JPH08503831A - 受信機における経路利得予測 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 コヒーレントＲＡＫＥ受信機は、最尤基準に基づく「ブラインド・ブロック」経路予測スキームを利用して、受信機において経路利得を予測する。これは、コード化されたビット（即ち、転化した送信信号からのコード化ビット）についての暫定的なハード決定を用いないという点で「ブラインド」である。代わりに、ソフト決定の一形式を用いる。また、例えば、Ｂ個の相関器出力から成るブロックのような孤立したブロックに対して、複素経路利得を予測するという点で、これは「ブロック」スキームである。時間と共に変動する経路利得は、平均経路利得および経路当たりの経路利得の傾斜を用いて経路利得を予測できるように、時間的に線形となるように近似される。本発明の経路利得予測スキームは、ＦＩＲフィルタ型予測スキームの基本となる連続送信の保証がない典型的なＣＤＭＡシステムの欠点を克服する（最大レート９６００ｂ／ｓの送信は除く）。

Description

【発明の詳細な説明】 受信機における経路利得予測 発明の分野 本発明は、一般的に、多重経路において動作するスペクトル拡散通信システム に関し、特にかかる通信システムの受信機における経路利得（path gain）の予 測に関するものである。 発明の背景 同一通信チャンネル上において短い間隔で遠隔地にある多くの加入者装置と通 信する特性を備えるように設計された通信システムは、多重アクセス（multiple access）通信システムと呼ばれている。多重アクセスシステムとなり得る通信 システムの一種がスペクトル拡散システムである。スペクトル拡散システムでは 、変調技術を利用して送信信号を通信チャンネル内の広い周波数帯域に拡散する ものである。この周波数帯域は、送出される情報を送信するのに必要な最少帯域 よりもかなり広い。例えば、音声信号は振幅変調（ＡＭ）では、情報自体の帯域 のわずか２倍の帯域で送信することができる。低偏移周波数変調（ＦＭ）（low deviation frequency modulation）または単一側波帯ＡＭ（single sideband Ａ Ｍ）のような他の形式の変調でも、情報自体の帯域に相当する帯域で、情報を送 信することができる。しかしながら、ス ペクトル拡散システムでは、送信信号の変調は、わずか数キロヘルツの帯域のベ ースパンド信号（例えば、音声チャンネル）を取り込み、メガヘルツ幅の広い周 波数帯にわたって送信信号を拡散することがしばしば行われる。これは、送信す べき信号を、送出すべき情報および広帯域のエンコーディング信号で変調するこ とによって達成することができる。 一般的に、次の３種類のスペクトル拡散通信技術が存在する。 直接シーケンス（Direct Sequence） 情報信号帯域よりもかなり広いビット・レートのデジタル・コード・シーケン スによる、搬送波の変調。かかるシステムは、「直接シーケンス」変調システム と呼ばれている。 ホッピング（hopping） コード・シーケンスによって指示されるパターンにおいて離散的増分で搬送波 周波数をシフトすること。これらのシステムは「周波数ホッパ」と呼ばれている 。送信機はある所定集合内で周波数から別の周波数へジャンプし、周波数の使用 順序はコード・シーケンスによって決定される。同様に、「時間ホッビング」お よび「時間−周波数ホッピング」はコード・シーケンスによって規制される送信 時点を有する。 チャープ（Chirp） 所与のパルス間隔中に、広い帯域にわたって搬送波が掃引される、パルス−Ｆ Ｍ即ち「チャープ」変調。 情報（即ちメッセージ信号）をスペクトル拡散信号に埋め込む（embed）には 、いくつかの方法を用いることができる。１つの方法は、拡散コードが拡散変調 に用いられる前に、情 報を拡散コードに付加するというものである。この技術は、直接シーケンスおよ び周波数ホッピングシステムに用いることができる。拡散コードと情報との組み 合わせは典型的に二進コードであり、モデュロ−２の加算を伴うので、送出され る情報は拡散コードに付加される前にデジタル化されていなければならないこと に気が付くであろう。或いは、情報またはメッセージ信号を用いて、それを拡散 する前に搬送波を変調してもよい。 以上のように、スペクトル拡散システムは次にあげる２つの特性を持っていな けれぱならない。（１）送信帯域は送出される情報の帯域またはレ一ト（rate） よりも大幅に広くなければならない。（２）送出される情報以外の関数を用いて 、得られる変調チャンネル帯域を決定する。スペクトル拡散通信システムは、多 くの異なる方法で、多重アクセスシステムとして実施することができる。多重ア クセス・スペクトル拡散システムの一種に、直接シーケンス・コード分割多重ア クセス（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムがある。 共有周波数帯域内の各（そして全）ユーザに固有の拡散コードを指定すること によって、多重通信チャンネルが割り当てられる。結果として、送信信号は通信 チャンネルの同一広帯域周波数帯内ではあるが、固有の拡散コードによって指定 される、広帯域周波数帯の固有部分内にある。これら固有の拡散コードは互いに 直交し、拡散コード間の相互相関（cross-correlation）がほぼゼロとなること が好ましい。通信チャンネル内の信号と、通信チャンネルから取り出すべき特定 の送信信号に関連する拡散コードとの和を表わす信号 を拡散解除（despread）することによって、当該特定の送信信号を通信チャンネ ルから取り出すことができる。更に、拡散コードが互いに直交しているの場合、 受信信号を特定の拡散コードと相関付け、この特定の拡散コードに関連する所望 の信号のみを強調し（enhance）、他の信号は強調しないようにすることもでき る。 スペクトル拡散およびその他の通信システムは、しばしば多重経路歪みを受け 、多数の無線経路の反射の結果として、送信信号が幾重かに重複し、異なる遅れ 、利得、および位相を伴って受信される。多経路スペクトル拡散信号の受信に特 に適した受信機の一種に、ＲＡＫＥ受信機がある。これは当技術では公知である 。ＲＡＫＥ受信機は、受信機内で別個の経路を最適に組み合わせる「フインガ（ fingers）」を備えている。一般的に、ＲＡＫＥ受信機は整合フイルタ（matched filter）に類推して考えることができ、整合フィルタのタップのように、送信信 号を高精度に受信するＲＡＫＥ受信機を構成するように、各「フィンガ」の経路 利得を予測する必要がある。送信信号は、受信機への経路において、多くの障害 （corruptions）を受けるので（多経路効果、レイリー・フェーディング等）、 受信機は障害を受けた送信信号を用いて信号経路を予測しなければならない。明 らかに、結果的に得られる受信信号は、ＲＡＫＥ受信機内の「フインガ」毎の経 路利得予測と同程度でしかない。 したがって、予測を行うのに障害を受けた送信信号に頼ることなく、ＲＡＫＥ 受信機の各「フインガ」毎に正確な経路利得予測を行うことができる受信機、特 にＲＡＫＥ受信機が 必要とされている。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明による経路利得を予測するコヒーレントＲＡＫＥ受信機の一 部の概略を示す。 第２図は、双曲線正接関数ｔａｎｈ（ｘ）を表す。 好適実施例の詳細な説明 本発明による最尤評価（maximum likelihood criterion）に基づく「ブライン ド・ブロック」経路利得予測スキーム（blind block path gain estimation sch eme）について説明する。これは、コード化ビット（即ち、障害を受けた送信信 号からのコード化ビット）についての暫定的なハードな決定（hard decision） を用いないという点で「ブラインド」である。その代わりにソフトな決定形式を 用いる。また、例えば、Ｂ個の相関器出力から成るブロックのような孤立したブ ロックのために複雑な経路利得を予測するという点で、これは「ブロック」スキ ームである。好適実施例では、「ブラインド・ブロック経路利得予測スキーム」 を効果的に利用する受信機は、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信システ ムに実施された、コヒーレントＲＡＫＥ受信機である。図示の実施例では、Ｂ＝ ３６ビットのコード化ビットを含み、時間長１．２５ｍｓのデータ・ブロックを 送信し、疑似ランダム時間間隔によって他のブロックから分離する。 「ブラインド・ブロック」経路利得予測スキームは、典型的なＣＤＭＡシステム の欠点を克服するが、ＣＤＭＡシステムでは、ＦＩＲフィルタ型予測スキームの 基礎となる連続送信の保証がないことがある。この結果、或いは送信データ符号 の知識に頼らないいずれかの予測スキームの結果、予測に位相の曖昧さが現れる 。結果として、データ・ビットを差勤的に（differentially）エンコードしなけ ればならず、エラーが対になって現れる傾向がある。 コヒーレントＲＡＫＥ受信機は、コヒーレント・スペクトル拡散通信システム において最適な結合を行うためには、正確なチャンネルの多経路成分の予測を必 要とする。これは、Ｌ個の異なる多経路素子またはダイパーシティ・アンテナか らの、相関器または整合フィルタの複素数化（complex-valued）した出力を処理 する。 典型的に、Ｌは１ないし４である。式（１）では、ｎは時間インデックス、Ｎは コード化ビット当たりのＣＤＭＡチップの数、Ｔｃはチップ間隔、ｙ（ｔ）は所 望の信号とノイズとを含む複素受信波形、ｓ（ｔ）は所望の信号に対するＣＤＭ Ａ拡散コード、ｔ_mはｍ番目の経路の時間遅れ（正確に予測されたと仮定する） 、そして＊は複素共役を意味する。各サンプルｕ_m（ｎ）は、次の形式となる。 ｕ_m（ｎ）＝ｃ（ｎ）ｆ_m（ｎ）＋ｖ_m（ｎ） （２） ここで、ｃ（ｎ）＝±１は未知の二進コード化ビット、ｖ_m （ｎ）は複素ノイズ・サンプルである。実際には、ノイズｖ_m（ｎ）は、干渉Ｃ ＤＭＡ信号、熱雑音、および異なる経路遅れのその他の多経路成分（拡散シーケ ンスが低い自己相関サイドローブを有し、しかもＮが大きい場合、これら他の多 経路成分の寄与は小さいと考えられる）を含む。 目的は、ある所与の経路遅延に対して、Ｂ個の連続する相関器出力｛ｕ_m（ｎ ），ｍ＝１，２，．．．，Ｌ，ｎ＝１，２，．．．Ｂ，｝のブロックが与えられ ている場合に、経路 ．Ｂ）を見つけることである。一旦かかる予測が得られたなら、ＲＡＫＥ受信機 は次のＲ（ｎ）を形成し、これをデコーダに送って処理する。 Ｌ個の複素経路利得ｆ_m（ｎ）は、ドプラ一効果のために、時間と共にかなり 変勤する可能性がある。更に、共通チャンネル干渉（co-channel interference ）によってもｕ_m（ｎ） Ｂ個の連続するサンプルｕ_m（ｎ）のブロックから得なければならない。ここで Ｂは典型的に約３６であり、９．６ｋｂ／ｓのビットレートを有し、１／３二進 コードのレートを用いる代表的なＣＤＭＡシステムにおける１．２５ｍｓの時間 期間に対応する。更に、これらはｃ（ｎ）の知識即ち明示的な予測がない状態で 得なければならない（即ち、転化した送 信信号を用いずに）。 「ブラインド・ブロック」予測スキームは、最尤（ＭＬ）原理に基づいて、導 出し評価することができる。第１図は、本発明にしたがって経路利得を予測する コヒーレントＲＡＫＥ受信機の一部を、概略的に図示したものである。Ｂ個のサ ンプルｕ_m（ｎ）から成るブロックは、巡回式遅延線（recirculating delay lin e）またはその他のメモリ素子に記憶される。これに続いて、このブロックを処 理してｍ＝１， （ｎ）｝を得るために、繰り返しアルゴリズムの記述を行う。 （１）パラメータを、ａ_m（ｉ）＝１．ｂ_m（ｉ）＝０，ｍ＝１，．．．Ｌ．ｉ＝ １として開始する。 （２）図１の点１に示すように、以下のようにｆ_m（ｎ）を近似することにより 、ｉ回目の繰り返しを開始する。 ここで、ａ_m（ｉ）は前記ブロックのｆ_m（ｎ）の平均値のｉ回目の予測、ｂ_m（ ｉ）はその変化率（傾斜）のｉ回目の繰り返し予測である。ブロック期間は、時 間と共にほぼ線形に変化する経路時間変動（path time variation）に対して、 十分小さいものと仮定する。 （３）図１の点２に示すように、以下のように「ソフト決定」 ここで、tanh（）は、図２に示すように、飽和増幅器（saturating amplifier） またはソフト・リミッタとして動 プルの実部および虚部各々の分散（variance）の受信機予測値である。 （ｎ）と乗算し、累積して以下の式を形成する。 （Ｂ²−１））（ｎ−（Ｂ＋１）／２）ｕ_m（ｎ）と乗算し、累積して以下の式を 形成する。 （６）図１の点５，６に示すように、確率的近似アルゴリズム（stochastic app roximation algorithm）を用いて、ｉ回目の繰り返しにおけるａ_m（ｉ）および ｂ_m（ｉ）をそれぞれ更新する。 a_m（n,i+1）＝a_m（n,i）-k_i（a_m（n,i）-p_m（a,b）） （８ａ） b_m（n,i+1）＝b_m（n,i）-k_i（b_m（n,i）-q_m（a,b）） （８ｂ） ここで、ｋ_i＝ｉ/（ｉ+Ｋ）、ＫはＫ＝２０のような適当な定数である。 （７）ｉがｉ＝３０のような固定カウントに達するまで、ｉ を１増分し、ステップ（２）に戻る。 て与えられる。このアルゴリズムまたは真のビット｛ｃ（ｎ）｝を利用しない他 の予測アルゴリズムでは、符号の曖味さ（±１）があることに注意されたい。し たがって、差動的（differential）なビット・エンコード処理を用いなければな らない。ｉ回目の繰り返しが完了した時、Ｂ個の整合フィルタ出力ｕ_m（ｎ）か ら成るブロック全体が処理され、対応す （ｉ）が更新される。 ａ_m（ｉ）およびｂ_m（ｉ）の式は以下のようにして導き出される。経路利得予 測器は、一連のＢ個の照合フィルタ出力を表わすべクトルである所与のｕに対し て、複素タップ利得 尤（ＭＬ）が最適評価として選択される。 ある。 ｕに含まれるＢｃ（ｎ）の集合をべクトルｃで表わす。ｃの成分は、等しい確 率で、独立して＋１または−１であると仮定する。これから、以下の式が得られ る ここで、 経路利得ｆ_m（ｎ）は、ドプラーのために、時間ｎと共に変動する。例えば、 ８５Ｈｚのドプラ周波数は約６０ｍ／ｈの車両速度および約９００Ｍｈｚのキャ リア周波数に対応する。したがって、長さ１．２５ｍｓのブロックＢは、１ドプ ラー・サイクルの約１１％に対応する。この短い時間間隔中、ｆ_m（ｎ）の変動 がｎについて線形であるとして近似することは合理的である。即ち、以下の式が 得られる。 ここで、ａ_mおよびｂ_mは予測すべき固定パラメータであり、ａ_mはブロック内の ｍ番目の経路の平均経路利得、ｂ_mはその変化率即ち傾斜である。式（１１）に 現れる量（Ｂ＋１）／２は、式（１１）の第２項の１からＢまでの和がゼロにな るように選択された。ここで注意すべきは、この場合の予測の問題は、｛ａ_m｝ および｛ｂ_m｝を表わすべクトルａ，ｂに関してｐ（ｕ｜ａ，ｂ）を最大化する ことである。独立したランダム変数（ｃ（ｎ）＝±１）に関して、（９）におい て平均を求めると、以下の式が得られる。 ａおよびｂに関してｐ（ｕ｜ａ，ｂ）を最大化するために、ａ_mおよびｂ_m関し てｐ（ｕ｜ａ，ｂ）の微分係数をゼロに設定し、次の式を得る。 ｍ＝１，２，．．．Ｌに対して、 および ｍ＝１，２，．．．Ｌに対して （１３）および（１４）のｔａｎｈ関数の引数は、（１１）によって与えられ る経路予測に対するＲＡＫＥ経路結合器の に近づく）、（１３）および（１４）のｔａｎｈ関数は、シグナム関数（signum function）±１に近づくので、したがって、ＲＡＫＥ受信機出力に基づく、ｃ （ｎ）のハードな暫定的決定（preliminary decision）となることに注意された い。式（１３）および（１４）は、それぞれ、ｃ（ｎ）のソフト決定（ｔａｎｈ 関数によって決定される）によって、ｕ_m ができる。また、予測の中には±１の曖味さがあるので、先に述べたように、デ ータ・ビットの差動的エンコード処理が必要であることにも注意されたい。 式（１３）および（１４）は、ａ_m，ｂ_mについて解かなければならない非線形 な式である。これらは以下のように書き換えることができる。 ａ−ｐ（ａ，ｂ）＝０ （１５） ｂ−ｑ（ａ，ｂ）＝０ （１６） ここで、ｐ（ａ，ｂ）およびｑ（ａ，ｂ）は、Ｌ次元べクトルであり、それらの ｍ番目の成分はそれぞれ、（１３）および（１４）の右辺である。これらの式は 、確率的近似を繰り返し用いることによって、即ち、ｉ回目の繰り返しで解くこ とができる。 ａ（ｉ）＝（１-ｋ_i）ａ（ｉ-１）＋ｋ_iｐ（ａ（ｉ-１），ｂ（ｉ-１）） （１７） ｂ（ｉ）＝（１-ｋ_i）ｂ（ｉ-１）＋ｋ_iｑ（ａ（ｉ-１），ｂ（ｉ-１）） （１８） ここで、ｋ，は減少段階サイズ（decreasing step sizes）、例えばｋ_i＝１／（ ｉ＋１）である。これらの式の解の１つは、ａ＝ｂ＝０であることに注意された い。しかしながら、分析によって、この解は最尤関数の最小値に対応するので、 ゼロでない初期状態によって、確率的近似アルゴリズムがこの解に収束するとい う恐れはない。 「ブラインド・ブロック」経路利得予測スキームは、急送フェーディングで干 渉が制限された環境で動作するデジタル・セルラＣＤＭＡ通信システムのための 、コヒーレントＢＰＳ Ｋコード化変調を可能にする。シミュレーションでは、典型的なＣＤＭＡ通信シ ステムの逆監視通信路（reverse channel）に利用される非コヒーレント直交ス キーム（noncoherent orthogonal scheme）に対して、大まかに言って３ｄＢの 改善が見られた。更に、本スキームは暫定的なデータ決定の存在に頼ることなく 、連続送信ではなくブロック毎の送信を基にしたものである。また、このスキー ムによって可能となったコヒーレント動作モードは、適切な拡散シーケンスに適 合した受信機において、単一の照合フィルタで実施することができる。これによ り、同期が単純化され、市街地環境を移動する車両に伴う多経路成分の突然の発 生や消失に対する素早い応答が容易に得られるようになる。 以上、特定実施例を参照しながら本発明を特定して示しかつ説明したが、本発 明の精神および範囲から逸脱することなく、形式および詳細に種々の変更が可能 であることは当業者には理解されよう。例えば、他の実施例では、前記スキーム は弱い経路の存在を確認するためのモニタを含み、それらが検出された時、以降 の考慮から除外することもできる。これ 路を含ませることには殆ど価値がないことが分かっているからである。更に、式 （５）および図２に示す双曲線正接関数は、リード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ） またはソフト・リミッタ素子として実施されるデジタル参照テーブルによって近 似することも可能である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信機において複素数化した経路利得を予測する方法であって： Ｂ個のサンプルから成るブロックにおける平均経路利得と経路利得の変化率の 関数として、経路利得を近似するステップ； 整合フィルタ出力と、前記Ｂ個から成るブロックに関連するデータ符号につい てなされたソフト決定とを利用して、前記Ｂ個のサンプルから成るブロックにお ける経路利得予測を発生するステップ； 第１および第２係数によって前記発生された経路利得予測を変更し、第１およ び第２調節係数を生成するステップ；および 前記第１調節係数を用いて平均経路利得を修正し、前記第２調節係数を用いて 経路利得の変化率を修正することにより、更新された経路利得の近似を得るステ ップ； から成ることを特徴とする方法。 ２．請求項１において、前記受信機はコヒーレントＲＡＫＥ受信機であることを 特徴とする方法。 ３．請求項２において、前記ソフト決定を発生するステップは、更に、双曲線正 接関数を用いてソフト決定を発生するステップを含むことを特徴とする方法。 ４．請求項２において、前記発生ステップ、第１修正ステップ、および第２修正 ステップを繰り返して、前記経路利得予 測を得ることを特徴とする方法。 ５．請求項４において、前記経路利得予測は、コヒーレントＲＡＫＥ受信機に入 力され、更に処理されることを特徴とする方法。 ６．複素数化した経路利得予測を行う受信機であって： Ｂ個のサンプルから成るブロックにおける平均経路利得と経路利得の変化率の 関数として、経路利得を近似し、整合フィルタ出力と、前記Ｂ個から成るブロッ クに関連するデータ符号についてなされたソフト決定とを利用して、前記Ｂ個の サンプルから成るブロックにおける経路利得予測を発生する手段：および 第１および第２係数によって前記発生された経路利得予測を変更して第１およ び第２調節係数を生成し、前記第１調節係数を用いて平均経路利得を修正すると 共に、前記第２調節係数を用いて経路利得の変化率を修正することにより、更新 された経路利得の近似を得る手段； から成ることを特徴とする受信機。 ７．請求項６において、前記受信機は更にコヒーレントＲＡＫＥ受信機から構成 されることを特徴とする受信機。 ８．請求項７において、前記ソフト決定を発生する手段は、更に、双曲線正接関 数を用いてソフト決定を発生する手段から構成されることを特徴とする受信機。 ９．請求項７において、前記発生手段および前記修正手段を繰り返し、経路利得 予測を得ることを特徴とする受信機。 １０．請求項９において、前記経路利得予測は、コヒーレントＲＡＫＥ受信機に 入力され、更に処理されることを特徴と する受信機。