CN1113403A - 接收机中的通路增益估计 - Google Patents

Abstract

相干RAKE接收机采用“盲组”通路增益估计 方案、根据最大似然原则在接收机中估计通路增益。 其“盲目性”在于没有采用对编码位作预先的硬判 定。相反，采用了软判定的方式。其为“组”方案在于 复通路增益是对分离码组估计的。随时间变化的通 路增益被近似为与时间成线性以使平均通路增益和 每个通路的通路增益斜率可用来估计通路增益。该 通路增益估计方案克服了通常CDMA系统不能确 保FIR滤波器型预测方案所依据的连续发送的缺 点。

Description

本发明大体涉及在多通路情况下工作的扩频通信系统，具体地说是涉及这种通信系统的接收机中通路增益的估计。

设计具有在很短的间隔内与许多远距离用户单元在同一信道上通信的特性的通信系统叫多址通信系统。可作多址通信系统的其中一种通信系统是扩频系统。在扩频系统中，采用调制技术将被发送的信号沿信道内一宽频带扩展。该频带远宽于发送所传送信息要求的最小带宽。例如，话音信号可在仅两倍于信息本身带宽的带宽内用调幅（AM）方式传送。其它的调制方式（如低偏差调频（FM）或单边带（AM）也允许信息在可与信息自身带宽相比的带宽内发送。然而，在扩频系统中，欲发送信号的调制通常包括获取带宽仅几千赫兹的基带信号（如话音信道），以及将欲发送信号分布在若干MH₂宽的频带上。这是通过用欲发送信息和宽带编码信号调制欲发送信号来实现的。

大体说来，存在三种扩频通信技术，包括：

直接序列

其载波调制是由比特率远高于信息信号带宽的数字代码序列实现的。这种系统叫做“直接序列”调制系统。

跳频

其是指载波频率以由代码序列所指定的图形的离散增量变化。这种系统叫“跳频系统”。发射机在某一预定集合内从一频率跳到另一频率;频率使用顺序由代码序列决定的。类似地，“跳时”及“跳时-跳频”的发送时间由代码序列调整。

线性调频脉冲

脉冲FM或“线性调频脉冲”调制中，载波信号在给定脉冲间隔内被扩展到宽带上。

信息（即消息信号）可用几种方法嵌入扩频信号中。一种方法是在信息用于扩展调制前将信息加到扩展码上。这种技术可用于直接序列及跳频系统中。应该注意，被传送的信息在被加到扩展码前必须为数字形式，因为扩展码与信息的组合（通常为二进制码）涉及模2加法。换句话说，信息或消息信号可在将其扩展前用来调制载波信号。

于是，扩频系统必须具有两个性质：（1）所发送带宽应远大于传送信息的带宽或速率;（2）除所传送信息外的某一函数被用来确定所得到的调制信道带宽。扩频通信系统可以实现许多不同方式的多址通信系统;一种多址扩频系统是直接序列码分多址（DS-CDMA）系统。

多个信道的分配是通过给每个在共享的频带上的用户指定专用的扩展码进行的。结果，所发送信号是在通信信道的同一宽频带中，但在由专用的扩展码指定的宽频带的单独部分中。这些专用扩展码最好是彼此正交以使两扩展码的互相关近似为零。特定的传送信号可通过用与要从信道中恢复出来的特定传送信号相关的扩展码对代表信道中信号之和的信号去扩展来恢复。此外，当扩展码彼此正交时，可将所接收信号与特定扩展码相关以便只有与特定扩展码相关所希望的信号被增强，而其它信号不增强。

扩频及其它通信系统经常遭受多通路失真，其是所发送信号的一些副本由于多个无线通路的反射而被以不同的延时、增益和相位接收。一种特别适于接收多路扩频信号的接收机是RAKE接收机，其在本领域为人熟知。RAKE接收机包括将接收机中的独立通路最优组合的“指”。一般来说，RAKE接收机可比作一个匹配滤波器，其中每个“指”上（象匹配滤波器的抽头一样）的通路增益需要予以估计以构成准确接收所发送信号的RAKE接收机。由于所发送信号在其到接收机的路上遭受许多干扰（多通路效应，瑞利衰落等），接收机必须利用受到干扰的发送信号估计通路增益。显然，最终所接收的信号将只与RAKE接收机中每个“指”的通路增益估计值一样。

这样，对接收机，尤其是RAKE接收机就有一个要求，即对RAKE接收机的每个“指”给出准确的通路增益估计而不依赖进行估计的受干扰的发送信号。

图1大体描述了根据本发明所述的相干RAKE接收机的估计通路增益的部分。

图2说明双曲正切函数tanh（x）。

根据本发明描述了基于最大似然原则的“盲组”通路增益估计方案。其“盲目性”在于没有采用对编码位（即受干扰的发送信号的编码位）预先硬判定的方法。相反，其采用的是软判定的方式。其为“组”方案在于对每个隔离组（如一组B相关器输出）估计复通路增益。在最佳实施例中，有效利用“盲组”通路增益估计方案的接收机是码分多址（CDMA）通信系统中实现的相干RAKE接收机。在说明性实施例中，发送包括B＝36编码位、持续1.25ms的数据组，其通过伪随机时间间隔与其它块分离。“盲组”通路增益估计方案克服了通常CDMA系统不能保证基于有限脉冲响应（FIR）滤波器型预测方案的连续发送的缺点。这种方案或其它不依赖所发送的数据符号的知识的预测方案的一个后果是估计值中存在相位不确定问题。结果，数据位必须差分编码，误差将趋于成对出现。

相干RAKE接收机要求准确估计信道的多路分量以在相干扩频通信系统中作最优组合。其处理L个不同的多路分量或分集天线的相关器或匹配滤波器的复值输出。

u_m（n）＝ 1/(2NTc) ${\∫}_0^{\mathrm{N\; T\; c}}{\mathrm{y(t)s(t-t}}_m\mathrm{)*dt\; (m=1,2..L)}$ （1）

通常，L为1到4。方程（1）中，n是时间标号，N是每个编码位的CDMA信段数，Tc是信段间隔，y（t）是包括想要的信号加上噪声的复数接收波形，s（t）是所想要信号的CDMA扩展码，t_m是第m通路的时间延迟（假定已准确估计），

表示复数共轭。每个样本u_m（n）于是具有形式：

u_m（n）＝c（n）f_m（n）+v_m（n） （2）

其中c（n）＝±1，是未知的二进制编码位，V_m（n）是复数噪声样本。噪声V_m（n）实际上包括干扰CDMA信号，热噪声，及其它不同通路延迟的多路分量（如果扩展序列具有低自相关副瓣且N较大，则认为这些其它多路分量的贡献会较小）。

本发明的目的就是已知给定通路延迟的一组B个顺序相关器输出{u_m（n）＝1，2，…L，n＝1，2，…B}，去得到通路增益的估计值{ _m（n），m＝1，2，…L，n＝1，2，…B}。一旦找到这样的估计值，RAKE接收机就构成

其然后被传送到解码器进行处理。

由于多普勒效应L个复通路增益

_m（n）可随时间显著变化。此外，同信道干扰将在{u_m（n）}中引起相当高的噪声成分。估计值{

_m（n）}必须从一组B个连续样本u_m（n）中得到，其中B通常在36左右，相应于具有9.6kb/s数据率的代表性CDMA系统中1.25ms的时间，并采用率 1/3 的二进制代码。而且，它们是在不知道c（n）或其明显的估计值的情况下（即没有使用干扰的发送信号）得出的。

基于最大似然（ML）原则可导出并评价“盲组”估计方案。图1大体描述了根据本发明所述估计通路增益的相干RAKE接收机部分。一组B个样本u_m（n）被存放在再循环延迟线或其它存储器件中。随后是处理这组样本以实现估计{

_m（n），m＝1，2，L，n＝1，2，B}的叠代算法描述。

（1）从参数a_m（i）＝1，b_m（i）＝0，m＝1，…L，i＝1开始。

开始第i次叠代，如图1中标号1所示，通过

_m（n，i）＝a_m（i）+b_m（i）[n-（B+1）/2] （4）

近似f_m（n），其中a_m（i）是组中f_m（n）的平均值的第i次叠代估计值，b_m（i）是其变化率（斜率）的第i次叠代估计值。假定样本组持续时间与近似随时间线性变化的通路时间变化相比足够短。

（3）构成“软判定”

（n，i）（如图1的标号2所示）如下：

其中tanh（），如图2所示，是行为类似饱和的放大器或软限幅器的双曲正切函数。

/2是接收机的复噪声样本的实部和虚部方差的估计值。

（4）用（1/B）u_m（n）乘以

（n，i），如图1的标号3所示，并累加形成

（5）用（12/B（B²-1））（n-（B+1）/2）u_m（n）;乘以 （n），如图1中标号4所示，并累加形成：

（6）在第i次叠代更新a_m（i）和b_m（i），分别如图1的标号5和6所示，用随机近似算法：

a_m（n，i+1）＝a_m（n，i）-k_i（a_m（n，i）-p_m（a，b）） （8a）

b_m（n，i+1）＝b_m（n，i）-k_i（b_m（n，i）-q_m（a，b）） （8b）

其中k_i＝i/i+K，K是适当的常数，如K＝20。

（7）是将i增加1并返回第（2）步，直到i达到固定常数。如i＝30。

当叠代完成时，估计量{ _m（n）}由（4）给出。注意，在这种或任何其它不利用真实位{c（n）}的估计算法中将存在符号不确定性（±1）。因此，这些位必须采用差分编码。当第i次叠代完成时，处理全组B个匹配滤波器的输出U_m（n），并形成相应的软判定

（n，i），更新a_m（i）和b_m（i）。

a_m（i）和b_m（i）的表达式如下得出。如果已知u（代表一列B个匹配滤波器输出的矢量）则通路增益估计器要确定

（代表复数分支增益的矢量）。于是，如上所述，选择最大似然（ML）为优化原则;即

＝argmax{p（u｜

）}

其中P（u｜ ）是给定

时U的条件概率密度。

包含在u中的B个c（n）二集合由矢量c表示。c的分量假定独立并以相等概率为+1或-1。那么

由于多普勒效应通路增益f_m（n）随时间变化。例如，多普勒频率为85Hz相当于车速为60m/h和载波频率约为900MHz。组长B为1.25ms则相应于多普勒周期的大约11%。在这个很短的时间间隔内，将f_m（n）的变化近似为与n成线性是合理的;即

_m（n）＝a_m+b_m（n- (B+1)/2 ） （11）

其中a_m和b_m是要估计的固定参数;a_m是一组中第m通路的平均通路增益，b_m是其变化率或斜率。选择出现在方程（11）中的量 (（B+1）)/2 使得在（11）中第二项从1到B的和是0。注意，估计的问题现在是要使P（u｜a，b）关于代表{a_m}和{b_m}的矢量a和b最大。

对（9）式关于独立随机变量{c（n）＝±1}进行平均，我们得到

$\mathrm{p(u\; ｜a,b)=exp(}\frac{\mathrm{-1}}{{\sigma }^2{}_v}\underset{\mathrm{n\; =\; 1}}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{\mathrm{m\; =\; 1}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{｜\; a}}_m\mathrm{+b}{}_m\mathrm{(n-}\frac{\mathrm{B+1}}{2}{\mathrm{)\; ｜}}^2\mathrm{))}\mathrm{exp(}\underset{\mathrm{n\; =\; 1}}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{1n\; cosh\; ｛}\frac{2}{{\sigma }^2{}_v}\mathrm{Re}\underset{\mathrm{m\; =\; 1}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{u}_m\mathrm{(n)*(a}{}_m\mathrm{+b}{}_m\mathrm{(n-}\frac{\mathrm{B+1}}{2}\mathrm{))\; ｝\; (12)}$

为使P（u｜a，b）相对于a和b最大，我们令P（u｜a，b）关于a_m和b_m的导数等于0，以得到

$a_m=\frac{1}{B}\underset{\mathrm{n\; =\; 1}}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{u}_m\mathrm{(n)\; tanh\; ｛}\frac{2}{{\sigma }^2{}_v}\mathrm{Re}\underset{\mathrm{m\; =\; 1}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{u}_m\mathrm{(n)*(a}{}_m\mathrm{+b}{}_m\mathrm{(n-}\frac{\mathrm{B+1}}{2}\mathrm{))\; ｝\; (13)}$

m＝1，2，…L，以及

$b_m=\frac{\mathrm{12}}{{\mathrm{B(B}}^2\mathrm{-1)}}\underset{\mathrm{n\; =\; 1}}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{(n}\frac{\mathrm{B+1}}{2}{\mathrm{)u}}_m\mathrm{(n)tanh\; ｛}\frac{2}{{\sigma }^2{}_v}\mathrm{Re}\underset{\mathrm{m\; =\; 1}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{u}_m\mathrm{(n)*(a}{}_m\mathrm{+b}{}_m\mathrm{(n-}\frac{\mathrm{B+1}}{2}\mathrm{))\; ｝\; (14)}$

m＝1，2，…L.

（13）和（14）中双曲正切函数的自变量是RAKE通路组合器对（11）给出的通路估计量的输出。注意，对高信噪比（即

接近0），则（13）和（14）中的双曲正切函数接近符号函数±1，于是就将构成基于RAKE接收机输出的对c（n）的硬预先决定。用对c（n）的软决定（由双曲正切函数确定）。表达式（13）和（14）可分别解释为u_m（n）和（n- (B+1)/2 ）u_m（n）的积的加权平均。还应注意，估计量中会存在±1的不确定性，于是（如前面提到的），必须对数据位差分编码。

方程（13）和（14）是必须对a_m和b_m求解的非性线方程。它们可以重写作：

a-p（a，b）＝0    （15）

b-q（a，b）＝0    （16）

其中p（a，b）和q（a，b）的L维矢量，其第m分量分别是（13）和（14）式的右边。这些方程可用随机近似叠代来解;即在第i次叠代，

a（i）＝（1-k_i）a（i-1）+k_ip（a（i-1），b（i-1）） （17）

b（i）＝（1-k_i）b（i-1）+k_iq（a（i-1），b（i-1）） （18）

其中K_i是减小的步长;如k_i＝ 1/(i+1) 。注意，这些方程的一个解是a＝b＝0。然而，分析揭示出这个解对应于似然函数的最小值，所以在非零的初始条件下，随机近似算法没有收敛于这个解的危险。

“盲组”通路增益估计方案使得对工作在迅速衰落。限制干扰的环境中的数蜂窝CDMA通信系统的相干二进制相移键控（BPSK）编码调制成为可能。仿真已经表明相对用于通常CDMA通信系统的逆信道的非相干正交方案，其有约3dB的提高。而且，该方案不依赖预先数据确定的有无，而且基于逐组传送而不是连续传输。此外，该方案使之成为可能的相干工作模式可用在与适当的扩展序列匹配的接收机处的单个的匹配滤波器来实现。这将简化同步，并有利于对与城市环境中车辆移动有关的多路成分的突然出现和消失快速响应。

虽然本发明参考特定实施例作了特定说明和描述，但本领域的那些技术人员应该知道其可进行形式和细节的各种变化而并没有脱离本发明的精神和范围。例如，在另一个实施例中，方案可能包括用于监视弱通路存在的监视器，当检测到时，其将被从下一步的考虑中除去。可以这样做，因为已经发现对

_m（n）相对较小的情况，方程（3）中包括的通路有较少值。而且，出现在方程（5）和图2中的双曲正切函数可用一数字查询表近似，在只读存储器（ROM）中实现或由软限幅器件实现。

Claims (10)

1、接收机中的复值通路增益估计的方法，该方法包括步骤：

将通路增益近似为一组B个样本的平均通路增益和通路增益变化率的函数；

利用匹配滤波器的输出和对与一组B个样本有关的数据符号所做的软判定产生对该组B个样本的通路增益估计；

通过第一和第二因子修正所产生的通路增益估计以产生第一和第二调整因子；

用第一调整因子修正平均通路增益，用第二调整因子修正通路增益变化率以得到更新后的通路增益近似值。

2、权利要求1所述的方法，其中接收机是相干RAKE接收机。

3、权利要求2所述的方法，其中所述产生软判定的步骤还包括利用双曲正切函数产生软判定的步骤。

4、权利要求2所述的方法，其中叠代所述产生步骤，修正的第一步和修正的第二步来产生通路增益估计。

5、权利要求4所述的方法，其中通路增益估计量被输入到相干RAKE接收机中作进一步处理。

6、用于进行复值通路增益估计的接收机，该接收机包括：

用于将通路增益近似为一组B个样本的平均通路增益和通路增益变化率的函数并利用匹配波滤器的输出及对与该组B个样本有关的数据符号所做的软判定产生对该组B个样本的通路增益估计量的装置;和

用于通过第一和第二因子修正所产生的通路增益估计量以产生第一和第二调整因子，以及利用第一调整因子修正平均通路增益和利用第二调整因子修正通路增益变化率以产生更新的通路增益近似值的装置。

7、权利要求6所述接收机，其中接收机还包括相干RAKE接收机。

8、权利要求7所述接收机，其中所述产生软判定的装置还包括利用双曲正切函数产生软判定的装置。

9、权利要求7所述接收机，其中所述产生装置和所述修正装置累接以产生通路增益估计量。

10、权利要求9所述接收机，其中通路增益估计值被输入到相干RAKE接收机以作进一步处理。

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