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Hintergrund
und kurze Beschreibung des Standes der Technik
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Spreizspektrum-Kommunikationen
bzw. -Nachrichtenverbindungen werden zur Zeit für eine Anzahl von kommerziellen
Anwendungen verwendet und es wird erwartet, daß sie sich ausbreiten, da die
Nachfrage nach ungebundenen Nachrichtenverbindungen zunimmt. Ein
Beispiel dafür
ist der IS-95-Standard für
zellulare Telefone. Dieses System verwendet orthogonales CDMA (OCDMA)
auf den abgehenden Verbindungen und nichtsynchrones CDMA auf den
ankommenden Verbindungen.
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Ein
anderes Beispiel für
die kommerzielle Anwendung von Spreizspektrum-Techniken ist das
orthogonale CDMA (OCDM) System, das für ein Büro-PBX-System von Magill et
al., in "Spread-Spectrum
Technology for Commercial Applications", Proc. of the IEEE, Juni 1994, erörtert wird.
In diesem Fall überträgt bzw.
sendet die Basisstation dieses sternförmig aufgebauten Netzwerks
einen Satz orthogonaler Walsh-Funktionen, die mit einer Pseudorausch-
(PN (Pseudo Noise))-Sequenz überlagert
sind. Jede orthogonale Funktion trägt Sprache oder Daten für einen
einzelnen Nutzer. Man sehe M. J. E. Golay, IDA Report 108, Seite
110 (1965), das dieses grundlegende Signalformat offenbart.
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Die
Erörterung
bei Magill et al., ist für
ein System mit kurzer Reichweite, in dem es sinnvoll ist, für Netzwerkmitglieder
bzw. Teilnehmer auf der Rückwärtsverbindung
TDMA-Zeitschlitze vorzusehen ein Signal für Zeitsteuerungs- und Synchronisations-Zwecke
zu übertragen.
Auf diese Art und Weise wird ein leerer Schlitz für ein Mitglied
zum jederzeitigen Beitreten in das Netz reserviert. Diese Technik
wird ineffizient und ist nicht nützlich,
wenn die Pfadlängen
lang sind und die Ausbreitungszeit zwischen Nutzern beträchtlich
variiert, wie beispielsweise in einem Satellitensystem.
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Eine
Anzahl von Arbeitsgemeinschaften wurden gebildet um Satelliten basierte
persönliche
Kommunikationssysteme (PCS (Personal Communication Systems)) mit
globaler Abdeckung zu entwickeln. Einige Beispiele für diese
Systeme beinhalten unter anderem Globalstar (Globalstar System Antrag
bei der FCC durch Loral Cellular System Corp., 3. Juni 1991) und
Odyssey (Antrag durch TRW Inc. bei der FCC zum Erstellen eines neuen
Kommunikations-Satellitensystems "Odyssey", 31. Mai 1991). Die Absicht dieser
Systeme ist, daß ein
Teilnehmer Telefonanrufe direkt durch das Satellitennetzwerk von
fast überall
auf der Erde plazieren kann, und zwar unter Verwendung eines tragbaren
Mobilteils sehr ähnlich
den derzeitigen zellularen Telefonen. Beide der erwähnten Systeme
beabsichtigen Spreizspektrum CDMA Techniken aus einer Anzahl von Gründen zu
verwenden.
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Das
Rückwärtsverbindungs-CDMA-Signal
ist im Allgemeinen schwer zu erfassen, besonders bei Satellitensystemen,
auf Grund der relativ langen Zeit und Frequenzunsicherheit des Empfangssignals
und der niedrigen Empfangssignalleistung. Der Erfassungsvorgang
kann unterstützt
werden durch das Übertragen
eines Hilfssignals in einem vorgesehenen Kanal. Dieses Signal, in
Verbindung mit einem geeigneten Empfänger, sollte so gestaltet sein,
daß der
Empfänger
das Signal schnell erfassen, Trägerfrequenz
und Ankunftszeit genau schätzen
und Daten demodulieren kann. Ein Mittel bzw. Einrichtung zum Durchführen dieser
Funktionen ist in der Patentanmeldung "Network Entry Channel for CDMA Systems", US Anmeldung Serien-Nr. 08/358.078,
ausgegeben als US-A-5 654 955 mit einem Veröffentlichungsdatum vom 05.08.1997,
beschrieben.
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US-A-5
297 162 bezieht sich auf ein System und Verfahren zum Synchronisieren
von Empfänger-Bit-Zeitsteuerung
und Sender-Zeitsteuerung in einem CDMA-Nachrichten-Verbindungssystem.
Das CDMA-Nachrichtenverbindungssystem ist fähig, direkt Sequenzspreizspektrumnachrichtenverbindungssignale zwischen
einem Empfänger
und einem Sender zu kommunizieren. Der Sender kann folgende Signale
erzeugen und senden: eine Impulssignalfolge, die ein Erfassungsfeld
aufweist, während
dessen ein Träger
mit einer Pseudorauschsequenz moduliert wird, ein Synchronisationsfeld,
während
dessen eine Synchronisationssequenz zu der Pseudorauschfolge oder
-sequenz modulo 2 (mod-2) addiert wird, wobei ein Chip der Synchronisationssequenz
gleich zu einer oder mehreren Perioden der Pseudorauschsequenz ist,
und ein Datenfeld, das zu der Pseudorauschsequenz modulo 2 addiert
wird.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine einzigartige Signalisierungs-
und Empfängerkombination,
die maximale Verwendung von angepaßten Filter und nichtkohärenten Empfangstechniken
macht, um sehr schnelle Erfassung und robuste Leistung beim Vorhandensein
von mehreren Pfaden bzw. Mehrwegeausbreitung zu erreichen. Diese
Signalisierungs- und Empfängerkombination
wird Rückwärtszugangskanal
(RAC (Return Access Channel)) genannt. Sie ist sowohl anwendbar
für Satelliten-
als auch für
terrestrische Kommunikationssysteme.
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Gegenstände der
Erfindung
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Die
unten beschriebene Erfindung soll mehreren Funktionen und Zielen
dienen. Diese werden wie folgt zusammengefaßt:
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Vorsehen
eines Systems zum schnellen Erfassen des Rückwärtszugangskanal (RAC) mit relativ
großer
Unsicherheit der Trägerfrequenz
und Ankunftszeit.
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Durchführen robuster
Signalerfassung bei relativ schwachen Empfangssignalpegeln.
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Versorgen
des Nutzers mit einem Kanal mit hoher Verbindungsreserve flink margin)
und niedriger Datenrate für
Netzzugangsanfragen.
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Vorsehen
eines Systems, in dem der Empfänger
die Ankunftszeit und Trägerfrequenz
des Empfangssignals genau schätzt.
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Vorsehen
von Mitteln für
den OCDMA-Netzzugang auf einer nicht interferierenden Basis ohne
vorherigen Zeit- und Frequenz-Synchronismus.
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Erlaubt
der Knotenstation bzw. Netzknotenstation den Nutzer zu detektieren
und zu synchronisieren, und zwar vor dem Zuweisen einer orthogonalen
Funktion für
den OCDMA-Betrieb.
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Die
Erfindung schafft ein Spreizspektrum CDMA-Kommunikationssystem bzw.
-Nachrichtenverbindungssystem gemäß Anspruch 1.
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Das
Spreizspektrum-CDMA-Kommunikationssystem kann eines sein, in dem
besagte Bank angepaßter
Filter in einem einzigen Schieberegister und mehrfachen Anzapfungs-Gewichtungs-Netzwerken,
die an verschiedene Frequenzen angepaßt sind, verwirklicht ist.
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Das
Spreizspektrum-CDMA-Kommunikationssystem kann die folgenden Merkmale
vorsehen.
- 1. Die RAC-Wellenform und -Empfänger werden
entworfen und konfiguriert, um maximalen Vorteil aus angepaßten Filter-
und nichtkohärenten
Detektionstechniken, bzw. Erkennungstechniken, zu ziehen. Die einzigartige
Kombination dieser Techniken führt
zu schneller Erfassung, effizienter Zeitmehrdeutigkeitsauflösung und
Symbolsynchronisation, sowie effizienter Datendetektion bzw. Datenerkennung
sogar in der Gegenwart von Mehrwegeausbreitung (multipath). Sie
führt ferner
zu einer sehr effizienten Empfängerhardware-Realisierung
bzw. -Implementierung.
- 2. Der RAC Empfänger
verwendet ein einziges Schieberegister mit mehrfachen Gewichtungsnetzwerken zum
Synthetisieren einer Bank von Filtern angepaßt an die PN-Sequenz und mit
Mittenfrequenzen, die sich über
die Anfangsträgerfrequenz-Unsicherheit erstrecken.
Die Filterausgänge
werden nichtkohärent
kombiniert um die Erkennungswahrscheinlichkeit zu erhöhen, ohne
die angepaßte
Filtereingangsbandbreite zu verschmälern. Die summierten Ausgänge für jeden
Frequenzabschnitt (frequency bin) werden für alle Abtastzeiten in einer
Codeperiode gespeichert. Die sich daraus ergebende zweidimensionale
Tabelle wird nach Zeit/Frequenzabschnitten (time/frequency bins),
die einen Eintrag enthalten, der groß genug ist, um die Anwesenheit
eines Signal anzuzeigen, durchsucht. Das führt zu einer sehr schnellen
und zuverlässigen Signaldetektion
bzw. Signalerkennung.
- 3. Die obige Konfiguration erlaubt es, mehrfache Signale gleichzeitig
zu verarbeiten, solange sie bezüglich der
Ankunftszeit um mehr als ein PN-Code-Chip-Intervall getrennt sind.
- 4. Rahmen- und Symbolsynchronisation (frame and symbol sync)
werden erreicht durch weitere nichtkohärente angepaßte Filterverarbeitung
der Signalkorrelationspitzen von der Eingangs-MF. Das ist ein Vorgang, der
sowohl schnell als auch robust in Gegenwart von Mehrwegeausbreitung
ist.
- 5. Übertragung
bzw. Sendung der Daten mit 8-stufigen orthogonalen Codeworten erlaubt
nichtkohärente Datendetektion,
die bei Mehrwegeausbreitung robust ist, bei Aufrechterhaltung guter
Leistungseffizienz.
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Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
obigen und andere Gegenstände,
Vorteile und Merkmale der Erfindung werden klarer bei Betrachtung
mit der folgenden Beschreibung und den begleitenden Zeichnungen,
wobei:
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1 ein typisches Satellitenfunkkommunikationssystem,
das die Erfindung enthält,
ist;
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2 die Rückwärtszugangskanal (RAC)-Impulssignal-Struktur
erläutert;
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3 ein Blockdiagramm eines
linearen Schieberegister-Generators für die RAC-Signal PN-Sequenz der
Länge 255
ist;
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4 eine Tabelle der RAC Signalparameter-Zusammenfassung
ist;
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5 ein Blockdiagramm des
RAC-Empfängers
mit paralleler angepaßter
Filter Zeit und Frequenzverarbeitung ist,
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6 ein funktionales Blockdiagramm
des angepaßten
Filter (MF (matched filter))-Algorithmus ist,
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7 ein Graph, der die Empfänger-DFT-Frequenzabschnitte
darstellt, ist.
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8 ist eine teilweise grafische
Darstellung der Signaldetektionstabelle für C/No = 36 dB-Hz und Summe
von 64 Leistungsabtastungen für
jeden Zeitabschnitt, wobei das Signal im Frequenzabschnitt #3 und Zeitabschnitt
#3 zentriert ist; ist,
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9 die angepaßte Filter-(MF)-Ausgabe
für Frequenzabschnitt
#3 und Zeitabschnitte 1 bis einschließlich 200 mit C/No 36 dB-Hz
und Summe von 64 Leistungsabtastungen für jeden Zeitabschnitt erläutert,
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10 den Realteil der komplexen
MF-Ausgabe mit einem Frequenzversatz von 0,1 in der PN-Code-Wiederholungsrate
erläutert,
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11 ein Graph, der den Realteil
des Basisbandsignals mit Synchronisationsmodulation ohne Rauschen
nach AFC-Frequenzkorrektur erläutert,
ist,
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12 ein Graph, der die Synchronisationsausgangsleistung
nach nichtkohärenter
Post-Detektionskombination von 4 Abtastungen erläutert, ist,
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13 ein Blockdiagramm der
Schaltung zur Frequenzkorrektur der dezimierten MF-Ausgabe vor der Datendemodulation
ist.
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14 eine Kurve des Frequenzunterscheiders
für die
quadratische Anpassung ist.
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15 eine grafische Darstellung
der AFC Schleifen Fang- und Nachführungsleistung mit C/No 36 dB-Hz,
BL = 32 Hz, dfz-107 Hz ist, und
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16 ein funktionales Blockdiagramm
eines die Erfindung enthaltenden RAC-Senders ist.
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Ins Einzelne
gehende Beschreibung der Erfindung
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Das
hier erörterte
Ausführungsbeispiel
bezieht sich auf die Rückwärtsverbindung
eines sternförmig konfigurierten
Spreizspektrumsatellitennetzwerks der in 1 gezeigten Art, aber es kann auch auf
geeignete terrestrische Systeme angewendet werden. Der Satellit
empfängt
das Nutzersignal vom Boden und leitet es weiter (transpond) zu einer
Knoten- bzw. Netzknotenbodenstation (GS ((hub) ground station)).
Die unten beschriebene Rückwärtsverbindungssignalstruktur
umfaßt
CDMA mit einem getrennten Rückwärtszugangskanal (RAC).
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Das
Teilnehmerendgerät
(ST (Subscriber Terminal)) sendet ein Rückwärtszugangskanal-(RAC)-Signal,
um die Erdstation (ES) in Kenntnis zu setzen, daß es einen Anruf zu plazieren
oder zu empfangen wünscht.
Dieses Signal wird durch die ES erfaßt, die eine Schätzung der
ST-Zeit- und Frequenzversätze
bzw. -verschiebungen macht, und auch die RAC-Daten demoduliert,
die ein temporäres
Kenn-(ID)-Wort wie auch eine Prioritätskennzeichnung für Notruf-(911/110)-Verwendung
beinhalten. Im Fall eines orthogonalen CDMA (OCDMA)-Systems werden
geeignete Zeit- und Frequenzkorrekturen bei der ES berechnet und
auf dem Vorwärtsverbindungs-(F/L
(Forward Link)) Steuerkanal zurück
an das ST zusammen mit einer Verkehrskanalzuweisung gesendet. Das
ST kann dann zu dem Rückwärtsverbindungs-(L/R
(Return Link))-Verkehrskanal schalten und mit dem Verbindungsaufbau
beginnen. Die gegebene Beschreibung nimmt Parameterwerte an, die
für Erläuterungszwecke
gewählt
wurden.
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RAC-Signal
Beschreibung
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Das
RAC Signal ist ein Spreizspektrumimpulssignal (spread spectrum burst
signal), das wie in 2 gezeigt
aus drei Teilen besteht, und zwar dem Erfassungsfeld bzw. Zugangsfeld
(Acquisitions Field), dem Rahmen- und Symbol-Synchronisationsfeld,
und dem Datenfeld.
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Das Erfassungsfeld
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Das
Erfassungsfeld ist eine PN m-Sequenz der Länge 255, die den Träger zweiphasig
(bi-phase) moduliert. Die Chip-Rate bzw. Geschwindigkeit beträgt 272 kcps
und der Code wird 192 mal wiederholt, was 180 ms entspricht. Die
Signalparameter sind in der in 3 gezeigten
Tabelle zusammengefaßt.
Die PN-Sequenz wird durch das primitive Polynom p(x) = x8 + x4 + x3 + x2 + 1 beschrieben
und wird durch den linearen Schieberegistergenerator der 3 erzeugt.
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Rahmen- und
Symbolsynchronisationsfeld
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Das
Rahmen- und Symbolsynchronisationsfeld wird von dem Erfassungsfeld
dadurch unterschieden, daß ein
Neuman-Hofman-Synchronisationswort der Länge 8 zu der PN-Spreizsequenz
vor der zweiphasigen Modulation des Signals modulo 2 addiert wird.
Ein Symbol des Synchronisationswortes ist genau eine PN-Sequenz
lang. Die Spreizsequenz- und
Synchronisationswort-Wechsel bzw. -Übergänge werden synchronisiert, um
zur gleichen Zeit aufzutreten. Das Synchronisationsfeld ist 30 ms
lang, was 32 Wiederholungen des PN-Codes und 4 Wiederholungen des
Synchronisationswortes entspricht. Die Synchronisationssequenz ist 00011101.
Diese Parameter sind in 4 zusammengefaßt.
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Datenfeld
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Die
Datenfeld-Modulation ist zweiphasig unter Verwendung 8-stufiger
orthogonaler Wellenformen, die mit der gleichen, wie oben beschrieben,
Spreizsequenz gespreizt werden. Ein Datensymbol ist genau 8 PN-Codeperioden
lang, was eine Symbolrate von 133,33 sps ergibt. Jeder Chip des
orthogonalen Codeworts ist genau eine PN-Sequenz lang. Der orthogonale
Codewortsatz ist in der Tabelle unten gezeigt. Das Datenfeld ist
160 ms lang, was 20 Datensymbolen oder 60 Datenbits entspricht.
Diese Parameter sind in der in 4 gezeigten
Tabelle zusammengefaßt.
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Empfängerarchitektur
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Der
hier beschriebene und in 5 gezeigte
RAC-Empfänger
ist konzeptionell eine Bank von 16 parallelen angepaßten Filtern
(angepaßt
an die PN-Sequenz), die sich über
die anfängliche
Frequenzunsicherheit von +/– 3
kHz erstrecken. Die angepaßten
Filter (MF)-Ausgaben (outputs) werden nichtkohärent kombiniert von einem gleitenden
Akkumulator (64 Abtastungen lang) für jeden Zeitabschnitt, was
eine zweidimensionale Anordnung von Leistungsmeßwerten, die 16 Frequenzen
und 1020 Zeitversätze
(4 Abtastungen pro PN-Chip entsprechend) abdecken, ergibt. Signaldetektion
wird basierend auf den Daten in dieser Tabelle (Signaldetektionstabelle
genannt) durchgeführt.
Detektion wird innerhalb etwa 70 ms des Signalempfangs stattfinden.
Man beachte, daß mehrfache
Signale parallel verarbeitet werden können.
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Wenn
ein Signal detektiert wird, wird der einer Korrelationsspitze (correlation
peak) entsprechende Abtast-Zeit/Frequenzabschnitt ausgewählt und
die komplexen Abtastungen werden zu dem Demodulator geleitet. Ein
getrennter Demodulatorpfad wird für jedes zu verarbeitende Signal
benötigt.
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Eine
Schätzung
des Zeitversatzes wird basierend auf den Daten der Signaldetektionstabelle
durchgeführt.
Die Mehrdeutigkeitsauflösungsfähigkeit
des PN-Codes ist ungefähr
+/– 0,5
ms. Eine erhöhte
Mehrdeutigkeitssauflösungfähigkeit
von +/– 4
ms wird mit dem Symbolsynchronisationsvorgang erreicht, wie hierin
später
beschrieben wird.
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Eine
grobe Schätzung
des Frequenzversatzes (Frequenzverschiebungs grobschätzung) wird
auch auf dem detektierten Signal durchgeführt und zwar unter Verwendung
einer quadratischen polynomialen Anpassung an die Leistung in drei
benachbarten Frequenzabschnitten der Signaldetektionstabelle. Diese
Frequenzschätzung
wird verwendet um den Basisband-Frequenzversatz des Empfangssignals
zu vermindern.
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Eine
Kreuzprodukt-AFC-Schleife wird dann aktiv bzw. freigegeben um eine "feine" Frequenzschätzung durchzuführen und
um den Frequenzversatz weiter zu vermindern. Diese Schleife besitzt
eine Bandbreite von etwa 30 Hz und schwingt ein (settles) in weniger
als 50 ms. Die kombinierten Ergebnisse der "groben" und der "feinen" Frequenzschätzungen werden verarbeitet
zum Ableiten einer genauen Frequenzschätzung des Frequenzversatzes.
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Die
frequenzkorrigierten Abtastungen entsprechend den MF-Korrelationsspitzen
für ein
spezielles Signal werden an den Rahmen- und Symbolsynchronisationsdetektor
geleitet. Dieser Vorgang wird mit einem 8-Bit angepaßten Filter
gefolgt von nichtkohärentem
Zusammenfassen (combining) (4 Abtastungen) durchgeführt.
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Sobald
Rahmen- und Symbolsynchronisation festgestellt wurden, kann die
Datendemodulation beginnen. Das wird erreicht durch die Verarbeitung
der Empfangssignal-Abtastungen in einer Bank von 8-Bit-Filtern, die
an den orthogonalen Codewortsatz angepaßt sind. Jede dieser Funktionen
wird weiter unten detaillierter untersucht.
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Signaldetektion
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Das
Empfangssignal wird an das Äquivalent
einer Bank von 16 angepaßten
Filtern angelegt, wobei jeder die Länge 1020 (entsprechend 4 Abtastungen
pro Chip und 255 Chips) hat, wie in 6 gezeigt.
Diese Filter werden mit einem einzigen Schieberegister verwirklicht,
dessen Ausgänge
gewichtet werden mit der PN-Sequenz sowie den Sinuskurvenwerten
entsprechend der gewünschten
angepaßten
Filter-Mittenfrequenz.
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Die
Filter werden beabstandet mit 533,3 Hz (eine Hälfte der PN-Code Wiederholungsrate)
und überlappen
sich, wie in 7 gezeigt.
Die Größe quadriert
von jeder Filterausgabe wird über
64 Codeperioden für jeden
Zeitabschnittsversatz akkumuliert. Dieses nichtkohärente Kombinieren
dient zwei Zwecken. Erstens begrenzt es die Länge des digitalen MF während noch
gute Detektionsleistung bei niedrigen Signalpegeln geliefert wird. Zweitens
würde die
Frequenzabschnittsbandbreite stark reduziert werden, somit viel
mehr Abschnitte benötigt
werden, falls die Filter in einer kohärenten Art und Weise verlängert werden
würden.
Der MF wird mit einer 1,088 MHz-Rate (4 mal pro Chip) erneuert (updated).
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Die
summierten MF-Ausgabeleistungen werden zum Erstellen einer zweidimensionalen
Signaldetektionstabelle (SDT) mit insgesamt 16.320 Zeit/Frequenzabschnitten,
die 16 Frequenzen und 1020 Zeitversätzen entsprechen, verwendet.
Eine grafische Teil-Darstellung der mit Computersimulation abgeleiteten
Signaldetektionstabelle (SDI-) ist in 8 gezeigt.
Man beachte, daß die
Korrelationsspitze bei Frequenzabschnitt #3 und Zeitabschnitt #3
auftritt. Ein Querschnitt dieser grafischen Darstellung für Frequenzabschnitt
#3 ist in 8 gezeigt.
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Alle
der Einträge
in die SDT werden jede PN-Codeperiode (ungefähr 1 ms) erneuert. Die Inhalte
der Tabelle werden nach dem größten Eintrag
untersucht, der innerhalb der vorhergehenden 360 ms nicht als ein Signal
bestimmt wurde. Signaldetektion wird erklärt, falls dieser Eintrag die
Detektionsschwelle übersteigt.
Die Frequenzabschnittsnummer eines Abschnitts in dem Detektion erklärt wurde
entspricht einer der in 6 gezeigten
MF-Ausgaben, während
der Zeitabschnitt Abtastungen entspricht, die einer bestimmten Referenztaktzeitsteuerung
bzw. -zeitvorgabe (timing) zugeordnet sind. Sobald ein Signal detektiert
ist, können
also die zugeordneten Signalabtastungen an den Datendemodulator
geleitet werden, wie in 4 gezeigt
ist. Das ergibt eine effektive Dezimierung um einen Faktor 1020
in der Anzahl der Abtastungen, die verarbeitet werden müssen. Die
MF-Ausgabe vor der Dezimierung ist in 10 gezeigt.
Der unkorrigierte Frequenzversatz führt zu einer Sinuskurve im
Basisband, was die Korrelationsspitzen moduliert. Man beachte, daß die Korrelationsspitzen
alle 1020 Abtastungen auftreten.
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Frequenzschätzung
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Der
RAC-Empfänger
führt drei
Frequenzschätzungen
durch, um den Frequenzversatz ausreichend zu reduzieren, um die
Datendemodulation mit wenig Degradation zu erlauben, sowie den Verkehrskanalzugang bzw.
-eintritt zu erleichtern. Die Schätzungen werden sequenziell
durchgeführt
mit:
- 1. Die Signaldetektion-Frequenzabschnittsnummer
zeigt Frequenzversatz mit einer Genauigkeit von ungefähr +/– 1 kHz
Genauigkeit.
- 2. Eine "grobe" Frequenzschätzung wird
erreicht durch die Verwendung einer quadratischen Anpassung bzw.
Näherung
an Einträge
in der SDT wie unten beschrieben. Das liefert eine Genauigkeit von
etwa +/– 30
Hz.
- 3. "Feine" Frequenznachführung wird
mit einer Kreuzprodukt-AFC-Schleife ermöglicht.
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Die
Frequenzschätzungen
werden zum Entfernen des Frequenzfehlers des Basisbandsignals vor
der Weiterleitung an den Datendemodulator verwendet, wie in 13 gezeigt ist.
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Grobe Frequenzschätzung
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Die
grobe Frequenzschätzung
wird wie folgt durchgeführt:
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Die
Koeffizienten der quadratischen Gleichung y = cf2 +
bf + a werden gewählt,
um beste Anpassung (beat fit) an den SDT-Eintrag entsprechend einer
Signaldetektion und ihrer zwei benachbarten Frequenzabschnittseinträge zu liefern.
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Die
Signal-Mittenfrequenz wird dann als
geschätzt.
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Dieser
Algorithmus liefert die in 14 gezeigte
Diskriminator- bzw. Unterscheiderkurve. Man beachte, daß es einen
kleinen systematischen Fehler gibt, der beseitigt werden kann, falls
gewünscht.
Die erwartete Genauigkeit ist σf
= 27 Hz beim minimalen Signalpegel wie nachstehend erörtert wird.
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Kreuzprodukt
AFC
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Das
empfangene Basisbandsignal wird am Ausgang des MF abgetastet, so
daß nur
jene Abtastungen, die einer Korrelationsspitze entsprechen, zur
weiteren Verarbeitung und Datendemodulation geleitet werden, wie
oben diskutiert. Dieses dezimierte Basisbandsignal wird mit der
groben Frequenzschätzung
frequenzkorrigiert, wie in 12 gezeigt
ist. Die AFC-Schleife wird dann aktiviert, um den Frequenzfehler
weiter zu vermindern.
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Die
automatische Scharfabstimmung (AFC) ist verwirklicht unter Verwendung
des Kreuzprodukt-AFC (CPAFC)-Algorithmus, der im Einzelnen in Natalie,
F. D., AFC Tracking Algorithms, IEEE Transactions on Communications,
August, 1984 beschrieben ist. Die Diskriminatorkurve ist durch die
Gleichung gegeben:
wobei A die Signalamplitude
am Detektoreingang ist, und TL die PN-Codeperiode ist. Die Schleife
hat einen Fang- bzw. Einregelbereich (pull-in range) von etwa 0,21ΔwT
L oder 224 Hz. Typische Nachführungsleistungsfähigkeit
mit einer Schleifenbandbreite von 32 Hz ist in
14 gezeigt. Man beachte, daß die Schleife
in ungefähr
40 ms einschwingt.
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Rahmen- und
Wortsynchronisation
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Wie
oben erwähnt,
ist das Rahmen- und Wortsynchronisationsfeld durch ein Neuman-Hofman
Synchronisationswort der Länge
8, das zu der PN-Spreizsequenz vor der zweiphasigen Modulation des
Signals modulo 2 addiert wird, charakterisiert. Ein Symbol des Synchronisationswortes
ist exakt eine PN-Sequenz lang. Die Spreizsequenz- und Synchronisationswort-Übergänge bzw.
-Wechsel werden synchronisiert, damit sie zur gleichen Zeit auftreten.
Das Synchronisationsfeld ist 30 ms lang, was 32 Wiederholungen des
PN-Codes und 4 Wiederholungen des Synchronisationswortes entspricht. 11 zeigt den Realteil des
Basisbandsignals mit Synchronisationsmodulation nach Frequenzkorrektur
durch die AFC-Schleife, wenn kein Rauschen vorhanden ist. Diese
grafische Darstellung zeigt die Basisbandwellenform nach der Abtastungsdezimierung, so
daß es
nur eine Abtastung pro PN-Codeperiode (0,9375 ms) gibt. Der erste
Teil des zeitlichen Verlaufs zeigt den Übergang auf Grund des AFC-Einregelns
während
des Erfassungsfeldes. Die Phasenübergänge auf Grund
der Synchronisationswort-Modulation sind während des Synchronisationsfeldes
vorhanden.
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Die
Synchronisationssequenz wird mit einem MF detektiert, das 8 Symbole
(ein Synchronisationswort) lang ist. Nichtkohärentes Kombinieren nach der
Detektion der Ausgabe dieses Filters wird mit einem gleitenden Akkumulator
erzielt, der 4 Abtastungen, beabstandet um die Synchronisationswortlänge, summiert.
Man beachte, daß der
MF eine Frequenzantwort mit der ersten Nullstelle bei der Inversen
der Filterlänge,
d. h. 133,3 Hz besitzt. Es wird wenig Degradation auf Grund des
Frequenzversatzes geben, weil der AFC verglichen mit der Filterbandbreite
klein ist. Eine Vergrößerung der
Filterlänge
vor dem Kombinieren ergäbe
zwar besseres Rauschleistungsverhalten, würde aber das Filter unannehmbar
schmal werden lassen.
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Die
Synchronisationsfilter-Ausgangswellenform ist in 12 gezeigt. Man beachte, daß es eine
Anzahl von untergeordneten Korrelationsspitzen gibt, von denen unterschieden
werden muß,
um eine falsche Synchronisation zu vermeiden. Die Detektion der
korrekten Synchronisationsposition ist wichtig, da sie Rahmensynchronisation
und Daten-Codewortsynchronisation liefert.
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Datendemodulation
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Daten
werden unter Verwendung eines 8-stufigen orthogonalen Codewortsatzes
der zweiphasig auf den Träger
moduliert ist, wie früher
erörtert, übertragen.
Korrekte Detektion des Synchronisationsfeldes liefert die nötige Zeitsteuerung,
wie oben erörtert.
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Nichtkohärente Datendetektion
wird verwirklicht durch Beobachten des Leistungsausgangs einer Bank
von 8 FIR-Filtern, die an die 8 Codeworte angepaßt sind. Das Codewort, das
dem Filter mit der größten Ausgangsleistung
entspricht, wird „zum
Sieger erklärt" und die zugehörigen Datenbits
werden vom Datendemodulator ausgegeben.
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Senderbeschreibung
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Ein
funktionales Blockdiagramm des RAC-Signalsenders ist in 16 gezeigt. Während des
Erfassungsfeldes sind sowohl die Daten als auch die Synchronisationsquellen
ausgeblendet bzw. ausgeschaltet (gated off) und nur der PN-Code
wird auf den Träger
moduliert. Das Synchronisationswort wird eingeblendet bzw. eingeschaltet
(gated on) und zu dem PN-Code während
des Synchronisationsfeldes modulo 2 addiert und dann ausgeblendet.
Die Datenquelle wird eingeblendet und zu dem PN-Code während des
Datenfeldes modulo 2 addiert. Das resultierende Basisbandsignal
wird auf den Träger
zweiphasig moduliert.
