JP5878266B2 - アンテナ方向調整方法及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は直交周波数分割多重変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置における受信アンテナの方向調整に関するものである。

近年、中継現場の映像や音声をテレビ局まで無線伝送する無線画像伝送装置（以下、Fi eld Pickup Unit：ＦＰＵ）の伝送方式として、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が採用され、固定や移動無線中継に使用されている（非特許文献１参照）。
従来のアンテナの方向調整方法では、受信側の検波器により受信電界レベルを検出し、受信電界レベルが最大になる方向を探索してアンテナの方向を調整する方法が取られてきた。しかし、受信電界が低くなると、受信信号は雑音に埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であった。即ち、アンテナの方向調整の初期段階では受信電界は非常に低いため、ＯＦＤＭ信号が僅かながら到達していたとしても、雑音に埋もれた受信信号を捕らえることができず、手探りで方向調整を行わざるを得なかった。

これらの欠点を改善した従来のＯＦＤＭ方式におけるアンテナ方向調整方法として、例えば、特許文献１があり、本方式について、以下、図６を用いて簡単に説明する。
送信側より送出され、受信装置に到達したＯＦＤＭ信号は、受信アンテナ１で受信され、受信高周波部２で周波数変換してベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換回路３に入力され受信サンプリング系列ｘ(t)を得る(tはサンプル番号)。 その後、伝送された情報符号を復調するためのＦＦＴ(高速フーリエ変換)回路６、復調部７等からなる本線系の経路を経由して復調信号Ｄを外部装置に出力する。
また、受信サンプリング系列ｘ(t)は、クロックタイミングやキャリア周波数を送信信号に同期させる同期処理部８に入力され、同期信号ＳＹＮＣは受信タイミングを制御する信号としてＯＦＤＭ受信部全体に配信される。
さらに、受信サンプリング系列ｘ(t)は、これらの接続と共に、受信電界を算出する受信電界算出部４に接続され、受信電界算出部４で得られた受信電界信号Ｒは、方向調整信号発生部５に接続され、受信アンテナ１の方向調整用の信号Ｃを生成する。

次に、受信電界算出部４の構成について更に詳しく述べる。図７は受信電界算出部４の構成について示した図である。Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列ｘ(t)は、有効シンボル遅延部４-１に接続され、有効シンボル遅延された受信サンプル系列ｘ(t−τ)出力は、複素乗算部４-２に接続される。複素乗算部４―２のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。後述のように複素乗算部４-２の出力信号は、積分部４-３に接続され、絶対値部４-４を経由して受信電界信号Ｒとして出力する。
この受信電界算出部４では、ＯＦＤＭのガードインターバル信号の相関性を利用した処理を施しているため、受信電界算出部４の動作を説明する前に、ガードインターバル信号を含むＯＦＤＭ信号について図８を用いて説明する。
ＯＦＤＭ方式は、一定の周波数間隔で配置された数百〜数千本の搬送波(キャリア)を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓでデジタル変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調には、通常、ポイント数τ(例えば、τ＝１０２４)のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）が用いられる。送信側から送出される伝送信号の１シンボルは、ＩＦＦＴで変調されたτポイントのＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔ_aの信号(Ａ＋ａ)と、１シンボルの最後のＭ_g(例えばＭ_g＝１２８)ポイント期間Ｔ_gの信号ａを有効シンボル期間Ｔ_a前のガード期間Ｔ_gに複写したＭ_gポイントのガードインターバル信号ａ’で構成される。なお、次のシンボルのｂとｂ’の部分についても同様である。

以上の知識を基に、図４の受信電界算出部４で実施される処理について、図７を用いて説明する。Ａ／Ｄ変換回路３でサンプリングされ、受信電界算出部４に入力された信号図９（ａ）は、有効シンボル遅延部４−１にて、図５（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｔ_aに相当するサンプリング数τ(例えば、τ＝１０２４)だけ遅延される。 この有効シンボル期間Ｔ_aだけ遅延された信号と、遅延前の信号は、複素乗算部４-２でサンプル点毎に複素乗算され、
Ｃ(τ)＝ｘ(t) × ｘ(t−τ) ・・・・・・・・・・・（１）
が算出される。Ｉ/Ｑ成分の内、この複素乗算信号のＩ成分の波形の一例を、図９（ｃ）に示す。
図９（ｃ）のガードインターバル信号であるａとａ’、ｂとｂ’（図中の点線）の信号は相関性を有することになり、他の期間に対して相関レベルが大きくなる。
ここで、この相関レベルは、受信電界レベルが低いと小さな値を示し、逆に、相関レベルが大きくなると、受信電界レベルが大きいことを意味する。

こうしてられた複素乗算部４-２の出力信号Ｃ(t)のＩ成分、Ｑ成分それぞれに対して、積分部４−３で平均化処理を施し、擾乱成分を抑圧して、有効な相関成分を抽出する。 即ち、含有する雑音量が多くなると、ガードインターバル期間とそれ以外の期間の相関レベル差を判断できるような相関波形を得ることがむずかしくなるが、積分(平均化処理)することにより、ガードインターバル期間以外の期間は無相関のため、ガードインターバル期間以外の積分結果は０に収束する。一方、ガードインターバル期間については、相関性を有するため、積分処理を施すことで、ＣＮ比に依存した相関レベルを得ることができる。なお、積分部４−３の構成については、ＦＩＲフィルタ等により構成される移動平均処理、即ち低域通過フィルタ(以下ＬＰＦ：Low Pass Filter)や、ＩＩＲフィルタにより構成されるＬＰＦにより実現することができる。このＬＰＦの時定数に関しては、アンテナの方向調整制御に素早く追従できる時定数として、数百ｍｓｅｃ以内が望ましい。
複素乗算部４-２の出力は、絶対値部４-４に入力され、Ｉ成分とＱ成分の絶対値を算出する。
絶対値の算出方法としては、式（２）に示すようにＩ成分とＱ成分の二乗和を演算することで、受信電力に比例する受信電界信号Ｒを算出することができる。
Ｉ²＋Ｑ² ・・・・・・・・・・・（２）

通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを、自動利得制御(ＡＧＣ：Automatic Gain Control)回路にてほぼ一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられているため、受信電界算出部４に入力される信号ｘ(ｔ)の電力も、常にほぼ一定に保たれる。このような制御が行われている場合には、受信電界算出部４からの受信電界信号Ｒは、受信電界に比例する値にはならない。
図１０は、ＣＮ比における受信電界信号Ｒの特性を示した図で、特にＣＮ比が高くなると、即ち受信電界レベルが大きくなると、受信電界信号Ｒのレベルは、ある一定値で飽和してしまう。しかし、受信電界信号Ｒのレベルが飽和領域にある場合には、同期も確立しており、所定レベル以上の受信電界が得られている状況であるため、アンテナの方向調整が完了したと判断して良い。
こうして受信アンテナの方向調整の初期段階において、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が約０ｄＢ以下であっても、すなわちおおよそ受信電界が−９７ｄＢｍ以下であっても、ＯＦＤＭ信号の存在を的確に検出できる様になり、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号のレベルが最大になる方向を探すことができる。

従来の受信側の検波器により受信電界レベルを検出して、受信電界レベルが最大になる方向を探索するアンテナの方向調整方法では、受信電界が低くなると、受信信号は雑音に埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であった。また、同じＯＦＤＭであっても各サブキャリアの変調方式として、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式のようにパイロットキャリアを含んだ方式と差動方式のようにデータキャリアのみの方式があり、うちのいずれかの方式が使用されたＯＦＤＭ信号を受信する際のアンテナ方向調整方法において、ＱＡＭ方式であるか差動方式であるかを判別し、最適な方向調整信号レベルを適用するのが困難であった。

映像情報メディア学会誌１９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１

特開平２００８−２９５０９６公報

本発明は、受信電界が低くクロックタイミング同期が外れる条件においても検出レベルの連続性を保ち安定したアンテナ方向調整をすることができる受信装置を提供することを目的とする。

本発明は上記課題を解決するために、受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出手段と、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長（有効シンボル＋カードインターバル）の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出手段と、前記第１の算出手段により取得された信号レベルと前記第２の算出手段により取得された信号レベルとを比較し、前記第２の算出手段により取得された信号レベルの方が前記第１の算出手段により取得された信号レベルよりも大きい場合はパイロットキャリア及びデータキャリアを含んだ方式と判定し、前記比較手段にて前記第２の算出手段により取得された信号レベルの方が前記第１の算出手段により取得された信号レベルよりも小さい場合はデータキャリアのみを含んだ方式と判定する比較手段と、前記比較部の結果に基づき前記第１の算出手段により取得された信号レベルと前記第２の算出手段により取得された信号レベルとを切替えることで得られる信号より受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行う手段とを備える様にしたものである。

さらに、上記において、前記第１の算出手段は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号、有効シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び有効シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出手段と、前記第２の算出手段は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長（有効シンボル＋カードインターバル）の遅延を行った信号、１シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び１シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出手段とを備える様にしたものである。

本発明によるＯＦＤＭ受信装置を用いると、ＱＡＭ方式のようにパイロットキャリアを含んだ方式と差動方式のようにデータキャリアのみの方式のうちのいずれかの方式が使用されたＯＦＤＭ信号を受信する際のアンテナ方向調整方法において、受信信号の１シンボル時間差での相関が高いか、又は有効シンボル差での相関性が高いかを判別することにより、ＱＡＭ方式であるか差動方式であるかを判別し、自動的に最適な方向調整信号レベルを適用することが可能となる。

本発明における受信電界算出部４の一実施例を示すブロック図 パイロットキャリアの相関値の実数成分図 τ＝１１５２の時の相関性を示す模式図 本発明におけるＣＮ比対受信電界信号Ｒの特性を示した図 本発明における受信電界算出部４の一実施例を示すブロック図 従来技術の受信アンテナ方向調整の一実施例を示すブロック図 従来技術の受信電界算出部４の一実施例を示すブロック図 ＯＦＤＭシンボル構成を示す模式図 受信電界算出部４の各部の信号を示す模式図 従来技術におけるＣＮ比対受信電界信号Ｒの特性を示した図 ＱＡＭ方式と差動方式の受信電界信号Ｒの特性差を示した図 ＱＡＭ方式と差動方式のキャリア配置イメージ図 データキャリアの相関値の実数成分図 パイロットキャリアの相関値の実数成分図 τ＝１０２４の時の相関性を示す模式図 クロック同期が外れた場合のＣＮ比対受信電界信号Ｒの特性を示した図

以上述べた従来のＯＦＤＭ方式におけるアンテナの方向調整方法において、ＣＰキャリアと呼ばれるパイロットキャリアを含んだ変調方式（以下、ＱＡＭ方式）と、当該パイロットキャリアを含まない変調方式（以下、差動方式）を受信した場合とで、前記検出される受信電界信号Ｒが同じＣＮ比（受信電界レベル）において異なった値を示すと言う問題があった。

図１１は、従来のアンテナの方向調整方法におけるＱＡＭ方式と、差動方式との前記受信電界信号Ｒの特性を比較した図であり、各ＣＮ比において、相対比較でＱＡＭ方式対して差動方式式の方が、約２倍の値を示していることが分かる。

図１２（ａ）は、ＱＡＭ方式時のキャリア配置の一例である。横軸は周波数（キャリア）の方向を示しており、縦軸は時間（シンボル）の方向を示している。図示されるように、ＱＡＭ方式時のキャリア配置では、主に、データキャリアとパイロットキャリアを配置して構成され、パイロットキャリアは周波数方向には分散して（本例では、８キャリアの等間隔に）配置され時間方向には連続的に配置される。ここで、全てのキャリアの数は例えば８００本程度などの多数であり、パイロットキャリアの数は例えば全てのキャリアの数に対して（１／８）となる。 また、例えば、他のキャリアとしてＴＭＣＣ(Transmiss ion and Multiplexing Configuration and Control：伝送制御信号)キャリアと呼ばれる制御用のキャリアが１０本程度配置されるが、図示を省略している。また、その他のキャリアが配置されてもよいが、本例では説明を簡略化するために省略する。また、例えば、データキャリアの平均的な電力が１（＝１２）であるとき、パイロットキャリアの電力は（４／３）²であり、制御用のキャリアの電力は（４／３）² である。

これに対して図１２（ｂ）には、差動方式時のキャリア配置の一例を示してあり、全てのキャリアがデータキャリアとなっている。ここでも例えば、他のキャリアとしてＴＭＣＣキャリアと呼ばれる制御用のキャリアが１０ 本程度配置されるが、図示を省略している。また、その他のキャリアが配置されてもよいが、本例では説明を簡略化するために省略する。

以上の知識を基に、以下、ＱＡＭ方式と差動方式とで上述の検出される受信電界信号Ｒが同じＣ／Ｎ値（受信電界レベル）において異なる理由を詳細に説明する。
パイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式における受信信号をｘ(t)とし、データキャリア成分をｘ_DATA(t)、パイロットキャリア成分をｘ_CP(t)とすると、
ｘ(t)＝ｘ_DATA(t)＋ｘ_CP(t)・・・・・・・・・・・（３）
受信信号（３）及びそれをτサンプル遅延させた信号との相関波形Ｃ(τ)は、

である。ここで、データキャリアとパイロットキャリアは無相関であるため、データキャリアの相関とパイロットキャリアの相関の重ね合わせとなる。

図１３はデータキャリアの相関値の実数成分を示しており、その虚数成分はほぼ０である。データキャリア相関では遅延時間τが有効シンボル長（例えばここでは１０２４サンプルとする）の時のみ有相関となり、１シンボル長（例えばここではガードインターバル長を１２８サンプルとし、１１５２サンプル（＝1024 + 128）とする）の場合には無相関となる。
一方、パイロットキャリアの自己相関値の実数成分を図１４に示す。データキャリアと同様に虚数成分はほぼ０である。パイロットキャリアの相関値は図１３に示すデータキャリアの相関値と異なり、τ＝1024以外の遅延時間にも相関性を示す。また、τ＝1024遅延時間に関して、パイロットキャリア相関の実数成分が負となっていることが分かる。

負となる理由について、以下、更に詳細に説明する。
前記の通りパイロットキャリアは８キャリア間隔（4(2k + 1)）で配置されており、このパイロットキャリア成分を式(６)に示す。なお、パイロットキャリアは、符号Ｗ_iでランダムに変調されているが、省略しても差し支えないため、ここでは考慮しない。

よって、τ＝1024におけるパイロットキャリアの相関は、

である。ここで、kキャリアとlキャリアのみを考慮した相関Ｃ_CP,(k,l)(1024)を考える。

式（８）において、k = lとk≠lに場合分けして考える。まずk = lの場合は、全てのキャリアで

となる。一方、k≠lの場合では、各キャリア成分は直交するため、その相関成分は０となる。

従って、式(７)に示した相関は、
Ｃ_CP,(k,l)(1024) = Ｃ_CP,(k＝l)(1024) + Ｃ_CP,(k≠l)(1024) = 1024 ・・・（11）
となり、τ＝1024のパイロットキャリア相関値は負の結果を示す。

図１５には一例としてτ＝1024の時のある特定のキャリア位置のパイロットキャリアを正弦波で示しているが、これ以外の位置のパイロットキャリアについても同様のことが言える。ガードインターバル期間は同相であるため、パイロットキャリア相関の実数成分は正となり、データキャリアについても、同じ信号であるため正の相関値が得られる。逆に、ガードインターバル以外の期間については、図１５に示すように相関対象のパイロットキャリアは逆相の関係であり、パイロットキャリア相関値の実数成分は負となる。このことから全体の相関値は、ガードインターバル期間のパイロットキャリアの正相関とデータキャリアの正相関に対して、ガードインターバル期間以外のパイロットキャリアの負相関により相殺される。また、パイロットキャリアの負相関レベルはシンボル全体に渡り、尚且つ前述の通りパイロットキャリアの電力はデータキャリアよりも大きいため、前述の相関値の相殺結果は負となる。よって、τ＝1024において負相関となるパイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式の方が、データキャリアのみの差動方式よりも前記受信電界信号Ｒが小さな値となる。

以上述べた理由により、従来技術において、ＱＡＭ方式と差動方式の両方を有するＯＦＤＭ変調方式のＦＰＵ受信側でアンテナ方向調整を行う際には、送信側でＱＡＭ方式と差動方式を切り替える時には、受信側においても手動でＱＡＭ方式と差動方式を切り替えて方向調整を行う必要があった。
しかしながら、運用条件に応じてＱＡＭ方式と差動方式を切り替えるというように、送信側がＱＡＭ方式と差動方式を適応的に切り替えて通信を行うシステムを想定した場合には、受信側では、自動でＱＡＭ方式と差動方式を切り替えることが望まれる。
本発明は、このような事情に鑑み為されたもので、送信側から受信された信号に使用された方式が、ＱＡＭ方式と差動方式のうちのいずれであるかを判別し、各々に適応した受信電界信号を算出し、その結果に基づいてアンテナ方向調整をすることができる受信装置を提供することを目的とする。

また、図１６は、前記図１０にて示した各Ｃ／Ｎにおける前期受信電界信号Ｒの特性に対して、実際の送信側とのクロックタイミング（シンボル）同期が受信側で外れた場合を点線で示した場合の特性例である。クロックタイミング同期を取る為のＰＬＬ回路の特性（ＶＣＸＯ周波数可変範囲）にも依存するが、ＯＦＤＭのクロックタイミング同期は、ＣＮ比が約０ｄB付近で外れる為、その場合、相関結果の最大値を示すポイントが、凡そ±１サンプルずれが生じる。よって、図１６に示した点線の通り、クロックタイミング同期が外れた途端に検出値が小さな値となる為、その連続性が無くなる。受信側でのアンテナの方向調整は、未受信状態（ＣＮ比０ｄＢ以下）よりアンテナの向きを変えて行き最大検出レベルとなる方向を探っていく為、上記のような検出レベルの連続性が急激に変化する様な場合、アンテナの向きを合わせる過程においてハンチングを起こし、方向調整が上手く行えないと言った問題もあった。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、クロックタイミング同期が外れる条件においても検出レベルの連続性を保ち安定したアンテナ方向調整をすることができる受信装置を提供することを目的とする。

以下、本発明による実施例について、図示の実施形態により詳細に説明する。図１は本発明の第一の実施例について示した図である。前記図５にて示した受信アンテナ方向調整方式を示すブロック図において、受信電界算出部４を本発明における構成としたものである。

前記Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、有効シンボル遅延部４-１に接続され、有効シンボル遅延（例えばτ＝１０２４）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１０２４)出力は、複素乗算部４-２に接続される。複素乗算部４-２のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。 複素乗算部４-２の出力信号は、積分部４-３に接続されたのち所定期間積分され、絶対値部４-４を経由して受信電界信号Ｒ−１として出力する。
同様に前記Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、１シンボル遅延部４-５に接続され、１シンボル遅延（例えばτ＝１１５２、有効シンボル１０２４＋カードインターバル１２８）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１１５２)出力は、複素乗算部４-６に接続される。複素乗算部４-６のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。 後述のように複素乗算部４-６の出力信号は、積分部４-７に接続されたのち所定期間積分され、絶対値部４-８を経由して受信電界信号Ｒ−２として出力する。

ここで、前述の受信信号とそれを有効シンボル（例えば1024サンプル）遅延させた信号との相関結果により受信電界信号Ｒ−１を算出する回路は従来技術の構成と同じであるが、新たに受信信号と１シンボル（例えば1152サンプル）遅延させた信号との相関結果により受信電界信号Ｒ−２を求める回路を追加する。以下、その理由を説明する。
前述のとおり、受信信号と有効シンボル遅延させた信号との相関結果では、パイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式とデータキャリアのみの差動方式で、同じＣＮ比において算出結果が異なるため、ここでは新たに１シンボル（τ＝1152）遅延させた場合のパイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式信号の相関性に着目する。

図２は前記図１４で示したパイロットキャリアのみの自己相関値の実数成分を示したものに対して、τ＝1152時の相関成分に着目したものである。前述の通りパイロットキャリアの相関値はτ＝1024においては負相関を示しているが、パイロットキャリアは毎シンボル同一の信号であるため、パイロットキャリアのみの相関値はτ＝1152ＯＦＤＭシンボル長）毎に信号が完全に一致し、最大の相関値なることが分かる。ただし、この遅延時間でのデータキャリア相関は図１３に示すとおり、無相関である。
更に図３において説明する。図３には一例としてτ＝1152（ＯＦＤＭシンボル長）の時のある特定のキャリア位置のパイロットキャリアを正弦波で示しているが、これ以外の位置のパイロットキャリアについても同様のことが言える。パイロットキャリアに関しては、ガードインターバル期間及びガードインターバル以外の期間についても同相であるため、パイロットキャリア相関の実数成分は正となる。一方、データキャリアについては、ガードインターバル期間及びガードインターバル以外の期間においても無相関となる。
図４は本発明における受信電界算出部４において、受信信号と有効シンボル（τ＝１０２４）遅延させた信号との相関結果、及び、１シンボル（τ＝1152）遅延させた信号と相関結果を、パイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式とデータキャリアのみの差動方式の各々について表した図である。

差動方式の信号を受信している場合では、前述の通りτ＝1152の相関値Ｃ_DIF(1152)はほぼ0であるが、Ｃ_DIF(1024)は高い相関性を有するため、|Ｃ_DIF(1152)| ＜ |Ｃ_DIF(1024)|の関係となる。逆に、QAM方式の場合は、パイロットキャリアの高い相関性が得られるため|Ｃ_DIF(1152)| ＞ |Ｃ_DIF(1024)|の関係となり、差動方式とQAM方式とでは何れのＣＮ比の場合においてもＣ(1024)とＣ(1152)の大小関係が反転する。従って、これら相関値の大小関係から受信している変調方式が判別できる。

前記受信電界信号Ｒ−１（|Ｃ(1024)|）、及び受信電界信号Ｒ−２（|Ｃ(1152)|）は比較部４−９にて大小比較され切替部４−１０にて切替制御を行う。切替部４−１０では以下の切替え制御を行う。
Case A：受信電界信号Ｒ−１ ＞ 受信電界信号Ｒ−２ ならば、差動方式を受信したと認識し、受信電界信号Ｒ−１（|Ｃ(1024)|）を出力する。
Case B：受信電界信号Ｒ−１ ＜ 受信電界信号Ｒ−２ ならば、ＱＡＭ方式を受信したと認識し、受信電界信号Ｒ−２（|Ｃ(1152)|）を出力する。
切替部４−１０よりの信号は、前記方向調整信号発生部５に接続され、図４に示した受信電界信号Ｒに対する各ＣＮ比の関係から受信アンテナ１の方向調整用の信号Ｃを生成することが可能となる。

以上のように、本発明における受信装置の受信電界算出部４では、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との相関レベル求め、更に、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長の遅延を行った信号との相関レベル求め、それらの大小関係を比較することで、パイロットキャリアを含んだＱＡＭ方式かデータキャリアのみの差動方式かを判別することが可能となり、つまりは受信側にて送信側で使用された変調方式を自動的に判別することができ、且つ判別した変調方式に適合した受信アンテナの方向調整用信号を生成することが可能となる。
また、検出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようにもなる。

また、図５は本発明の第二の実施例について示した図である。前記図１における本発明の受信電界算出部４に対して、更なる改良を施した構成としたものである。
前記Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、有効シンボル遅延部４-１に接続され、有効シンボル遅延（例えばτ＝１０２４）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１０２４)出力は、複素乗算部４-２に接続される。複素乗算部４-２のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。 更に受信サンプル系列ｘ(ｔ)は有効シンボル-１サンプル遅延部４-１１に接続され、有効シンボル-１サンプル遅延（例えばτ＝１０２３）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１０２３)出力は、複素乗算部４-１５に接続される。複素乗算部４-１５のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。更に受信サンプル系列ｘ(ｔ)は有効シンボル＋１サンプル遅延部４-１２に接続され、有効シンボル＋１サンプル遅延（例えばτ＝１０２５）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１０２５)出力は、複素乗算部４-１６に接続される。複素乗算部４-１５のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。複素乗算部４-２、複素乗算部４-１５、乗算部４-１６の出力信号は、加算部４−１９にて加算され、積分部４-３に接続されたのち所定期間積分され、絶対値部４-４を経由して受信電界信号Ｒ−１として出力する。

同様に前記Ａ／Ｄ変換回路３からの受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、１シンボル遅延部４-５に接続され、１シンボル遅延（例えばτ＝１１５２、有効シンボル１０２４＋カードインターバル１２８）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１１５２)出力は、複素乗算部４-６に接続される。複素乗算部４-６のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。更に受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、１シンボル−１遅延部４-１３に接続され、１シンボル−１サンプル遅延（τ＝１１５１）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１１５１)出力は、複素乗算部４-１７に接続される。複素乗算部４-１７のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。更に受信サンプル系列ｘ(ｔ)は、１シンボル＋１遅延部４-１４に接続され、１シンボル＋１サンプル遅延（τ＝１１５３）された受信サンプル系列ｘ(ｔ−１１５３)出力は、複素乗算部４-１８に接続される。複素乗算部４-１７のもう一方の入力端子には、Ａ／Ｄ変換回路３からの受信信号が接続される。複素乗算部４-６、複素乗算部４-１７、乗算部４-１８の出力信号は、加算部４−２０にて加算され、積分部４-７に接続されたのち所定期間積分され、絶対値部４-８を経由して受信電界信号Ｒ−２として出力する。以下、比較部４−９及び切替部４−１０における動作は、前記図１と同じ動作となる。

以上のように本発明における受信装置の受信電界算出部４では、予め、差動方式において最も相関性の高いτ＝1024及び±１サンプル遅延させた信号との３つの相関回路を設け、更にＱＡＭ方式において最も相関性の高いτ＝1152及び±１サンプル遅延させた信号との３つの相関回路を設けることで、ＣＮ比：０ｄＢ以下のクロックタイミング同期が外れる条件であっても±１サンプルの分のずれを吸収することが可能となり、検出レベルの連続性を保った安定したアンテナ方向調整をすることが可能となる。
つまり、ＱＡＭ変調／差動変調共に低電界レベル検出が可能となる。
さらに、ＡＵＴＯ受信時、ＱＡＭ変調／差動変調の識別はＦＦＴ後のＴＭＣＣの情報より行っていたが、前段での検出が可能となり復調引込み時間が短縮される。

言い換えると、本発明によるＯＦＤＭ受信装置を用いると、ＱＡＭ方式のようにパイロットキャリアを含んだ方式と差動方式のようにデータキャリアのみの方式のうちのいずれかの方式が使用されたＯＦＤＭ信号を受信する際のアンテナ方向調整方法において、受信信号の１シンボル時間差での相関が高いか、又は有効シンボル差での相関性が高いかを判別することにより、ＱＡＭ方式であるか差動方式であるかを判別し、自動的に最適な方向調整信号レベルを適用することが可能となる。
また、受信電界が低く、例えばＣ／Ｎ比：０ｄＢ以下のクロックタイミング同期が外れる条件においても、受信検出レベルの連続性を保つことができる。
さらに、復調引込み時間が短縮されて検出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようにもなる。

本発明はＯＦＤＭ方式を用いたＦＰＵ等の伝送装置における受信アンテナの方向調整等、特に受信電界が低い場合の、受信検出レベルの検出した受信レベル信号を用いて、短縮された時間で容易に受信アンテナの方向調整に広く適用できる。

１：受信アンテナ、２：受信高周波部、３：Ａ／Ｄ変換回路、４：受信電界算出部、５：方向調整信号発生部、６：ＦＦＴ、７：復調部、８：同期処理部、４−１：有効シンボル遅延部、４−２：複素乗算部、４―３：積分部、４−４：絶対値部、４−５：１シンボル遅延部、４−６：複素乗算部、４―７：積分部、４−８：絶対値部、４−９：比較部、４−１０：切替部、４−１０：切替部、４−１１：有効シンボル−１サンプル遅延部、４−１２：有効シンボル＋１サンプル遅延部、４−１３：１シンボル−１サンプル遅延部、４−１４：１シンボル＋１サンプル遅延部、４−１５：複素乗算部、４−１６：複素乗算部、４−１７：複素乗算部、４−１８：複素乗算部、４−１９：加算部、４−２０：加算部、

Claims (4)

1. パイロットキャリア及びデータキャリアを含んだ方式とパイロットキャリアを含まないデータキャリアのみの方式のモードのうちのいずれかのモードが使用されＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出手段と、
   受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出手段と、
   前記第１の算出手段により取得された信号レベルと前記第２の算出手段により取得された信号レベルとを比較し、前記第２の算出手段により取得された信号レベルの方が前記第１の算出手段により取得された信号レベルよりも大きい場合はパイロットキャリア及びデータキャリアを含んだ方式と判定し、前記比較手段にて前記第２の算出手段により取得された信号レベルの方が前記第１の算出手段により取得された信号レベルよりも小さい場合はデータキャリアのみを含んだ方式と判定する比較手段と、
   前記比較部の結果に基づき前記第１の算出手段により取得された信号レベルと前記第２の算出手段により取得された信号レベルとを切替えることで得られる信号より受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行う手段と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１記載の受信装置において、
   前記第１の算出手段は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号、有効シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び有効シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出手段と、
   前記第２の算出手段は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長の遅延を行った信号、１シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び１シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出手段と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. パイロットキャリア及びデータキャリアを含んだ方式とパイロットキャリアを含まないデータキャリアのみの方式のモードのうちのいずれかのモードが使用されＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出を行い、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長の遅延を行った信号との複素乗算を行い、当該複素乗算の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出を行い、
   前記第１の算出により取得された信号レベルと前記第２の算出により取得された信号レベルとを比較し、前記第２の算出により取得された信号レベルの方が前記第１の算出により取得された信号レベルよりも大きい場合はパイロットキャリア及びデータキャリアを含んだ方式と判定し、前記比較にて前記第２の算出手段により取得された信号レベルの方が前記第１の算出により取得された信号レベルよりも小さい場合はデータキャリアのみを含んだ方式と判定し、
   前記比較の結果に基づき前記第１の算出により取得された信号レベルと前記第２の算出により取得された信号レベルとを切替えることで得られる信号より受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする方向調整方法。
4. 請求項３記載の方向調整方法において、
   前記第１の算出は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長の遅延を行った信号、有効シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び有効シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第１の算出を行い、
   前記第２の算出は、受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間長の遅延を行った信号、１シンボル期間長−１サンプル遅延を行った信号、及び１シンボル期間長＋１サンプル遅延を行った信号各々との複素乗算を行い、当該各々の複素乗算結果の総和を行い、総和の結果得られる信号に対して平均化処理を行い、上記平均化処理により得られた複素乗算信号に対して絶対値演算処理を行い信号レベルを算出する第２の算出を行うことを特徴とする方向調整方法。

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