektierten Leistungen erlangt werden. Für jeden Benutzer werden die Signale s der anderen Benutzer summiert, also jeweils Σ 2,3 für den Benutzer 1, Σ 1,3 für den Benutzer 2 und Σ 1,2 für den Benutzer 3. Diese Summen werden in einer zweiten Stufe, gebildet durch drei Subtrahierglieder 121, 122, 123, abgezogen von dem Empfangssignal r(t), um drei neue Signale 4₁, r₂, r₃ zu erlangen, die ihrerseits korreliert werden mit den Zufallssequenzen der Benutzer, jeweils in drei Korrelatoren 131, 132, 133. Man erhält also in dieser zweiten Stufe drei neue Entscheidungssignale Z 1 / 1, Z 1 / 2, Z 1 / 3, denen man drei durch die entsprechenden Pseudozufallssignale s ^ 1 / 1, s ^ 1 / 2, s ^ 1 / 3 gespreizte Signale entsprechen lässt, usw.
Das Parallelunterdrückungsverfahren der Interferenzen ist im Gegensatz zu dem vorhergehenden Verfahren gut an den Fall angepasst, wo die relativen Leistungen der diversen Benutzer im Wesentlichen gleichwertig sind.
Aber es bleiben noch zwei größere technische Probleme zu lösen:

– das Regenerieren des Interferenzsignals (Amplitude und Daten, bei Berücksichtigung der diversen Ausbreitungswege),
– Abziehen der geschätzten Interferenzen (Verwaltung der Verzögerung, Speicherung des empfangenen Basisbandsignals,...)-

Auch hier sind die in der Literatur vorgeschlagenen Schemata eher theoretisch als praktisch.
Darstellung der Erfindung
Die Grundidee der Erfindung ist ein Generator zur Erzeugung von dem Vielfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignalen, der aus Einrichtungen besteht, die üblicherweise für die Direktsequenz-Spreizspektrumsempfänger verwendet werden. Um nämlich ein solches, einem Vielfachzugriffsrauschen entsprechendes Interferenzsignal zu erzeugen, muss man von durch den Empfänger ausgegebenen bzw. rekonstruierten Daten ausgehen, wobei man diese Daten durch eine spezielle Sequenz wieder spreizen muss, was genau die in einem klassischen Empfänger ausgeführt Operation ist. Man muss jedoch außerdem ein Gewichtungsmittel vorsehen, um die wieder gespreizten Daten (das heißt in der Praxis den "Chip"-Zug) mit der Amplitude des empfangenen, für betreffenden Benutzer typischen Signals zu multiplizieren und dieses Signal zu invertieren, damit es anschließend von dem Signal abgezogen werden kann, das man von Interferenzen befreien will. Man muss also den gewöhnlichen Sender mit Verstärkungs- und Inversionseinrichtungen komplettieren.
Umgekehrt haben die Differentialcodierungs- und Symbolerzeugungsoperationen eines klassischen Senders in einem Interferenzkorrektorempfänger keine Existenzberechtigung, so dass die entsprechenden Einrichtungen des Senders neutralisierbar sein müssen.
Derart erhält man eine Schaltung mit einer doppelten Funktion, das heißt fähig, als klassischer Sender oder als Generator von dem Vielfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignalen zu funktionieren, mit außerdem der Gewissheit, dass die Verwendung solche Einrichtungen mit keinen praktischen Schwierigkeiten verbunden ist, da es sich im Wesentlichen um eine in den Sendern schon bewährte Technik handelt.
Genaugenommen hat die vorliegende Erfindung also eine Schaltung zur digitalen Direktsequenz-Spreizspektrumsübertragung mit Generation von einem Vielfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignalen, umfassend:

a) einen ersten Block, fähig auf einem Eingang Daten zu empfangen und sie als Symbole zu organisieren und auf einem Ausgang ein mit diesen Symbolen verknüpftes Taktsignal zu erzeugen,
b) einen zweiten oder Differentialcodierungsblock der durch den ersten Block gelieferten Symbole,
c) einen dritten oder Multiplexblock, eine erste Gruppe von Eingängen umfassend, verbunden mit dem Differentialcodierungsblock, sowie eine zweite Gruppe von Eingängen, fähig zwei Daten zu empfangen, welche die Polarität des Interferenzsignals definieren, wobei dieser Multiplexblock das eine oder das andere der in der einen oder der anderen der beiden Eingangsgruppen präsenten Signale überträgt,
d) einen vierten oder Spreizungsblock, fähig das Signal, das er von dem Multiplexblock erhält, mit einer Pseudozufallssequenz zu multiplizieren,
e) einen fünften oder Verstärkungs-Inversions-Block, einen mit dem Spreizungsblock verbundenen Signaleingang umfassend sowie zwei Steuerungseingänge, fähig zwei Signale zur Regelung des Verstärkungsgewinns zu empfangen, wobei die Ausgänge dieses fünften Blocks entweder zwei verstärkte und invertierte Signale liefern, wenn dieser fünfte Block aktiv ist, oder das an seinen Eingang angelegte Signal, wenn er durchlässig gemacht ist,

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die 1, schon beschrieben, ist ein Schaltschema eines bekannten Spreizspektrumsenders;
die 2, schon beschrieben, ist ein Schaltschema eines bekannten Spreizspektrumempfängers;
die 3, schon beschrieben, illustriert die allgemeine Funktionsweise eines Empfängers wie des in der 2 dargestellten;
die 4, schon beschrieben, illustriert einen bekannten Prozess zur sukzessiven Korrektur von Vielfachzugriffsinterferenzen;
die 5, schon beschrieben, illustriert einen bekannten Prozess zur parallelen Korrektur von Vielfachzugriffsinterferenzen;
die 6 zeigt die generelle Struktur einer erfindungsgemäßen Schaltung;
die 7 zeigt eine Anwendungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung in einem Empfängerbauteil;
die 8 zeigt eine Empfangsschaltung mit paralleler Korrektur der Interferenzen, wobei diese Schaltung mehrere der 7 entsprechende Bauteile benutzt;
die 9 zeigt das Signal am Ausgang der ersten Stufe der Schaltung der 8;
die 10 zeigt das nach der Korrekturstufe der Vielfachzugriffsinterferenzen erhaltene Signal.
Detaillierte Darstellung von Realisierungsarten
Die 6 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltung. So wie dargestellt, umfasst diese mit 200 bezeichnete Schaltung:

a) einen ersten Block 202, fähig auf einem Eingang Daten D zu empfangen und sie als Symbole zu organisieren und auf einem Ausgang 203 ein mit diesen Symbolen verknüpftes Taktsignal (Hs) zu erzeugen,
b) einen zweiten Block 204 zur Differentialcodierung der durch den ersten Block 202 gelieferten Symbole, wobei dieser zweite Block dem Block 10 der 1 gleicht,
c) einen dritten oder Multiplexsblock 206, eine erste Gruppe von zwei Eingängen (E_I, E_Q), fähig zwei Daten (D_I, D_Q) zu empfangen, die ein Interferenzkorrektursignal definieren, und einen zweiten Eingang E_D umfassend, verbunden mit dem Ausgang des Differentialcodierungsblock 204,
d) einen vierten oder Spreizblock 208, fähig das Signal, das er von dem Multiplexblock 206 erhält, mit einer Pseudozufallssequenz zu multiplizieren (dieser Block umfasst folglich, wie in der 1, einen Pseudozufallssequenzgenerator und einen Multiplizierer),
e) einen fünften oder Verstärkungs-Inversions-Block 210 mit zwei Steuerungseingängen (E_I, E_Q), fähig zwei Signale (A_I, A_Q) zur Regelung des Verstärkungsgewinns zu empfangen, zwei mit dem Spreizblock 208 verbundene Signaleingängen 211, 212 und zwei die beiden Signale (S(I), S(Q)) liefernden Signalausgänge 213, 214.

Eine solche Schaltung kann zwei unterschiedliche Konfigurationen und folglich zwei Funktionen aufweisen:

i. wenn die Blöcke 202 und 204 aktiv gemacht sind, der Multiplexblock 206 so gesteuert wird, dass sein Ausgang mit seinem zweiten Eingang verbunden ist, das heißt demjenigen, der die von dem Block 204 stammenden Symbole erhält, und dass der Verstärkungsblock 210 durchlässig gemacht ist, dann bildet die 202-204-208-Gruppe einen klassischen Spreizspektrumsender;
ii. wenn hingegen die Blöcke 202 und 204 inaktiv gemacht sind, der Multiplexblock 206 so gesteuert wird, dass seine Ausgänge mit den Eingängen E_I, E_Q verbunden sind und der Verstärkungs- und Inversionsblock 210 aktiv gemacht ist, dann bildet die Gesamtheit der Einrichtungen 206-208-210 einen dem Vielfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignalgenerator. Das durch einen solchen Generator gelieferte Signal kann direkt in einer späteren Korrekturschaltung benutzt werden (wie in der 8 zu sehen).

Vor der Beschreibung spezieller Realisierungsarten der Erfindung ist es nützlich, sich die Art der in den Spreizspektrumsempfängern verarbeiteten Signale in Erinnerung zu rufen.
Betrachten wir einen Träger mit der Pulsation w, phasenmoduliert durch eine Funktion der Zeit P(t). Das modulierte Signal kann sich schreiben: s(t) = A(t) cos[wt + P(t)]wo A(t) die Amplitude des Signals ist.
Dieser Ausdruck kann sich weiterentwickeln in: s(t) = A(t) cos wt cos P(t) – A(t) sin wt sin P(t).
Indem man den Teil A(t) cos P(t), der mit dem Träger in Phase ist, mit I(t) bezeichnet, und den Teil A(t) sin P(t), der zum Träger um 90° phasenverschoben ist, mit Q(t), kann man dieses letztere Signal auch in folgender Form schreiben: s(t) = I(t) cos wt – Q(t) sin wt.
Das komplexe Signal S(t) ist dann einfach: S(t) = U(t) exp (jwt)mit U(t) = I(t) + jQ(t). Das wahre Signal s(t) entspricht dann dem reellen Teil des komplexen Signals S(t).
Die Verarbeitung des Signals s(t) kann also durch die doppelte Verarbeitung der Teile I(t) und Q(t) erfolgen, die in der Folge einfach mit I und Q bezeichnet werden.
Die Prozessoren, die solche Signale verarbeiten, erhalten die Signale I und Q generell auf zwei verschiedenen Eingängen. Diese Signale erlangt man, indem man das Empfangssignal mit einer Welle multipliziert, entweder in Phase mit dem Träger oder um 90° phasenverschoben zu diesem. Die Prozessoren führen anschließend verschiedene Verarbeitungen durch, entsprechend den ausgewerteten Modulationen. So gibt es im Falle der Phasendifferentialmodulation Verarbeitungen, die darin bestehen, die Summe oder die Differenz von Produkten verzögerter oder nichtverzögerter Muster zu bilden, wie zum Beispiel (I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1) und Q_kQ_k-1 – I_kI_k-1, wo k den Rang eines Musters bezeichnet.
In der Literatur zu diesem Thema wird der erste Ausdruck mit "Dot" bezeichnet und der zweite mit "Cross". Diese Bezeichnungen kommen daher, dass das erste Signal vom Typ "inneres Produkt" oder Skalarprodukt zweier Größen ist und traditionell durch einen Punkt (englisch "dot") bezeichnet wird, während das zweite Signal vom Typ "äußeres Produkt" oder Vektorprodukt ist, das traditionell durch ein Kreuz (englisch "cross") bezeichnet wird.
Man kann zeigen, dass das Produkt aus einem Muster des Rangs k des Signals s(t), also s(k), mal dem konjugierten vorhergehenden Muster, also s*(k-1), ist, wobei dieses Produkt, berechnet in dem Empfänger, um das Signal zu demodulieren (s. Multiplizierer 24 in der 2), bis auf eine feststehende Phasenrotation folgende Form hat: Dot(k) + jCross(k).
Das Dot-Signal ermöglicht die Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen, während die Dot- und Cross-Signale zusammen betrachtet ermöglichen, die ganzzahligen Male der n/2-Phasenverschiebung zwischen zwei Symbolen zu bestimmen. Diese Dot- und Cross-Signale ermöglichen folglich die korrekte und unzweideutige Demodulation, wenn beim Senden eine Phasendifferentialmodulation benutzt worden ist.
Ein Spreizspektrumsignalempfänger bildet also zunächst die phasengleichen und die um 90° phasenverschobenen Teile I und Q und führt anschließend bei jedem dieser Signale eine angepasste Filterung durch. Aufgrund der erhaltenen Muster berechnet der Empfänger die Dot- und Cross-Signale und rekonstruiert die durch das empfangene Signal transportierte Information.
Das Dokument FR-A-2 742 014 beschreibt einen Empfänger, der diese Technik anwendet. In der 4 dieses Dokuments ist ein Empfänger dargestellt, der zwei ähnliche bzw. gleiche Kanäle umfasst, wobei der eine den phasengleichen Teil I verarbeitet und der andere den um 90° phasenverschobenen Teil Q. Der erste digitale Verarbeitungskanal des mit dem Träger phasengleichen Teils I umfasst:

i) erste digitale Einrichtungen 50(I), fähig eine erste Filterfunktion zu erfüllen, angepasst an die beim Senden benutzte Pseudozufallssequenz,
ii) erste digitale Einrichtungen 60(I), fähig eine erste Verzögerungsfunktion zu erfüllen.

Die Schaltung umfasst noch einen zweiten digitalen Verarbeitungskanal, in den der zweite Teil Q des empfangenen Signals eingespeist wird. Dieser zweite Kanal ist zum Träger um 90° phasenverschoben. Dieser zweite Kanal umfasst wie der erste:

i) zweite digitale Einrichtungen 50(Q), fähig eine zweite Filterfunktion zu erfüllen, angepasst an die genannte Pseudozufallssequenz,
ii) zweite digitale Einrichtungen 60(Q), fähig eine Verzögerungsfunktion zu erfüllen.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung enthält auch noch eine Multiplizierschaltung 70, umfassend:

– zwei erste Eingänge, von denen einer verbunden ist mit dem Ausgang der ersten digitalen Filtereinrichtungen 50(I) und ein erstes gefiltertes Signal I_k empfängt, und der andere mit dem Ausgang der ersten Einrichtungen 60(I) verbunden ist, die fähig sind, die Verzögerungsfunktion zu erfüllen und ein erstes gefiltert-verzögertes Signal I_k-1 empfangen,
– zwei zweite Eingänge, von denen einer verbunden ist mit dem Ausgang der zweiten digitalen Filtereinrichtungen 50(Q) und ein zweites gefiltertes Signal Q_k empfängt, und der andere mit dem Ausgang der zweiten Einrichtungen 60(Q) verbunden ist, die fähig sind, die Verzögerungsfunktion zu erfüllen und ein zweites gefiltert-verzögertes Signal Q_k-1 empfangen,
– Einrichtungen zur Berechnung der beiden Direktprodukte aus gefilterten Signalen und gefiltert-verzögerten Signalen des ersten und des zweiten Kanals, nämlich I_kI_k-1, und Q_kQ_k-1, und den beiden Kreuzprodukten aus gefilterten Signalen des einen Kanals und gefiltert-verzögerten Produkten des anderen Kanals, nämlich Q_kI_k-1 und I_kQ_k-1,
– Einrichtungen zur Berechnung der Summe der Direktprodukte, also I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1, und der Differenz der Kreuzprodukte, also Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung umfasst noch eine Integrations- und Taktregenerationsschaltung 80, welche die Summe der Direktprodukte und die Differenz der Kreuzprodukte erhält. Diese Schaltung umfasst auch noch eine digitale Programmiereinrichtung 90, die Informationen bzw. Daten zur Programmierung insbesondere der ersten und zweiten Filtereinrichtungen 50(I), 50(Q) enthält.
Die beiden Kanäle umfassen außerdem eine erste und eine zweite Formungs- und Summierschaltung 95(I), 95(Q), angeordnet vor jeweils den ersten und z weiten Filtereinrichtungen 50(I), 50(Q).
Die beigefügte 7 stellt eine solche mit 300 bezeichnete Empfängerschaltung etwas vereinfacht dar, und außerdem die mit 200 bezeichnete Schaltung der Erfindung. In dem Empfängerteil 300 sieht man die beiden Summierglieder 95(I), 95(Q), zwei angepasst Filter 50(I) und 50(Q), zwei Verzögerungsschaltungen 60(I), 60(Q), einen Differentialdemodulator 70, eine Berechnungsschaltung 80 des Symboltakts Hs.
Der Empfänger umfasst außerdem zwei Register 320I, 320Q, zwei die beiden Daten D(I), D(Q) liefernden Vorzeichendetektionsschaltungen 322(I), 322(Q), zwei die beiden Signale A(I), A(Q) liefernden Absolutwert-Detektionsschaltungen 324(I), 324(Q). Außerdem umfasst die dargestellt Schaltung eine Verzögerungsschaltung 350, die in der Praxis ein Speicher des Typs FIFO ("First In-First Out") enthält, wobei dieser Speicher die beiden Daten im Basisband erhält, von den Summiergliedern 302(I), 302(Q), und sie an den Eingang einer nachfolgenden Stufe in Form von Signalen Dout(I), Dout(Q) adressiert. In der Praxis kann der FIFO-Speicher 350 zu zwei FIFO-Speichern verdoppelt werden, den einen für die Signale des Kanals I und den anderen für die Signale des Kanals Q.
Bezüglich der detaillierten Funktionsweise der Summierglieder 95I, 95Q, der angepassten Filter 50(I) und 50(Q), der Verzögerungsschaltungen 60(I), 60(Q), des Differentialdemodulators 70, der Berechnungsschaltung 80 des Symboltakts Hs kann man das Dokument FR-A-2 742 014 konsultieren. Dieses Dokument beschreibt insbesondere die Funktionsweise der Schaltung 80, die aufgrund der Dot- und Cross-Signale ermöglicht, den Symboltakt Hs zu rekonstruieren. Das Wesentliche hierbei ist, zu betonen, dass der Empfänger 300 die rekonstruierten Daten D(I), D(Q) sowie die Amplituden A(I), A(Q) der für den betreffenden Benutzer typischen Signale liefert. Es sind diese beiden Typen von Information, die an die erfindungsgemäße Schaltung 200 adressiert werden. Die Daten D(I), D(Q) werden an den Multiplexblock 206 adressiert, während die Amplituden A(I), A(Q) an die Verstärkungsschaltung 210 adressiert werden, deren Verstärkung sie bestimmen.
Die Ausgänge S(I), S(Q) können mit den Eingängen der Summierglieder einer nachfolgenden Stufe verbunden sein, wobei diese Summierglieder ebenfalls die durch die Verzögerungseinrichtung 350 (FIFO) gelieferten Basisbandsignale erhalten und diese Schaltung die ursprünglichen Basisbanddaten verzögert, um sie mit dem Interferenzkorrektursignal zu synchronisieren.
Die Schaltungen der 7 können in einem selben Bauteil integriert werden, das dann die Gesamtheit der Funktionen enthält, die notwendig sind zur Durchführung einer digitalen Spreizspektrumsübertragung mit Generation der dem Vielfachzugriff entsprechenden Interferenzen. Es genügt nämlich, solche Bauteile stufenweise zu gruppieren und diese Stufen kaskadenförmig anzuordnen, um die erwünschte Einheit zu erhalten. Die 8 zeigt einen Empfänger für drei Benutzer, der eine Unterdrückung der Interferenzen des parallelen Typs bewirkt. Diese Schaltung umfasst sechs identische Bauteile, wobei drei eine erste Stufe bilden, nämlich die Bauteile 400, 500, 600, und die drei anderen, nämlich 700, 800, 900, eine zweite Stufe bilden. Die Bauteile haben alle dieselbe Struktur und umfassen zum Beispiel, bezogen auf das Bauteil 400:

i. einen Empfänger 410, gebildet durch einen Summierblock 411, zwei Korrelatoren 412, 413, jeweils für den ersten Kanal I und den zweiten Kanal Q, einen einzigen Demodulator 414 für die beiden Kanäle I und Q, der die Dot- und Cross-Signale liefert, eine Schaltung 415 zur Spitzendetektion und zur Taktregeneration und einen FIFO-Speicher 416,
ii. einen Interferenzsignalgenerator 420 entsprechend dem Schaltbild der 6.

Das Bauteil 400 hat einen Interferenzkorrekturausgang Sc, verbunden mit den Eingängen der beiden Bauteile 800 und 900 der zweiten Stufe (für die Korrelation), während der Ausgangs Sr des FIFO-Speichers mit dem Eingang des Bauteils 700 der zweiten Stufe verbunden ist. Ebenso bei den Bauteilen 500 und 600, deren Generatorausgänge mit den Eingängen der Bauteile (700, 900) (700, 800) verbunden sind und die verzögerten Ausgänge mit den Eingängen der Bauteile 800 und 900.
Die 9 und 10 zeigen die mit einer solchen Schaltung erhaltenen Resultate. Die 9 zeigt das Dot-Signal am Ausgang der ersten Stufe (zum Beispiel am Ausgang der Schaltung 414). Ein solches Signal umfasst generell eine Folge ebenso positiver wie negativer Spitzen, abhängig vom Wert der übertragenen binären Information. Das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Spitzen entspricht der Dauer Ts eines Symbols. Man sieht in der 9 eine Serie solcher Spitzen bzw. Peaks, vermischt mit Störspitzen, die von Interferenzen mit den beiden anderen Benutzern stammen.
In der 10 sieht man das Dot-Signal desselben Benutzers, aber nach der zweiten Stufe abgegriffen, das heißt nach Unterdrückung der Interferenzen. Die Verbesserung ist spektakulär.

Claims

Schaltung zur digitalen Direktsequenz-Spreizspektrumsübertragung mit einer einem Vieffachzugriffs-Geräusch entsprechenden Interferenzensignalgeneration, umfassend: a) einen ersten Block (202), fähig auf einem Eingang Daten zu empfangen und sie als Symbole zu organisieren und auf einem Ausgang ein mit diesen Symbolen verknüpftes Taktsignal (Hs) zu erzeugen, b) einen zweiten Block (204) zur Differentialcodierung der durch den ersten Block (202) gelieferten Symbole, c) einen dritten oder Multiplexierungsblock (206), eine erste Gruppe von Eingängen umfassend, verbunden mit dem Differentialcodierungs-Block (204), sowie eine zweite Gruppe von Eingängen (E(I), E(Q)), fähig zwei Daten (D(I), D(Q) zu empfangen, welche die Polarität des Interferenzensignals definieren, wobei dieser Multiplexierungsblock (206) das eine oder das andere der in der einen oder der anderen der beiden Eingangsgruppen präsenten Signale überträgt, d) einen vierten oder Spreizblock (208), fähig das Signal, das er von dem Multiplexierungsblock (206) erhält, mit einer Pseudozufallssequenz zu multiplizieren, e) einen fünften oder Verstärkungs-Inversions-Block (210), einen mit dem Spreizblock verbundenen Signaleingang umfassend sowie zwei Steuerungseingänge (E(I), E(Q)), fähig zwei Signale (A(I), A(Q)) zur Regelung des Verstärkungsgewinns zu empfangen, wobei die Ausgänge dieses fünften Blocks entweder zwei verstärkte und invertierte Signale (S_I, S_Q) liefern, wenn dieser fünfte Block (210) aktiv ist, oder das an seinen Eingang angelegte Signal, wenn er durchlässig gemacht ist, wobei diese Schaltung fähig ist, entweder als Sender von Direktsequenz-Spreizspektrum-Differentialsignalen zu arbeiten, wenn der erste (202), der zweite (204) und der vierte (208) Block aktiv gemacht sind, der Multiplexierungsblock (206) dann die von dem Differentialcodierungs-Block (204) stammenden Daten überträgt und der fünfte Block (210) durchlässig gemacht ist, oder als Generator des dem Velfachzugriffs-Geräusch entsprechenden Interferenzensignals zu arbeiten, wenn der Multiplexierungsblock die in die zweite Eingangsgruppe eingespeisten Signale überträgt und wenn der vierte (208) und der fünfte (210) Block aktiv gemacht sind, wobei der erste (202) und der zweite (204) Block inaktiv gemacht sind.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem Bauteil enthalten ist, das einerseits einem Direktsequenz-Spreizspektrumsignal-Differentialempfänger (300) und andererseits der genannten Schaltung (200) gleicht, wobei der Empfänger (300) die Daten (D_I, D_Q) liefert, eingespeist in den dritten oder Multiplexierungsblock (206) der genannten Schaltung (200), sowie die Signale (A_I, A_Q) zur Regelung des Verstärkungsgewinns, ausgeführt durch den fünften Block (210).