CN111095883B - 在正交时频空间信号接收器中实现同步 - Google Patents

在正交时频空间信号接收器中实现同步 Download PDF

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Abstract

描述了用于在正交时频空间(OTFS)信号接收器中实现同步的方法、系统和装置。示例性信号接收技术包括：接收包括散布有数据传输的导频信号传输的OTFS调制的无线信号，使用无线信号和无线信号的延迟预定延迟的延迟版本计算无线信号的自相关，从而生成自相关输出，通过移动平均滤波器执行自相关滤波处理以产生精细定时信号。另一示例性信号接收技术包括：接收包括散布有数据传输的导频信号传输的OTFS调制的无线信号，通过峰值检测并使用削波信息对所接收的OTFS无线信号执行初始自动增益校正，对所接收的、经初始自动增益控制(AGC)校正的信号的结果执行粗自动增益校正。

Description

在正交时频空间信号接收器中实现同步
相关申请的交叉引用
本专利文件要求2017年9月15日提交的题为“ACHIEVING SYNCHRONIZATION IN ANORTHOGONAL TIME FREQUENCY SPACE SIGNAL RECEIVER”的美国临时专利申请No.62/559,398的优先权和权益。上述专利申请的全部内容通过引用并入本文，作为本专利文件的公开内容的一部分。
技术领域
本公开涉及无线通信，更具体地，涉及接收器处的同步。
背景技术
由于无线用户装置的数量和这些装置生成或消耗的无线数据量的爆炸性增长，当前的无线通信网络快速地用尽带宽，以适应数据业务的这种高增长，并向用户提供高质量的服务。
在电信工业中正在进行各种努力，以获得能够满足无线设备和网络的性能需求的下一代无线技术。
发明内容
本文公开了用于接收器侧处理的技术，其中接收和处理使用正交时频空间(OTFS)调制进行调制的信号以提取调制数据。
在一个示例方面，公开了一种信号接收方法。该方法包括：接收包括散布有数据传输的导频信号传输的OTFS调制的无线信号，使用无线信号和无线信号的延迟预定延迟的延迟版本来计算无线信号的自相关，从而生成自相关输出，通过移动平均滤波器执行自相关滤波处理以产生精细定时信号，以及使用精细定时信号执行与无线信号的同步。
在另一方面，公开了一种信号接收方法。该方法包括：接收包括散布有数据传输的导频信号传输的OTFS调制的无线信号，通过峰值检测并使用削波信息对所接收的OTFS无线信号执行初始自动增益校正，对所接收的、经初始自动增益控制(AGC)校正的信号的结果执行粗自动增益校正。
在另一示例方面，公开了一种实施上述方法的无线通信装置。
在又一示例方面，该方法可以被实施为处理器可执行代码，并且可以被存储在计算机可读程序介质上。
这些和其他特征在本文中描述。
附图说明
本文描述的附图用于提供进一步的理解并构成本申请的一部分。示例性实施方式及其说明用于解释技术，而不是限制其范围。
图1示出了示例通信网络。
图2示出了数据和导频符号的复用的示例。
图3示出了导频帧的示例结构。
图4示出了数据帧的示例结构。
图5是突出接收器同步中的不同块、它们的互连以及它们与接收器前端的连接的示例的框图。
图6示出了在接收器同步和AGC电路/算法的一个示例实施中执行的信号处理的流程图。
图7示出了突出上层控制方面的同步的示例实施的框图。
图8示出了前端(RF到基带)处理链的示例，突出显示了图6中描述的AGC的步骤1(初始增益调整)。
图9示出图6的步骤2(AGC粗增益控制)的示例。
图10示出了用于计算距离N个(一个OTFS帧)样本的导频的自相关的电路的示例。
图11示出了自相关和移动平均(MA)滤波之后的示例波形，描绘了示例，其中正确设计的移动平均滤波器形成单个峰值，而与基础信道无关。
图12示出了移动平均滤波器设计标准的示例。
图13是自相关器的示例Matlab输出的图。
图14示出了自相关器的输出的示例图的放大视图。
图15示出了移动平均输出的示例图的放大视图。
图16示出了在噪声环境中来自MA滤波器的典型输出。
图17示出了一系列导频自相关峰值及其位置的示例图。在一些实施方式中，该信息用于初始载波频率偏移估计(例如，图6中的步骤3)。
图18示出了粗略频率OTFS帧检测方案的示例。
图19示出了计算具有循环前缀和循环后缀的传输中的相关性的示例。
图20示出了用于计算间隔N个样本的数据与其CP之间的自相关的电路的示例。
图21示出了与图11中类似的波形，用于CP/CS相关和对应的移动平均滤波的情况。
图22示出了针对一些公开的实施方式描述的示例关系的相关峰值、导频帧和数据帧的边界的相对位置。
图23是使用解调的信道响应的精细帧边界检测的示例方案(例如，图6中的步骤6)。
图24示出了用于校正符号定时偏移(例如，图6中的步骤7)的示例性流程图。
图25示出了用于频带边缘定时恢复的示例方案。
图26A和图26B示出了带通滤波器设计和滤波器响应的示例。
图27示出了使用导频自相关峰值进行锁相环跟踪的示例方案。
图28示出了使用导频自相关峰值功率的精细增益调整的示例。
图29A、图29B和图29C示出了用于AGC和同步的示例性实施的不同部分的流程图。
图30示出了用于帧的导频和CP/CS部分的、硬件中的相关器的示例实施。
图31示出峰值检测器的示例状态机实施。
图32是无线信号接收方法的示例的流程图。
图33是无线信号接收方法的示例的流程图。
图34示出了无线收发器装置的示例。
图35是分数定时偏移误差估计的示例的说明。
具体实施方式
为了使本公开的目的、技术方案和优点更加明显，下面将参照附图详细描述各种实施方式。除非另有说明，否则本文的实施方式中的实施方式和特征可以彼此组合。
在本文中使用章节标题来提高说明书的可读性，而不以任何方式将讨论仅限于相应章节。
近年来，为了满足对越来越高的数据吞吐量的不断增长的需求，在无线通信中已经引入了许多新技术。例如，在诸如长期演进(LTE)之类的流行通信标准中，以总数或每秒每赫兹数的比特数衡量的带宽量在过去几年中稳定增长。由于智能电话和多媒体流服务的暴增，这种趋势预计将进一步增长。
近来，被称为正交时频空间(OTFS)的调制方案已经被提出用于无线数据传输。OTFS发送器可以通过将输入比特流调制成OTFS帧来生成传输信号。OTFS接收器可用于接收OTFS调制信号并从信号中恢复数据比特。
OTFS接收器应该可靠地并且精确地(a)估计所需的接收器增益，并通过RF和基带(模拟和数字)阶段应用该接收器增益，使得OTFS接收器的数字部分获得具有最大保真度的样本(这有时被称为自动增益控制或AGC)，以及(b)在存在具有多个反射器(该反射器具有延迟和多普勒特性范围)的信道的情况下获得同步。
本文提供了AGC和同步需求，并概述了满足这些需求的技术方法。一般而言，AGC和同步都是通过多个相互交织的处理阶段来实现的，包括计算自相关，随后进行移动平均滤波以执行初始化、粗略和精细AGC以及粗略同步和精细同步。在本文中描述了这些和其他方面。
章节标题仅用于促进可读性，并不旨在将每个章节中描述的实施方式和技术仅限于该章节。
图1示出了可以实现所公开的技术的示例通信网络100。网络100可以包括基站发送器，所述基站发送器向一个或多个用户设备(UE)接收器102发送无线信号s(t)(下行链路信号)，所接收的信号被表示为r(t)，接收器102可以位于各种位置，包括建筑物内部或外部以及移动车辆中。UE可以向基站发送上行链路传输。这里描述的技术可以在任何UE的接收器(诸如在102中描述的接收器)中实现，或者在基站(BS)的接收器中实现。
在本文中考虑了具有下面描述的OTFS调制参数的示例系统。在示例系统中，Nv是512以及Nh是16。在一些实施方式中，2D扩展序列或基础也可以是该设计的一部分。当Nv＝512并且Nh＝16时，每个OTFS帧将有512×16个QAM符号(8K)。基于QAM(BPSK、QPSK、16QAM、64QAM…)级别，OTFS帧将携带8K、16K、32K…比特的信息。在示例实施中，信道带宽(BW)考虑为10MHz。发送的OTFS帧数大约是每秒1000个帧。当BW加倍时，每秒的帧数将加倍，从而使吞吐量加倍。在(f,t)域中的OTFS帧填充有适当的循环后缀(CS)和循环前缀(CP)。这将包含(512+CP+CS)×16个复杂样本。在适当的上采样和上转换之后，在串行化之后发送该帧。
下面描述一些术语及其示例实施方式。
OTFS帧或OTFS符号或数据帧-OTFS调制(2D调制)数据符号。该帧存在于也被称为(τ，ν)域的(延迟，多普勒)域中。在(τ，ν)域中，OTFS帧是大小为(Nv×Nh)的QAM符号的矩阵。借助于通过离散傅立叶变换(或快速傅立叶变换)实现的简单傅立叶变换，可以变换到其他域。从(τ，ν)转换到也被称为(f,t)的(频率，时间)是通过对(τ，ν)中的帧执行2D FFT来实现的。在沿多普勒维度(Nh)的对(τ，ν)帧的1D FFT产生(τ，t)上的帧，而沿延迟维度(Nv)的1DFFT产生(f，ν)上的帧
样本-在发射器处，将上述OTFS符号上采样并馈送到ADC。它们被称为发送样本。类似地，在OTFS接收器处接收到的模拟信号被采样并经过下转换处理。在接收器的不同阶段，每个QAM符号可以由一个或多个样本构成。
导频帧-导频符号的OTFS帧。这是在稀疏网格上构成的帧。在当前系统中，每个导频符号(在该实现中是512×1矩阵)与数据帧交织。16个这种导频符号构成导频帧。
载波偏移恢复-检测载波相位/频率偏移并使用a)一次性频率校正和b)连续跟踪锁相环(PLL)来将相位和频率锁定到发送载波的过程。
帧检测/恢复-将接收器与OTFS帧的起始对齐，直至最近的符号间隔。
定时偏移恢复-通过使用PLL或一次符号定时相位校正来检测分数符号定时相位偏移并将接收器样本相位对准到最"适当"值的过程。
符号定时-通过分数(QAM)符号定时偏移来调整接收器定时相位的过程。可互换地使用定时偏移恢复和符号定时。
载波偏移恢复、帧检测和符号定时恢复构成同步。
导频自相关器-对接收到的导频与后续接收到的导频执行逐样本线性相关。由此得到的信息被用于载波频率偏移检测和调整AGC增益。
匹配滤波器(MF)相关器-将接收到的导频与原始发送的导频序列相关。由此得到的信息用于符号定时和绝对载波相位偏移检测。
图2示出了在该示例中的数据和导频帧的复用。在所描述的示例中，导频信号已经以规则的间隔与数据帧交织(称为导频符号间隔)。在一些实施方式中，16个稀疏间隔的导频符号可以构成导频帧。系统还可以使用调度，并且数据帧可以根据调度而存在或不存在。
图3示出了导频符号的示例结构。水平轴线表示时间。导频帧可以包括循环前缀(CP)，随后是预定义的信号字段，随后是循环后缀(CS)。信号字段可以包括脉冲函数，并且在接收侧，对应的接收信号因此可以表示信道响应。
图4示出了数据帧的示例结构。水平轴线表示时间。每个数据帧可以包括CP，随后是数据段，随后是CS。例如，数据段的持续时间可以是Nv个符号，其中Nv＝512。数据帧可以包括Nh数量的数据段。例如，在一些实施中可以使用Nh＝16。
图5是接收器同步的示例实施的框图。图5示出了构成同步系统的子块的互连。图5还描述了同步系统如何连接到接收器前端(FE)。标签ADI是指Analog Devices公司，该公司销售实现FE的集成电路，如图5中的示例实施所示。在所描述的示例中，描述了具有两个接收天线的接收器设计。可以通过模数转换阶段(ADC)来处理在每个天线处接收的RF信号，在模数转换阶段可以使用本地压控振荡器(VCO)或本地压控晶体振荡器(VCXO)将信号下转换为基带信号。基带信号可以从模拟域转换到数字域，并且可以对信号执行数字抽取滤波以对信号进行带宽限制。可以通过同步块来处理所得到的数字信号，在该同步块中，可以使用各种相关器块来执行相位和频率估计/检测，如本公开中所描述的。同步和检测操作的输出可以是载波频率或相位误差估计和符号定时偏移(STO)估计。这些信号可用于生成反馈信息，利用该反馈信息可以调整本地VCXO，并且可以进行分数符号定时调整以改善同步。在该图中描述了同步中的各个子块，并且在随后进行了描述。如图所示，在该示例实施中，许多同步块是在现场可编程门阵列(FPGA)中实现的。然而，使用诸如微闪耀的处理器来实现一些块和控制信号。这些细节在图7中示出，并在随后详细描述。概括地说，控制信号控制VCXO输出、FE增益、抽取滤波器设置，并将误差信号提供给锁相环(PLL)用于频率跟踪。
图2还示出了在相邻导频传输之间形成相关的示例。该技术可以包括使相邻导频传输相关(如逻辑连接相邻导频传输的箭头所示)。在一些实施方式中，可以首先对所接收的信号执行自相关；在此之后，可以使用适当大小的移动平均滤波器来获得与基础信道和噪声条件无关的单个和干净的相关峰值。可以使用这些相关峰值来校正初始频率偏移、粗略和精细自动增益控制(AGC)以及使用PLL进行的频率跟踪。峰值信息可以包括关于峰值位置、I/Q振幅和I/Q角度的信息。在一些实施方式中，使CP和/或CS信号相关的相关器可以用于更快的频率收敛。
由于各种原因，使用导频传输的自相关代替其他替代方案(例如，匹配滤波)可提供操作益处。例如，导频常用于信道探测，因此它们被封装，使得与信道时间变化性相比，导频帧间隔相对短。因此，即使在高多普勒情况下，相干时间也通常大于导频帧间隔。换句话说，即使在高多普勒条件下，相邻导频传输之间的相对变化也不会很显著。因此，导频自相关序列受多普勒诱导的信道变化影响较小，因此，即使在极端多普勒条件和载波频率偏移下，也可以相对容易地辨别自相关中的峰值。另一方面，基于匹配滤波器的自相关峰值生成方案通常将接收到的导频信号与固定序列进行匹配，并且通常易受多普勒和频率偏移的影响。因此，在一些实施方式中，匹配滤波可能不适于频率偏移确定。
在一些实施方式中，可以对数据帧进行加扰，以消除可能导致错误相关峰值的不期望的数据相关。
图6示出了在接收器同步和AGC算法的一个示例实施中执行的信号处理的流程图。注意，同步和AGC是相互交织的，并且它们以渐进的方式被调整。接收器增益初始被调整以获得合理的接收信号质量，随后是载波和时钟偏移的总体校正，随后是在若干阶段中更精确地调整AGC和同步。简言之，可以执行以下步骤。
步骤1：初始增益调整。在开始时，调制解调器接收器通常不了解输入信号的强度。信号可能太弱或太强。因此将初始AGC增益设置为可能的最大值。如果输入信号太强，它将导致模数转换器削波。作为第一步骤，感测削波并执行接收器前端增益的总体调整，使得在增益稳定之后的信号不再被削波。在一些实施方式中，可以使用在微处理器上运行的代码来执行初始增益调整。
步骤2：粗增益调整。在该阶段可以使用导频自相关峰值来估计输入信号功率(取相关峰值的平均振幅并使用查找表)。然而，这种估计不需要非常精确，因为如果存在高载波频率偏移或多普勒偏移，则信号峰值振幅本身将高度变化。因此，该功率估计和相关的增益调整将是粗略的。在一些实施方式中，可以使用代码和FPGA的组合来执行粗增益调整。
步骤3：使用导频自相关峰值位置估计总体载波频率误差。通常，载波频率和QAM符号频率是从发送器和接收器处的相同晶体振荡器(频率合成器/VCO)导出的。如果存在大的载波频率偏移，则也将存在成比例的时钟频率(符号时钟)偏移。这将表现为导频自相关峰值位置的逐渐漂移。在较长时间段内收集自相关峰值位置(例如，1000个峰值位置)并执行如随后描述的线性拟合可以很好地估计符号频率漂移。使用该方法可以估计到高达百万分之20至25(ppm)的振荡器频率偏移。在估计之后，在接收器处对VCXO应用对应的校正。一旦校正生效，预期的频率偏移就小得多。在该示例实现中，这通常可以小于2ppm。在这个阶段，相关峰值将被很好地稳定，并且它们可以被用于a)对接收功率的更精确的估计和b)OTFS帧起始。
步骤4：粗载波频率偏移(CFO)校正。间隔512个样本的相关样本(在该示例实现中)将针对数据帧产生16个不同的峰值，针对导频子帧产生1个峰值。这些峰值中的每一个都可以用于计算剩余的频率偏移，如后面所描述。这被称为粗频率偏移。一旦经估计，就可以在VCXO处校正。
步骤5：粗帧起始的确定(帧起始检测)。相关峰值索引可以用于该步骤。
步骤6：使用解调的信道峰值索引执行精细帧起始估计。
步骤7：符号定时偏移(STO)估计。这可以使用信道响应振幅的插值来执行，如稍后详细描述的。
步骤8a：在该阶段，载波频率偏移预期为几Hz，帧检测是有效的，并且符号定时偏移不显著。根据导频自相关峰值的相位值，可以估计频率误差。注意，这些误差值是以规则的间隔(在这种情况下是～1ms)获得的。这被馈送到在接收器处跟踪载波频率偏移的二阶PLL。
步骤8b：需要跟踪接收器增益以解决缓慢变化的功率变化。这可以通过根据导频自相关峰值计算接收功率来实现。
在一些实施方式中，步骤1-8可以部分地在硬件电路中执行，并且部分地使用一个或若干个微处理器来执行。图7示出了突出上层控制方面的同步的示例实施的框图。图5示出了同步子系统所使用的一些示例性功能。如图7所示，同步输出(新同步)包括对OTFS解调器的帧起始指示，分别对微处理器和环路滤波器的峰值功率和峰值频率指示以及对用于调整振荡器的反馈信号的载波频率偏移(CFO)测量。
图8示出了前端接收处理链的示例性实施。在图8中从左到右，接收的信号可以通过低噪声放大器(LNA)被放大并且使用混频器被下转换。混频器输出可以通过跨阻抗放大器来处理。通过低通滤波器对该信号进行处理，以对带外信号进行滤波。低通滤波后的信号由模数转换器(ADC)数字化。如前所述，初始时，由于信号强度是未知的，因此将接收器前端设置为最大增益。如果输入不是非常弱，则该增益可以导致ADC处的削波。峰值过载检测器可以检测数字输出处的峰值。查看削波统计，需要调整初始AGC增益(一次或多次)，使得ADC输出处的信号不被削波。
来自ADC的数字信号可以通过半带滤波器进行滤波以及下采样。数字增益校正机制也可以是FE的一部分。所得到的信号可以输出到端口，用于进一步处理，诸如导频自相关检测。如图8进一步示出的，ADC的输出可用于峰值过载检测，而半频带滤波器的输出可用于低平均功率检测。数字被乘数可用于生成用于窥探检测(peal detection)的信号。
图9突出图6的步骤2(AGC的粗增益控制)。图9中示出的电路可以被配置为在接收器增益下操作，使得所接收的信号在相对于参考信号的几dB内。在这种情况下，导频自相关峰值振幅可以与接收功率成比例。这可用于执行粗增益控制，该粗增益控制包括增加或减小增益的决定。
表示为r(n)的序列的平均功率可以写为：
Figure GDA0003933437010000101
如果信号在N个样本中没有经历很大的改变，则可以近似r(n)～＝r(n-N)。因此公式(1)可以被重写为
Figure GDA0003933437010000102
因此，公式(2)将相关峰值振幅映射到接收信号功率。
图10示出了用于使用上述公式计算导频自相关的电路的示例。框"Z"表示数字域中的单位延迟。上述电路的输出可以写为：
Figure GDA0003933437010000103
512个单位延迟的值仅用作示例。
图11示出了自相关和移动平均(MA)滤波之后的波形的示例。如图11示出的，例如，用于导频检测的自相关峰值可以不是单个峰值，而可以是平顶曲线，平顶的宽度表示从基于自相关的粗略粒度检测获得的导频的精确位置的模糊性。平顶的宽度为信道长度的函数；信道长度越小，宽度越大。图11突出了正确设计的MA滤波器形成单个峰值，而与基础信道无关。
图12示出了峰值检测移动平均滤波器及其频率响应的示例。在附图中，输出c(n)可以表示为：
Figure GDA0003933437010000104
参数L可以是可编程参数。例如，L可以被选择为等于CP和CS组合中的样本数量。L的这种选择总是避免在所有信道条件下均出现相关峰值的平顶。MA滤波器通过对L个样本求平均来对由于噪声引起的振幅波动执行滤波处理。
图13是根据关于公式(1)至公式(4)描述的技术实现的自相关器的示例输出的图。峰值的周期近似对应于导频信号传输的周期。峰值的高度也近似与接收到的信号功率成比例。
图14示出了自相关器的围绕一个峰值的输出的示例图的放大视图。如前所述，在粗略估计阶段期间，峰值的平坦度可以表示在确定精确导频位置方面的不精确性或模糊性。
图15示出了围绕一个峰值的移动平均输出的示例图的放大视图。在图15示出的波形上使用MA滤波器，可以获得具有更尖锐的峰值的输出。因此，MA滤波可以提供导频传输的更精确和精细粒度的位置。
图16是峰值检测电路的连续峰值的示例图。在该图中，水平轴线表示时间或输入样本索引，而竖直轴线表示经低通滤波之后的、MA滤波器的输出处的相关振幅，如公式(5a)所给出的那样计算。曲线的正斜率表明对于G1个连续样本，样本正在增大(忽略小偏差)。类似地，如果G2个连续样本的振幅在减小，则检测到负斜率。如果识别出正斜率后面跟着负斜率，则断言检测到峰值。为了稳健的峰值检测，峰值必须远高于本底噪声。在这种情况下，不需要动态调整阈值。
E(n)＝E(n-1).α+(1-α).b(n).b*(n)   公式(5a)
在上述公式中，b(n)表示在时间n处的值，α是指数窗口因子。α是在0和1之间的实数，并且E(n)表示在时间n处的功率估计。
初始粗载波频率偏移(CFO)估计和校正。
发送和接收VCO是自由运行的振荡器。即使两个VCO被设置到相同的操作点，它们之间的频率偏差也可能是显著的。例如，这些振荡器可以具有高达22ppm的偏差。为了在接收器处同步，这两个VCO都需要同步。初始频率调整的目的是将该差值降低到小于原始偏移的十分之一，例如2ppm。在一些实施中，符号时钟(例如，10MHz)和载波频率(例如，3.6GHz)是从相同的VCO时钟(例如，40MHz)导出的。通过同步发送器和接收器的VCO，可以实现符号时钟和载波频率同步。大的VCO频率偏移将导致在相当大的观察窗口(例如，1秒)中可测量的符号时钟偏移。
参照图18，可以针对水平轴线和竖直轴线写出下面的公式，其中xi表示连续的导频数(1,2,…)，以及yi表示第i个导频的相关峰值的对应符号时钟计数。在示例实施中，峰值检测和对应的符号时钟计数可以在硬件中实现。如果不存在时钟漂移，则可以画出连接这些点的线，并且该线的斜率将等于导频帧间隔(在给定的图中，它是10856个符号时钟计数)。然而，当发送器和接收器时钟不同步时，这些点不必位于一条线上。如下所描述，可以以最小二乘意义来拟合一条线。
(xi，yi)对于i＝1，2，...，N         公式(5b)
该斜率可以表示为
Figure GDA0003933437010000121
其中
Figure GDA0003933437010000122
tpilot表示2个连续导频子帧之间的时间间隔，fexp表示当发送器和接收器同步时每秒的符号时钟周期的数量，并且Δfc表示发送器和接收器之间的符号时钟频率偏差，则可以看出，Δfc由以下给出，
Figure GDA0003933437010000123
图17示出了导频自相关峰值的线性拟合的示例图。该符号频率误差估计可以被适当地缩放以获得和校正初始粗VCO误差。
在一些实施中，载波频率名义上可以是VCO频率的大的倍数(例如，VCO频率的90倍)。由于这个乘法因子，VCO频率中的任何"未对准"将导致高的载波频率偏移。在一些实施方式中，初始频率估计是基于VCO频率漂移测量的(如前面章节所述)。这种不精确性仍然会导致相当高的载波频率偏移。然而，根据经验已经发现，上述VCO估计和校正通常导致远小于子载波宽度的一半(例如，对于10M符号/秒传输，<～9KHz(1/2*1/512*1/(10*10^6))的残留载波偏移误差。可以进一步应用粗CFO估计/校正，以将载波频率偏移降低到低于100Hz的范围。
粗频率估计和校正
图18示出了粗频率估计方案的示例。输入信号通过CP/CS相关器以产生序列a(n)(例如，如关于图10所描述的，例如，图10中的信号b(n))。然后，通过如图12所描述的移动平均滤波器对所得到的信号进行滤波。使用峰值检测器来检测输出的峰值(例如，如关于图16所描述的)。在该示例实施方式中，将存在17个这种峰值，其中16个对应于OTFS数据帧，一个用于导频子帧。对应于数据帧的峰值以峰值之间的相等距离出现。然而，导频峰值和数据峰值之间的距离不需要等于此距离。粗频率估计器取16个数据峰值中的每一个(对应于每个天线)的位置，计算每个峰值的相位，并使用该信息来确定粗略载波频率偏移估计(下面更详细)。
图19示出了计算具有循环前缀的传输中的相关性的示例。为了提供变换数据的循环扩展，可以将数据的结束作为循环前缀(CP)插入到开始之前，并且将数据的开始作为循环后缀(CS)插入到结束之后。执行间隔512个样本的相关性能够针对帧中的16个数据列和一个导频列中的每一个给出峰值。在一些实施方式中，图19所描绘的方案在一个帧中提供17个相位测量，而不改变信号结构。
图20示出了相关计算方案的示例，其中"conj"是指共轭运算。
在图20中，以下关系成立：
Figure GDA0003933437010000131
在一些实施中可以使用值N＝512。在一些实施方式中，图20所示的电路可用于计算CS和数据之间的自相关。
图21示出了如何针对具有MA滤波的CP/CS相关器实现单个峰值(独立于基础信道)。在附图中，每个峰值的相位给出CFO估计为
Figure GDA0003933437010000132
在一些实施方式中，可以对来自多个峰值的Δfc进行平均以获得更好的粗CFO估计。此外，可以对从不同的接收链计算的Δfc进行平均，以获得更好的抗噪性。可以适当地缩放该载波频率误差估计，以获得和校正粗略VCO误差。
粗帧边界检测
图22示出了使用导频自相关峰值的粗帧边界检测的示例方案。该方案可用于识别导频帧的开始和OTFS数据帧以用于后续处理(例如，信道估计、均衡和数据解调)。导频相关峰值的位置指示导频帧的开始，其具有恒定的确定性偏移。在附图中，导频到数据(P2D)偏移被示出为固定的数字。因此，对帧起始的粗略估计可以基于将相关峰值检测加上P2D间隔的值，这对于接收器是先验已知的。
通常，相关峰值可能不是非常精确的度量。基于该技术的帧边界检测可能仍然是粗略的。检测到的边界可能会偏离几个样本。这可能不是关键问题，因为CP的存在可防止数据丢失。
精细帧边界检测
图23示出了使用解调信道响应的精细帧边界检测的示例方案。如前所述，相关峰值位置不是用于帧边界检测的非常精确的度量。为了克服这个问题，在一些实施方式中，帧起始可以被精细地对准，以便与信道脉冲响应的峰值一致。在图23中示出了对导频帧(使用前面描述的相关峰值位置技术粗略地定位导频帧)的解调以及找到脉冲响应振幅的最大值。在一些实施方式中，当所跟踪的值变得与原始值显著不同时，可以执行重新同步。
分数偏移延迟估计和校正
通常，信道脉冲响应可以使得脉冲响应的峰值不与样本边界一致。为了将峰值与样本边界对准，应当对接收到的样本执行分数偏移调整。一旦检测到相位偏移，就可以使用适当采样的多相滤波器来实现校正。有两种机制来确定该相位偏移误差。
一种机制可以是使用sinc函数对信道进行插值，并确定峰值，从而确定分数偏移。另一种机制是执行频带边缘定时恢复(例如，见图24)。即使没有应用这种校正，MMSE前馈均衡器也可对这种差异进行校正。缺少分数偏移校正可能导致更高的脉冲响应尾部，这将需要使用更长的循环前缀。
STO误差估计和STO校正
图35示出了使用同步插值的分数定时偏移误差估计的原理。在导频被解调之后，S2为峰值导频振幅的输出。如图35示出的，与S2相邻的样本为S1和S3。如图所示，振幅插值可以提供对分数定时估计误差的估计。注意，用S1的振幅对S1和S3进行归一化可以使插值更精确和容易实现。在一些实施方式中，可以使用cordic算法来执行归一化和振幅计算。
图24示出了用于符号定时偏移校正的流程图。一旦从解调的导频中检测到符号定时偏移误差，可以如下计算经校正的值：首先，将该误差加到当前偏移值，并检查所计算的偏移是否高于设置的阈值。如果所计算的偏移值高于阈值，则进一步检查该偏移是否大于样本间隔。如果所计算的偏移大于样本间隔，则通过模运算(例如，减去一个样本偏移值)获得要应用的最终分数偏移。在这种情况下，整数样本的数量可以被单独校正。
图25示出了用于频带边缘定时恢复的示例性方案。在该方案中，将经过归一化的带通滤波的接收基带波形相关化，以获得定时相位的估计。STO估计器仅在接收数据帧期间(例如，不在零能量保护或发送间隔期间)应用。
图26A和图26B示出了可以在图25中描述的方案中使用的带通滤波器的示例。这些带通滤波器可以具有以下传递函数。注意0≤b≤1。这些滤波器的频率响应在同一附图中给出。
Figure GDA0003933437010000151
类似地
Figure GDA0003933437010000152
PLL跟踪
在一些示例中，自相关峰值的I和Q之间的角度与载波频率误差成比例(如果频率误差小于导频出现率的1/2)。在一些示例中，在粗频率校正之后，残留频率误差远小于此。使用该误差信号驱动二阶PLL有助于跟踪载波频率。PLL误差采样频率(导频出现率)是导频帧间隔的倒数。与输入数据的采样率相比，这通常非常小。这将PLL的带宽限制为通常较窄。此外，必须以VCO级(以比载波频率低得多的频率)应用校正。这进一步降低了可应用的BW。这导致PLL缓慢收敛。结果，不能有效地跟踪由于多普勒引起的瞬时频率偏差。
用于所接收的导频信号的自相关的数学模型可以如下发展：
将导频信号表示为p。信道具有N个具有延迟、多普勒和衰减τi，νi，ai的抽头。导频列之间的时间被表示为T。在kT处接收的导频可以被表示为：
Figure GDA0003933437010000161
类似地，在(k+1)T处接收的导频可以表示为：
Figure GDA0003933437010000162
在kT和(k+1)T处的相关信号是通过取上述两个项的内积而获得的。数学上，
corrn，m＝<exp(2πiνn(t-τn))p(t-τn)，exp(2πiνm(t-τm))p(t-τm)>
上述操作将产生如下的2个项。第一项是振荡频率等于多普勒频率的正弦波。该项的振幅是信道振幅(an)的函数。当系统没有载波锁定时，多普勒频率也将包括载波频率偏移。然而，当载波频率偏移为零时，该项将表示发送器和接收器之间的多普勒频率偏移。第二项与多普勒频率搏动成比例。通常，与系统中的多普勒频率相比，这些搏动频率将相当低。
Figure GDA0003933437010000163
可以使用低通滤波器来去除搏动(公式15中的第二项)。该低通滤波误差信号被发送到用于跟踪的PLL。为了获得恒定振幅误差信号，建议获得该信号的峰值的相位并计算等效频率误差并使用等效频率误差驱动PLL。
使用导频自相关峰值的PLL跟踪
图27示出了使用自相关峰值的锁相环跟踪的示例方案。使用采样时钟对RF输入采样。对数字化信号执行导频自相关。通过低通滤波器对自相关器的输出进行滤波。这之后是峰值相位检测电路。使用相位-频率转换将检测到的相位峰值转换为频率值，并且通过环路滤波器和数模转换电路将结果反馈以调整由压控振荡器(VCO)产生的采样时钟。
AGC增益调整
图28示出了使用导频自相关峰值振幅和乘法器的AGC增益调整的示例。如前所述，使用ADC削波统计来估计初始增益调整。通过测量导频自相关峰值振幅来估计粗增益调整。如先前所公开的，这种估计将是粗略的，因为自相关峰值振幅可能由于可能存在的高初始载波频率偏移而显著变化。一旦载波PLL处于跟踪模式，导频自相关峰值将相对稳定，并且它们的振幅可以用于估计AGC精细增益。已经发现，通过对几个峰值振幅求平均而估计的值可以与真实功率尽可能地接近，0.25dB或更好。
图29A、图29B和图29C示出了用于示例OTFS接收器中的AGC和同步的示例实施的流程图的不同部分。在该流程图中的所有各种步骤已经在本文中进行了解释。
图29A所示的过程如下。初始，将增益设置为某一值。然后，监视信号的削波。如果观察到削波，则向下调整增益。接下来，如果信号没有被削波，则调整AGC和峰值检测器阈值。然后，可以计算n1数量的自相关峰值(n1是整数并且可以是可编程的)。在一些实施方式中，峰值计算可以由硬件电路执行。接下来，可以确定峰值是否呈现出规则的间隔。如果不是，则重新调整AGC和峰值检测器阈值。如果自相关峰值以规则的间隔出现，则执行初始频率估计和校正以及粗帧边界检测。
如图29B所示，在完成初始频率估计和校正之后，可以使用n2数量的导频相关峰值来计算粗AGC增益。这里，n2是整数并且可以是可编程的。在AGC校正之后，可以执行CP/CS相关计算。然后计算n2个自相关峰值。迭代地重复该过程，直到确定相关峰值以规则的间隔出现。接下来，可以执行粗频率偏移和VCO校正。
如图29C所示，在执行图29B的方法之后，可以通过以下来执行精细帧对准：计算信道峰值和STO误差，随后是STO的对准，以及根据自相关峰值振幅计算并应用精细AGC参数。接下来，可以迭代地跟踪载波频率和AGC，以在操作期间保持精确性。
自动相关器硬件实施示例
图30示出了使用所公开的技术的实施方式的相关器的示例硬件实施。注意，通过改变该相关器中的不同参数，它可以用于导频自相关和CP/CS自相关。
峰值检测状态机
图31示出了图16中描述的峰值检测器的示例性状态机实施。这里DV表示数据有效(Data Valid)。In是输入样本振幅。P表示当前的峰值振幅，F是比例因子，以及V是当前的波谷振幅。
图32是接收无线信号的示例方法3200的流程图。方法3200包括接收(3202)正交时频空间(OTFS)调制的无线信号，该无线信号包括散布有导频信号传输的数据传输。例如，对于在延迟多普勒域中定义的OTFS信号，导频信号传输和数据传输可以沿着延迟维度和/或多普勒维度彼此复用。当被转换成时频域信号并被发送时，数据传输和导频传输可以看起来是重叠的，但是可以使用延迟多普勒域表示来分离。
在一些实施方式中，方法3200包括使用无线信号和无线信号的被延迟预定延迟的延迟版本来计算(3204)无线信号的自相关，从而生成自相关输出。例如，可以通过使用预定延迟的多个值来计算自相关，以获得作为延迟的函数的自相关量之间的函数关系。方法3200还包括通过应用移动平均滤波器执行自相关滤波处理(3206)以产生精细定时信号。例如，定时信号可用于产生与信道响应无关的干净自相关峰值信号(例如，如关于图35所讨论的)，并使用精细定时信号执行(3208)与无线信号的同步。在3208中实现的同步期间，还可以执行粗AGC和精细AGC。例如，关于图6、图18、图29A和图29B描述的一些技术。
在一些实施中，方法3200还包括基于自相关输出来识别用于数据传输的帧边界。例如，图11和图12至图16描绘和描述了基于移动平均的技术。在一些实施中，还可以通过确定相关峰值的振幅来执行增益调整和跟踪。例如，图18至图23以及对应的描述提供了一些实施示例。例如，如图20所示，在一些实施方式中，移动平均滤波器在等于循环前缀和循环后缀字段的长度之和的多个样本上操作。接收器可以知道CP和CS的长度值，而无需使用信号处理。例如，这些值可能已经由发送器在消息中用信号发送，或者可以由互操作性标准预先指定。
在一些实施方式中，方法3200还可以包括确定自相关峰值的大小。可以使用作为时间延迟的函数的、表示自相关振幅的曲线来执行该确定。例如，图14至图16和对应的描述提供了如何实现该技术的一些示例。在一些示例中，指数加权可用于改进计算的稳健性。例如，公式(5a)和对应的描述示出了可用于计算的一个示例计算式。
在一些实施中，可以使用线性拟合运算操作来识别帧边界，在所述线性拟合运算中，对自相关输出进行线性近似。例如，图6和对应的描述提供了如何为计算确定线性近似的一些示例实现。
图33示出了用于接收OTFS信号并对其执行自动增益控制的示例方法3300的流程图。方法3300可以在OTFS信号的接收器处执行。使用方法3300，接收器可以成功地接收在OTFS信号上调制的信息比特，并且在关于方法3300描述的步骤之后恢复信息比特。如前面关于方法3200所讨论的，OTFS信号可以包括散布有导频信号传输的数据传输。
方法3300包括接收OTFS调制信号(3302)，使用从ADC收集的削波统计(3304)执行初始AGC校正(3306；例如，图6的步骤1)，随后是粗略AGC校正(3310；例如，图6的步骤2)。
在一些实施方式中，方法3300还可以包括确定自相关峰值的大小，并且基于所确定的自相关峰值的大小执行增益调整。如关于方法3200和在本文中所描述的，指数窗口函数可用于计算自相关峰值。在一些实施方式中，可以使用自相关峰值的振幅大小来确定OTFS调制的无线信号中的符号的符号定时偏移值。
在方法3200或3300的一些实施中，可以使用锁相环来获得和跟踪利用自相关输出的对所接收的OTFS信号中的载波频率的估计。参照图6、图7、图29A和29B讨论一些示例性实施方式。
在一些实施方式中，可以使用另一个锁相环来跟踪在方法3300期间用于从OTFS信号中恢复或提取信息比特的增益调整的值。基于插入信道振幅估计或通过执行频带边缘定时恢复来计算符号定时偏移值。参照图24和图25描述了示例实施方式。
图34示出了无线收发器装置3400的示例。装置3400包括处理器3402，处理器3402可被配置为从存储器3404读取指令并且实施本文中所描述的技术。装置3400还包括收发器电路3406，用于接收和处理无线信号，并且还可以用于发送无线信号。装置3400可以实现本文描述的各种信号接收和同步技术。例如，OTFS信号可以由收发器电路3406接收，收发器电路3406还可以实现各种运算，例如PLL、AGC等。
应当理解，公开了用于在OTFS接收器中实现精确同步的技术。在一个有利的方面，针对所接收信号中的多普勒频移，所公开的技术具有鲁棒性。在另一有利方面中，使用自相关以及随后的移动平均来实现连续更精细的同步和AGC。
可以在数字电子电路中、或者在计算机软件、固件或硬件中(包括本文中公开的结构及其结构等同物)，或者它们中的一个或多个的组合中，实现本文描述的所公开的实施方式和其他实施方式、模块和功能操作。所公开的实施方式和其他实施方式可以被实施为一个或多个计算机程序产品，即，在计算机可读介质上编码的、用于由数据处理装置执行或控制数据处理装置的操作的计算机程序指令的一个或多个模块。计算机可读介质可以是机器可读存储设备、机器可读存储基板、存储器设备、实现机器可读传播信号的物质组成，或它们中的一个或多个的组合。术语"数据处理装置"包括用于处理数据的所有装置、设备和机器，包括例如可编程处理器、计算机、或多处理器或计算机。除了硬件之外，装置还可以包括为所讨论的计算机程序创建执行环境的代码，例如构成处理器固件、协议栈、数据库管理系统、操作系统或它们中的一个或多个的组合的代码。传播的信号是人工生成的信号，例如机器产生的电、光或电磁信号，其生成为对信息编码以传输到合适的接收器装置。
计算机程序(也称为程序、软件、软件应用程序、脚本或代码)可以以任何形式的编程语言来编写，其中编程语言包括编译或解释语言，并且可以以任何形式来部署，包括作为独立的程序或作为模块、组件、子例程或适于在计算环境中使用的其他单元。计算机程序不必对应于文件系统中的文件。程序可以存储在保存其他程序或数据(例如，存储在标记语言文件中的一个或多个脚本)的文件的一部分中，存储在专用于所讨论的程序的单个文件中，或者存储在多个协调文件(例如，存储一个或多个模块、子程序或代码的一些部分的文件)中。计算机程序可被部署为在一个计算机上或在位于一个站点或分布在多个站点上并通过通信网络互连的多个计算机上执行。
在本文中描述的过程和逻辑流程可以由一个或多个可编程处理器执行，可编程处理器执行一个或多个计算机程序以通过对输入数据进行运算并生成输出来执行功能。过程和逻辑流程也可以由专用逻辑电路来执行，并且装置也可以实施为专用逻辑电路，专用逻辑电路例如是FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。
适于执行计算机程序的处理器例如包括通用(例如，T2080)和专用微处理器(例如，MicroBlaze或ARC)，以及任何类型的数字计算机的任何一个或多个处理器。通常，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或两者接收指令和数据。计算机的基本元件是用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储器装置。通常，计算机还将包括用于存储数据的一个或多个大容量存储装置和/或可操作地联接以从/向一个或多个大容量存储装置接收数据或传送数据，所述大容量存储设备例如是磁盘、磁光盘或光盘。然而，计算机可不需要具有这样的装置。适于存储计算机程序指令和数据的计算机可读介质包括所有形式的非易失性存储器、介质和存储器装置，包括例如半导体存储器装置，例如EPROM、EEPROM和闪存装置；磁盘，例如内部硬盘或可移动磁盘；磁光盘；以及CD ROM盘和DVD-ROM盘。处理器和存储器可以由专用逻辑电路补充或结合在专用逻辑电路中。
虽然本文包含许多细节，但这些不应被解释为对所要求保护的发明的范围的限制，而是被解释为对特定实施方式的具体特征的描述。在本文中在独立实施方式的上下文中描述的某些特征也可以组合在单个实施方式中实施。相反地，在单个实施方式的上下文中描述的多个特征也可以在多个实施方式中单独实施或者以任何合适的子组合实施。此外，尽管上面可以将特征描述为在某些组合中起作用，并且甚至初始是如此要求保护的，但是在一些情况下，可以从组合中去除要求保护的组合中的一个或多个特征，并且要求保护的组合可以是子组合或子组合的变型。类似地，虽然在附图中以特定顺序描述了操作，但这不应被理解为要求以所示的特定顺序或以连续的顺序执行这些操作，或者要求执行所有示出的操作以实现期望的结果。
仅公开了几个示例和实施。可以基于所公开的内容对所描述的示例和实施以及其他实施进行改变、修改和增强。

Claims (13)

1.一种信号接收方法，包括：
接收包括具有数据传输的导频信号传输的、正交时频空间(OTFS)调制的无线信号；
使用所述无线信号和所述无线信号的被延迟预定延迟的延迟版本来计算所述无线信号的自相关，从而生成自相关输出，其中，所述预定延迟等于连续的导频信号传输之间的时间间隔；
通过移动平均滤波器执行自相关输出处理，以产生精细定时信号；以及
使用所述精细定时信号执行与所述无线信号的同步。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：
基于所述自相关输出识别用于数据传输的帧边界。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述移动平均滤波器在等于循环前缀字段的长度和循环后缀字段的长度之和的多个样本上操作。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括：
确定所述自相关输出中的自相关峰值的大小，以及
基于所述自相关峰值的大小执行增益调整。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述自相关峰值是使用指数窗口函数确定的。
6.根据权利要求2所述的方法，其中，所述识别操作包括对所述自相关输出执行线性拟合操作。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述方法还包括，在执行同步的步骤期间，确定所述OTFS调制的无线信号中的符号的符号定时偏移值。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括：
检测所述精细定时信号中的至少一个自相关峰值；
其中，对应于所述至少一个自相关峰值的样本包括具有正斜率的第一数量的连续样本，具有正斜率的第一数量的连续样本之后是具有负斜率的第二数量的连续样本，以及
其中，所述样本的每一者的大小高于本底噪声。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括：
检测所述精细定时信号中的至少一个自相关峰值；以及
使用所述至少一个自相关峰值进行锁相环PLL跟踪。
10.根据权利要求3所述的方法，还包括：
从发射机接收包括所述循环前缀字段的长度和所述循环后缀字段的长度的消息。
11.根据权利要求3所述的方法，其中，所述循环前缀字段的长度和所述循环后缀字段的长度由互操作性标准预先指定。
12.一种包括处理器和存储指令的存储器的无线通信设备，其中所述指令在由所述处理器执行时，使所述处理器实施根据权利要求1至11中任一项所述的方法。
13.一种无线信号传输装置，包括存储器、处理器和传输电路，所述装置实施根据权利要求1至11中任一项所述的方法。
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