JP2008278364A - デジタル放送受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】演算処理量を低減して、回路規模を縮小することが可能なデジタル放送受信装置を提供する。
【解決手段】相関値出力部５００−１は、複素乗算回路８１５と、移動平均回路８２０との間に複素乗算回路８１５の出力を受けて正負判定処理を実行する正負判定回路８３５を設ける。正負判定回路８３５は、複素乗算回路８１５の出力を受けて、複素乗算回路８１５の乗算結果の信号値が正、負あるいは０を判定して、その判定結果を出力する。遅延メモリ８０５によって遅延後の信号のガードインターバルの出力タイミングと遅延前の有効シンボルの部分とがそれぞれ一致すると、この期間における信号の相関は高くなる。すなわち、複素乗算した信号は、波形が常に正の値となる。移動平均回路８２０は、正負判定回路からの２ビット幅の符号データを受けて移動平均処理する。
【選択図】図４

Description

この発明は、デジタル放送受信装置に関し、より特定的には、地上波デジタル放送の復調において直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式の受信信号の有効シンボル期間長およびガード期間長を判定する復調部に関する。

近年、移動体端末向けのデジタル音声放送や、地上系のデジタルテレビ放送において、ＯＦＤＭ伝送方式が注目されている。

このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータで互いに直交する多数の副搬送波（以下、サブキャリアとも称する）を変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。ＯＦＤＭ方式は、使用するサブキャリアの数が数百〜数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。

ＯＦＤＭ伝送方式では、伝送データを数百〜数千のサブキャリアに分散して変調することから、各サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、１シンボル期間は極めて長くなる。

さらに、有効シンボル期間の前にガードインターバルを設定することにより、マルチパス干渉の影響を効果的に除去することができる。

図１２は、ＯＦＤＭ変調信号を説明するための波形図である。
図１２を参照して、ガードインターバルＧ０は有効シンボルＳ０の後半の部分Ｇ０＃を巡回的に複写して形成する。マルチパス干渉の遅延時間がガードインターバルの期間（ガード期間）内であれば、復調時に有効シンボルの信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボルによる符号間干渉を防ぐことができる。なお、伝送シンボル期間（単にシンボル期間とも称する）は、ガード期間と有効シンボル期間との和である。

日本方式地上デジタルＴＶ放送の場合、有効シンボル期間は３種類ある。有効シンボル期間をサブキャリア数で表わすと、モード１が２０４８であり、モード２が４０９６であり、モード３が８１９２である。

また、１つの有効シンボル期間に施される高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）の周波数帯域は、いずれのモードにおいても８．１９２ＭＨｚに設定されている。この周波数帯域は、基本サブキャリア周波数にサブキャリア数を乗じたものであることから、各モードの基本サブキャリア周波数は、モード１、モード２、モード３でそれぞれ、４ｋＨｚ、２ｋＨｚ、１ｋＨｚとなる。

したがって、モード１、モード２、モード３の各有効シンボル期間はそれぞれ、２５０μｓ、５００μｓ、１ｍｓとなる。

また、ガード期間に関しては４種類ある。ガード期間は有効シンボル期間の１／４、１／８、１／１６、１／３２の４種類である。すなわち、有効シンボル期間とガード期間との単純な組み合わせを考えると１２通りの組み合わせが考えられる。

したがって、受信されたＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するためには、ガード期間をその長さに合わせて削除し、また有効シンボル期間に合せたＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行なう必要があるため、いずれのモードに対応する有効シンボル期間およびガード期間の組合せでＯＦＤＭ変調信号が伝送されているかが不明の場合には、正しく信号を復調できるように受信側でまず信号の伝送モードを識別判定する必要がある（例えば、特許文献１参照）。

すなわち、受信側に伝送されたＯＦＤＭ変調信号について、複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせにより生じる複数の受信信号パターンの中から伝送されたＯＦＤＭ変調信号の受信信号パターンを特定して、特定された受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間およびガード期間を設定する必要がある。

図１３は、有効シンボル期間およびガード期間の判定回路を備えた従来の相関回路の構成の一部を示すブロック図である。なお、以下において、有効シンボル期間およびガード期間の判定回路を、モード／ガードインターバル判定部とも称する。

図１３を参照して、入力端子には、チューナによって受信され、直交復調回路、Ａ／Ｄ変換器（いずれも図示せず）を経由したＩ／Ｑ成分で構成されたＯＦＤＭ信号が入力される。具体的には、同相検波軸信号（Ｉ信号）と直交検波軸信号（Ｑ信号）とが入力される。

モード／ガードインターバル判定部７００は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部８００−１〜８００−ｎと、複数の相関値出力部８００−１〜８００−ｎの相関値出力を受けて、比較し比較結果に基づいて受信したＯＦＤＭ信号がいずれの受信信号パターンであるかを特定して、特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間とを推定して出力する比較部９００とを含む。

複数の相関値出力部８００−１〜８００−ｎ（以下、総称して相関値出力部８００とも称する）は、それぞれ対応する受信信号パターンに従った有効シンボル期間およびガード期間等が設定されている点が異なり、それぞれの相関値出力部８００の機能は同一であるので、一例として相関値出力部８００−１の構成について説明する。

図１４は、相関値出力部８００−１の概略ブロック図である。
図１４を参照して、相関値出力部８００−１は、対応する有効シンボル期間Ｔ_DATAだけ信号遅延を行なう遅延メモリ８０５と、遅延メモリ８０５の出力を受けて共役複素数を出力する共役部８１０と、入力端子から入力された信号と、遅延メモリ８０５および共役部８１０を介して遅延した信号との複素乗算を実行して相関を取る複素乗算回路８１５と、ガード期間の平均値を連続して出力する移動平均回路８２０とを含む。

また、相関値出力部８００−１は、移動平均回路８２０の出力を対応する伝送シンボル期間（シンボル期間）Ｔ_SYMBOL（シンボル期間Ｔ_SYMBOL＝有効シンボル期間Ｔ_DATA＋ガード期間Ｔ_GI）毎にフィードバック加算処理するフィードバック型フィルタ８２５と、いわゆる搬送波の残骸周波数の影響を除去するためのＩ／Ｑ成分について平方和処理する平方和回路８３０とを含む。

再び図１３を参照して、比較器９００は、複数の有効シンボル期間長および複数のガード期間の組合せにそれぞれ対応する複数の相関値出力部８００−１〜８００―ｎからの相関値出力をそれぞれ受けて、複数の相関値出力部からの相関値出力の複数のピーク値を比較して最大ピーク値を検出し、最大ピーク値を示す相関値出力部８００を判定（特定）する。

この判定結果に基づいて、受信したＯＦＤＭ信号に対応する受信信号パターンを特定して、特定した受信信号パターンに対応する有効シンボル期間およびガード期間の組合せを推定する。

そして、比較器９００は、各回路ブロックに対して推定された有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIの設定を行なう。

図１５は、図１３の従来のモード／ガードインターバル判定部７００の動作を説明するための動作波形図である。

図１５を参照して、図示しないＡ／Ｄ変換器から与えられる信号は、各有効シンボルＳ０，Ｓ１，・・・の先頭に、各々ガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・が付加されている。ガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・は、図１５で示したように、有効シンボルＳ０，Ｓ１，・・・の最後尾の部分Ｇ０＃，Ｇ１＃，・・・をそれぞれ複写したものである。

したがって、遅延メモリ８０５によって有効シンボル期間Ｔ_DATA遅延させると、遅延後の信号のガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・の出力タイミングと遅延前の有効シンボルの部分Ｇ０＃，Ｇ１＃，・・・とがそれぞれ一致する。ＧｎとＧｎ＃（ｎは自然数）とは複写関係にあるので、この期間における信号の相関は高くなる。すなわち、複素乗算した信号Ｘ₁（ｔ）は、信号の相関が高くなる結果波形が常に正の値となる。

一方、他の期間においては、ＯＦＤＭ信号は、図１５に示すように、ノイズ性の信号であるので相関は低くなる。すなわち、複素乗算したＸ₁（ｔ）は、信号の相関が取れないため離散的に正あるいは負の値とになる。

このため、図１５に示すように、複素乗算したＩ信号およびＱ信号である信号Ｘ₁（ｔ）が入力される移動平均回路８２０の出力信号である信号Ｘ₂（ｔ）は、ガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・の開始タイミングから次第に変化し、有効シンボル期間終了のタイミングでピーク値をとる。

図１６は、相関値出力部８００から比較器に入力される相関値出力のピーク値を説明する図である。

図１６（ａ）参照して、入力されたＯＦＤＭ信号について、各有効シンボルＳ１，Ｓ２，・・・の先頭にガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・がそれぞれ付加されている。ガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・は、先述のように、有効シンボルＳ１，Ｓ２，・・・内の最後尾の部分Ｇ１＃，Ｇ２＃，・・・のデータを複写したものである。

入力されたＯＦＤＭ信号が図１４で説明した遅延メモリ８０５に与えられると、設定されたモードに対応する有効シンボル期間Ｔ_DATA分の遅延量だけ遅延されたＯＦＤＭ信号（図１６（ｂ）参照）が出力される。

このとき、遅延メモリ８０５の遅延量と有効シンボル期間Ｔ_DATAとが等しい場合には、遅延されたＯＦＤＭ信号におけるガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・のデータと入力されたＯＦＤＭ信号におけるガードインターバルＧ１＃，Ｇ２＃，・・・のデータとが一致する。このため、信号の相関が高くなり上述したように移動平均回路８２０の出力は、ガードインターバルにおいて高い値となる。

そして、この移動平均回路８２０の出力は、後段のフィードバック型フィルタ８２５を介してシンボル毎にフィードバック加算処理されて増幅され、Ｉ／Ｑ成分の平方和回路８３０を介して相関値出力される。

具体的には、図１６（ｃ）に示すように、ガードインターバル開始のタイミングから増加し、入力されたＯＦＤＭ信号の伝送シンボル期間終了のタイミングでピーク値をとる。

この相関値出力部の出力値（図１６（ｃ））は、比較器９００に与えられる。なお、本例においては、一例として入力されたＯＦＤＭ信号の受信信号パターンに対応した相関値出力部８００−１から相関値が出力されているものとする。

ここで、比較器９００は、他の相関値出力部の出力値のピーク値と比較して、最大のピーク値を出力した相関値出力部を判定する。図１６（ｃ）のように、遅延メモリ８０５の遅延量と有効シンボル期間Ｔ_DATAとが一致しているときには、相関値出力部から出力された相関値は、大きいピーク値を示す。

複数の相関値出力部からのそれぞれの相関値のピーク値を比較して、ピーク値が最大の相関値出力部を判定して、判定結果に基づいてピーク値の最大値を与えるモードおよびガードインターバルの組合せすなわち有効シンボル期間Ｔ_DATAとガード期間Ｔ_GIとを各回路に設定する。

次に、入力されたＯＦＤＭ信号の受信信号パターンと、相関値出力部に設定された遅延メモリの遅延量と有効シンボル期間とが不一致の場合を考える。例えば、相関値出力部８００−２を例として説明する。

図１６（ｄ）では、遅延メモリ８０５の遅延量は、有効シンボル期間よりも短いとする（図１６（ｄ）参照）。この場合は、遅延メモリ８０５の出力におけるガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・と有効シンボル期間のガードインターバルＧ１＃，Ｇ２＃，・・・とは全く一致しないことから、相関は低くなり（図１６（ｅ）参照）、移動平均回路８２０においてピークは検出されない。そして、相関値出力部８００−２から出力された相関値は、比較器９００に与えられ、他の相関値出力部の出力値のピーク値と比較される。この場合には、相関値が低いことから、相関値出力部に設定された遅延量（モードに対応する有効シンボル期間長に相当）が実際の入力されたＯＦＤＭ信号の受信信号パターンに一致していないと判定される。

また、別の例として、遅延メモリ８０５の遅延量と受信信号の有効シンボル期間とは一致するが、移動平均回路８２０に設定されたガード期間Ｔ_GIが実際のガード期間Ｔ_GIに一致しない場合について説明する。例えば、相関値出力部８００−ｎを例として説明する。

図１６（ｆ）において示されるように、遅延メモリ８０５の遅延量は、受信したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間と一致する。

一方、移動平均回路８２０における設定されたガード期間Ｔ_GIが実際のガード期間Ｔ_GIよりも広い場合、このときの相関値出力部８００−ｎの相関値出力（図１６（ｇ）参照）は、ピーク値がつぶれたような形状を示す。ガード期間Ｔ_GIが実際のガード期間Ｔ_GIよりも広い場合には、移動平均する範囲が広くなるため、一部に相関が高い期間を含む移動平均を行なうと中間的な値となり、次第に相関の高い部分を含む比率に応じて移動平均の結果も変化する。

さらに、相関の高い部分を全体的に含む移動平均を行なう場合は、ピーク値がつぶれたようになり、設定されたガードインターバルから実際のガードインターバルを除く期間において、一定の値に保持されることになる。

したがって、この相関値出力部８００−ｎの相関値出力が比較器９００に与えられ、他の相関値出力部の出力値のピーク値と比較される。この場合は、図１６（ｃ）の場合よりも相関値が低いことから、相関値出力部８００−ｎに設定された遅延量（モードに対応する有効シンボル期間に相当）および／またはガード期間が実際の入力されたＯＦＤＭ信号の受信信号パターンに一致していないと判定される。

なお、ここでは、一例として移動平均回路８２０の相関結果に基づいて相関値出力が出力される場合について示しているが、実際は、移動平均回路８２０の後段においてシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィードバック型フィルタが設けられており、ガード期間が不一致であるためシンボル期間Ｔ_SYMBOL（シンボル期間Ｔ_SYMBOL＝有効シンボル期間Ｔ_DATA＋ガード期間Ｔ_GI）も不一致となる。したがって、シンボル期間毎の相関が取れないためフィードバック加算処理により相関値のピークは殆ど検出されなくなる。

上述のように、最大ピーク値は、受信信号のモード（有効シンボル期間）およびガード期間と、複数の相関値出力部にそれぞれ設定された有効シンボル期間およびガード期間が一致した場合に現われる出力である。

有効シンボル期間およびガード期間のいずれか一方でも異なっていれば、相関値出力部はほとんどピークを持たない。

したがって、比較器９００は、各相関値出力部からの出力結果に基づいて、最大のピーク値を出力する相関値出力部を判定し、判定結果に基づいてピーク値が最大となる有効シンボル期間Ｔ_DATAとガード期間Ｔ_GIを推定して出力する。

そして、比較器９００から出力された推定された有効シンボル期間Ｔ_DATAとガード期間Ｔ_GIが各回路に設定されて、受信したＯＦＤＭ変調信号に対して受信処理を行なう。

なお、図１６（ｃ）に示されるようにガードインターバル開始のタイミングから相関値が増加し、入力されたＯＦＤＭ信号の伝送シンボル期間終了のタイミングでピーク値をとるため相関値出力部からの相関値を検出することにより、伝送シンボル期間の開始タイミングすなわちシンボル同期を取ることも可能である。
特開２００２−２０４４０５号公報

一方、上述したように、受信したＯＦＤＭ変調信号を正確に復調するすなわち有効シンボル期間Ｔ_DATAとガード期間Ｔ_GIを推定するために、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応した複数の相関値出力部８００−１〜８００−ｎを設ける必要があり、回路規模が大きくなるという問題がある。

具体的には、各機能ブロックにおいて演算処理するために必要な遅延メモリ（ＦＩＦＯメモリ）が必要であり、それぞれの相関値出力部における演算処理量の増大に伴ないメモリのレイアウト面積が増加し、回路規模が増大する問題がある。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、演算処理量を低減して、回路規模を縮小することが可能なデジタル放送受信装置を提供することを目的とする。

本発明に係るデジタル放送受信装置は、複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備える。モード／ガードインターバル判定部は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含む。複数の相関値出力部の各々は、対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する正負判定手段と、正負判定手段の符号データの入力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する。

本発明に係る別のデジタル放送受信装置は、複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備える。モード／ガードインターバル判定部は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含む。複数の相関値出力部の各々は、対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、相関検出手段の出力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する。

本発明に係る別のデジタル放送受信装置は、複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備える。モード／ガードインターバル判定部は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含む。複数の相関値出力部の各々は、対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、相関検出手段の出力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、移動平均手段の出力をＮサンプル毎に平均化する平均化手段と、平均化手段の出力を受けて、対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する。

本発明に係るデジタル放送受信装置は、複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備える。モード／ガードインターバル判定部は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含む。複数の相関値出力部の各々は、対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう第１の遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と第１の遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する第１の相関検出手段と、第１の相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する第１の正負判定手段と、第１の正負判定手段の符号データを受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する第１の移動平均手段と、第１の移動平均手段の出力をＮサンプル毎に平均化して出力する第１の平均化手段と、第１の平均化手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理する第１のフィルタ手段とを有する。

好ましくは、モード／ガードインターバル判定部は、シンボル同期をとるための相関値を出力するシンボル同期用相関値出力部を含み、シンボル同期用相関値出力部は、有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう第２の遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と第２の遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する第２の相関検出手段と、第２の相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する第２の正負判定手段と、第２の正負判定手段の符号データを受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する第２の移動平均手段と、第２の移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する。

特に、第２の遅延手段は、信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリと、比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量が有効シンボル期間となるように複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む。

特に、第２の移動平均手段は、信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリを含み、比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量がガード期間に相当する期間よりも短い期間となるように複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む。

特に、第２のフィルタ手段は、信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリと、比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量が有効シンボル期間とガード期間とを合わせたシンボル期間に相当する期間となるように複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む。

本発明に係るデジタル放送受信装置は、モード／ガードインターバル判定部を備え、モード／ガードインターバル判定部は、複数の相関値出力部と、比較部とを含む。そして、各相関値出力部は、同相軸信号および直交軸信号と遅延手段からの遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する正負判定手段と、移動平均処理する移動平均手段とを含む。相関が取れている場合には、相関検出手段の信号値は全て正となるため正負判定手段により符号データに変換することにより移動平均手段における演算処理量を低減して、回路規模を縮小することが可能である。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に従うデジタル放送受信装置の全体構成を示す概略ブロック図である。

図１を参照して、デジタル放送受信装置１０００は、アンテナ（図示せず）より受信されたＲＦ信号は、チューナ１００により選局され、ＯＦＤＭ復調部１０２にそれぞれ与えられる。チューナ１００は、アンテナからのＲＦ入力信号を中間周波数（ＩＦ周波数）にダウンコンバートし、所定の帯域制限を受けてアナログＯＦＤＭ信号に変換して、ＯＦＤＭ復調部１０２に出力する。

ＯＦＤＭ復調部１０２からの復調信号は、トランスポートストリームデコーダ（以下、ＴＳデコーダとも称する）１０４に与えられ、ＭＰＥＧデコード部１１０に与えられる。すなわち、ＴＳデコーダ１０４では、トランスポートストリームデータから映像や音声などのデータストリームの抽出が行なわれる。

ＭＰＥＧデコード部１１０は、ＴＳデコーダ１０４から与えられたデータストリームを受けて、ランダムアクセスメモリ（以下、ＲＡＭとも称する）１１２をデータを一時蓄積するバッファとして用いることで、映像信号および音声信号へと変換する。

デジタル放送受信装置１０００は、さらに、データバスＢＳ１を介して、ＴＳデコーダ１０４からの信号を受けて格納するための内蔵蓄積デバイス１４８と、データバスＢＳ１を介して、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータに対して、所定の処理を行なって出力するための演算処理部１４４と、演算処理部１４４の演算処理におけるプログラムを記録するためのＲＯＭ１４０と、演算処理部１４４の動作のためのメモリ領域を提供するＲＡＭ１４２と、データバスＢＳ１と外部との間でデータ入出力を行なうための高速デジタルインターフェイス１４６とを備える。

演算処理部１４４が外部からの指示に従って内蔵蓄積デバイス１４８中に蓄積されたデータに対して所定の処理を行なうと、処理後のデータは、オンスクリーンディスプレイ（On Screen Display）処理部１３０から合成器１６０．２に与えられる。

合成器１６０．２は、ＭＰＥＧデコード部１１０からの出力と、オンスクリーンディスプレイ処理部１３０からの出力とを合成した後、映像出力端子１６４に与える。映像出力端子１６４からの出力は、表示部１００４に与えられる。

デジタル放送受信装置１０００は、さらに、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータに基づいて、演算処理部１４４が処理した結果のデータ等を受けて、表示部１００４において出力される映像に対する効果音などを生成して、合成器１６０．１に与えるための付加音生成器１２０と、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータ等に基づいて演算処理部１４４が処理したデータを受けて、音声信号を生成し、合成器１６０．１に与えるＰＣＭデコーダ１２２を備える。

合成器１６０．１は、ＭＰＥＧデコード部１１０からの出力と、付加音生成器１２０およびＰＣＭデコーダ１２２からの出力とを受けて、合成結果を音声出力端子１６２に与える。音声出力端子１６２に与えられた音声信号は、音声出力部１００２から音声信号として出力される。

なお、デジタル放送受信装置１０００は、必要に応じて、外部との間でデータ授受を行なうためのモデム１５０や、ＩＣカードからの情報を受取るためのＩＣカードインターフェイス１５２を備える構成としてもよい。

高速デジタルインターフェイス１４６を介して、たとえば、ホームサーバ用のＨＤＤ装
置などの外部蓄積デバイス１８０や、外部入力機器１８２であるリモコン（あるいはキーボード等）とデータバスＢＳ１とが接続されている。

また、デジタル放送受信装置１０００は、映像出力を受けてディスプレイに表示する表示部１００４や音声出力信号を受けて音声を出力するスピーカ等の音声出力部１００２と一体化された構成で合ってもよい。

図２は、図１におけるＯＦＤＭ復調部１０２の構成を示すブロック図である。
図２を参照して、ＯＦＤＭ復調部１０２は、Ａ／Ｄ変換器２０１と、Ｉ／Ｑ分離部２０２と、キャリア同期部２０４と、相関回路２０６と、ＦＦＴ回路２０８と、等化回路２１４と、周波数デインタリーブ２１６と、時間デインタリーブ２１８と、デマッピング２２０と、ビットデインタリーブ２２２と、ビタビ復号部２２４と、バイトデインタリーブ２２６と、ＴＳ再生部２２８と、ＲＳ復号部２３０とを含む。

図１で説明したように、図２を参照して、Ａ／Ｄ変換器２０１は、チューナ１００の出力をアナログ／デジタル変換する。Ｉ／Ｑ分離部２０２は、ベースバンド信号を同相軸信号（Ｉ信号）と直交軸信号（Ｑ信号）に分離する。キャリア同期部２０４は、送信キャリア周波数と受信キャリア周波数のキャリア間隔の２分の１以下の誤差を補正する。

相関回路２０６は、キャリア同期部からのＩ信号およびＱ信号を受けて所定期間遅延させ遅延前後の信号の相関を見ることによりモード（有効シンボル期間）およびガードインターバル（ガード期間）を推定して、推定結果を各ブロックに出力するモード／ガードインターバル判定部３００と、モード／ガードインターバル判定部３００の出力を受けてシンボル同期パルスを発生するシンボル同期部３０２と、シンボル同期部３０２の出力を受けて同期クロックを出力するクロック同期部３０４とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、シンボル同期パルスを受けて高速フーリエ変換を行なうＦＦＴ回路２０８と、伝送路において受けた信号の歪みを補正する等化回路２１４とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、送信側で施された周波数方向のインタリーブを解除する周波数デインタリーブ回路２１６と、送信側で施された時間方向のインタリーブを解除する時間デインタリーブ回路２１８と、送信側で変調方式に応じて配置されたデータを複合するデマッピング回路２２０と、送信側で施されたビット単位のインタリーブを解除するビットデインタリーブ回路２２２とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、送信側で畳み込み符号化されたデータを複合するビタビ復号回路２２４と、送信側で施されたバイト単位のインタリーブを解除するバイトデインタリーブ回路２２６と、トランスポートストリーム形式に適合するようにデータの再構成を行なうＴＳ再生回路２２８と、送信側でリードソロモン符号化されたデータを復号するＲＳ復号回路２３０とを含む。

ＲＳ復号回路２３０は、図１に示すＴＳデコーダ１０４に対してリードソロモン復号された結果を出力する。

図３は、本発明の実施の形態１に従うモード／ガードインターバル判定部３００の概略ブロック図である。

図３を参照して、本発明の実施の形態１に従うモード／ガードインターバル判定部３００は、図１３で説明したモード／ガード期間判定部７００と比較して、複数の相関値出力部８００−１〜８００−ｎ（総称して相関値出力部８００とも称する）を複数の相関値出力部５００−１〜５００−ｎ（以下、総称して相関値出力部５００とも称する）に置換した点が異なる。なお、上述したように有効シンボル期間とガード期間との単純な組み合わせを考えると１２通りの組み合わせが考えられるため１２個の相関値出力部５００を設けることも可能であるが、規格により受信信号パターンとして用いられる組み合わせの数が定まっている場合には、それに対応した数だけ設けることも可能である。

上述したように入力端子には、チューナによって受信され、直交復調回路、Ａ／Ｄ変換器（いずれも図示せず）を経由したＩ／Ｑ成分で構成されたＯＦＤＭ信号が入力される。具体的には、同相検波軸信号（Ｉ信号）と直交検波軸信号（Ｑ信号）とが入力される。

モード／ガードインターバル判定部３００は、複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部５００−１〜５００−ｎと、複数の相関値出力部５００−１〜５００−ｎの出力結果である相関値を比較して、比較結果に基づいて受信したＯＦＤＭ信号がいずれの受信信号パターンであるかを特定して、特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間とを推定して出力する比較部９００とを含む。

なお、複数の相関値出力部５００−１〜５００−ｎは、それぞれ対応する受信信号パターンに従った有効シンボル期間およびガード期間等が設定されている点が異なり、それぞれの相関値出力部５００の機能は同一であるので、一例として相関値出力部５００−１の構成について説明する。

図４は、相関値出力部５００−１の概略ブロック図である。
図４を参照して、相関値出力部５００−１は、相関値出力部８００−１と比較して、複素乗算回路８１５と、移動平均回路８２０との間に複素乗算回路８１５の出力を受けて正負判定処理を実行する正負判定回路８３５をさらに設ける点が異なる。その他の点については、上記で説明したのと同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。

正負判定回路８３５は、複素乗算回路８１５の出力を受けて、複素乗算回路８１５の乗算結果の信号値が正、負あるいは０を判定して、その判定結果を出力する。例えば、信号値が正であるならばその結果として符号データ「１」を出力する。一方、信号値が負である場合には、符号データ「−１」を出力する。また、信号値が０であるならば符号データ「０」を出力する。

例えば、正負判定回路８３５は、複素乗算回路８１５からの出力である信号値の符号に応じて例えば２ビットのビット幅である２進数表記の符号データ「０１」（「１」に対応）、「００」（「０」に対応）、「１１」（「−１」に対応）のいずれかに変換して出力する。２の補数で表現された２ビットの符号データを用いることにより、いわゆる符号ビット拡張を施すことにより、そのまま移動平均回路の加減算器（図示せず）に入力することが可能である。

上述したように、遅延メモリ８０５によって有効シンボル期間Ｔ_DATA遅延した場合に、遅延後の信号のガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・の出力タイミングと遅延前の有効シンボルの部分Ｇ０＃，Ｇ１＃，・・・とがそれぞれ一致すると、この期間における信号の相関は高くなる。すなわち、複素乗算した信号Ｘ₁（ｔ）は、波形が常に正の値となる。

一方、他の期間においては、ＯＦＤＭ信号は、ノイズ性の信号であるので相関は低くなる。すなわち、複素乗算したＸ₁（ｔ）は、離散的に正、負あるいは０の値となる。

したがって、正負判定回路８３５を設けたことにより、一致する場合には、信号Ｘ₁（ｔ）は、波形が常に正の値となるため正の符号データが与えられる。また、移動平均回路８２０の出力は、符号データ「１」の加算処理によりガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・の開始タイミングから次第に変化し、有効シンボル期間終了のタイミングでピーク値をとる。

一方、一致しない場合には、複素乗算したＸ₁（ｔ）は、離散的に正、負あるいは０の値となるため正負判定回路８３５は、符号データ「１」、「−１」、「０」を離散的に出力する。したがって、移動平均回路８２０の出力は、離散的な符号データ「１」、「−１」、「０」の加算処理によりピーク値は検出されない。

そして、その得られた値が移動平均回路８２０および平方和回路８３０に入力される。
図５は、ガード期間Ｔ_GIの移動平均を出力する移動平均回路８２０の構成を説明する図である。なお、ここでは、１つの移動平均回路８２０の構成について説明するがＩ成分およびＱ成分について移動平均する必要があるため２つの回路を設ける必要がある。

図５（ａ）を参照して、移動平均回路８２０ａは、入力された信号値を格納する複数段のＦＩＦＯメモリ４０１と、複数段のＦＩＦＯメモリ４０１の入力および出力の総和を算出するΣ部４０２と、Σ部４０２の出力を保持するレジスタ４０３とを含む。なお、ＦＩＦＯメモリ４０１の長さは、ガード期間Ｔ_GIの移動平均を実行するために移動平均回路８２０ａを動作させる図示しないクロックに基づいて適切な長さに設定される。

例えば、ＧＩ個の信号値（データ）について移動平均出力する場合、ＦＩＦＯメモリ４０１は、（ＧＩ−１）段で構成される。ＦＩＦＯメモリ４０１は、入力される信号値Ｄ₀，Ｄ₁，・・・を順番に入力順に入力側の段から出力側の段へと格納する。そして、入力される信号値およびＦＩＦＯメモリ４０１の格段に格納されて出力される信号値Ｄ₀〜Ｄ_GI-1に基づいてそれらの出力の総和をΣ部４０２で演算処理することによりＧＩ個のデータの移動平均が求められる。そして、例えば、次に、信号値Ｄ_GIが入力された場合には信号値Ｄ₁〜Ｄ_GIに基づいてそれらの出力の総和が算出されて出力される。

以降の処理についても同様である。
図５（ｂ）を参照して、移動平均回路８２０ｂは、入力された信号値を格納する複数段のＦＩＦＯメモリ４０５と、加減算部４０６と、レジスタ４０７とを含む。レジスタ４０７は、加減算部４０６の出力を受けて格納する。また、加減算部４０６は、レジスタ４０７に格納された値と入力値とを加算処理して、ＦＩＦＯメモリ４０５からの出力値を減算処理する。なお、ＦＩＦＯメモリ４０５の長さは、ガード期間Ｔ_GIの移動平均を実行するために移動平均回路８２０ｂを動作させる図示しないクロックに基づいて適切な長さに設定される。

例えば、ＧＩ個の信号値（データ）について移動平均出力する場合、ＦＩＦＯメモリ４０１は、ＧＩ段で構成される。ＦＩＦＯメモリ４０５は、入力される信号値Ｄ₀，Ｄ₁，・・・を順番に入力順に入力側の段から出力側の段へと格納する。

ＦＩＦＯメモリ４０５の最終段からの出力が無い場合には、加減算部４０６において入力値とレジスタ４０７に格納された値が加算処理されるため累積された値がレジスタ４０７に格納される。信号値Ｄ_GIが入力された場合、レジスタ４０７には、信号値Ｄ₀〜Ｄ_GI-1のＧＩ個の累積加算（移動平均）した値が格納されている。そして、例えば、次に、信号値Ｄ_GI+1が入力された場合にはレジスタ４０７に格納された累積加算した値と、信号値Ｄ_GI+1が加算処理され、ＦＩＦＯメモリ４０５の最終段に格納されている信号値Ｄ₀との減算処理に基づいて信号値Ｄ₁〜Ｄ_GIのＧＩ個の累積加算（移動平均）した値が演算処理され、レジスタ４０７に格納される。以降の処理についても同様である。

図６は、シンボル期間Ｔ_SYMBOL毎のフィードバック加算処理を実行するフィードバック型フィルタ８２５の構成を説明する図である。なお、ここでは、１つのフィードバック型フィルタ８２５の構成について説明するがＩ成分およびＱ成分について処理する必要があるため２つの回路を設ける必要がある。

図６を参照して、フィードバック型フィルタ８２５は、シンボル期間Ｔ_SYMBOL前の信号値に所定の係数を乗算した値を加算処理することにより移動平均回路８２０からの相関値が高い値を増幅処理する。

具体的には、複数段のＦＩＦＯメモリ４１０と、乗算器４１１と、加算器４１２と、レジスタ４１３とを含む。

複数段のＦＩＦＯメモリ４１０は、シンボル期間Ｔ_SYMBOL遅延する遅延メモリとして用いられ、移動平均回路８２０からの入力された相関値は、ＦＩＦＯメモリ４１０を介してシンボル期間Ｔ_SYMBOL遅延して乗算器４１１により所定の係数（α＝ｍ−１／ｍ（ｍ＞１）：α＜１）乗算された値とされる。そして、加算器４１２において、シンボル期間Ｔ_SYMBOLずれた相関値と加算処理されてレジスタ４１３に格納される。また、加算処理された値は、再びＦＩＦＯメモリ４１０に格納されて、次のシンボル期間Ｔ_SYMBOLずれた相関値と加算処理される。

上述したように、ガードインターバルにおいて相関が取れている場合、移動平均回路８２０は、高い相関値を出力する。そして、シンボル期間において相関が取れている場合、次のシンボルにおいてもガードインターバルにおいて相関が取れることになる。

したがって、シンボル期間Ｔ_SYMBOL毎にフィードバック加算処理することにより、ガードインターバルにおいて相関が取れている場合には、フィードバックを繰り返す度に増幅され、相関値がもとの大きさのｍ倍に近づく増幅処理が実行される。したがって、相関値のピーク値をさらに増幅することが可能である。

そして、フィードバック型フィルタ８２５から出力された相関値は、上述したように平方和回路８３０を介して比較器９００に入力される。

再び図３を参照して、比較器９００は、複数の有効シンボル期間長および複数のガード期間の組合せにそれぞれ対応する複数の相関値出力部５００−１〜５００―ｎからの出力信号（相関値）をそれぞれ受けて、複数の相関値のピーク値を比較して最大ピーク値を検出し、最大ピーク値を示す相関値出力部５００を判定する。

この判定結果に基づいて、受信したＯＦＤＭ信号に対応する受信信号パターンを特定して、特定した受信信号パターンに対応する有効シンボル期間およびガード期間の組合せを推定する。具体的には、最大ピーク値を出力した相関値出力部５００に設定してある有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIを受信したＯＦＤＭ信号の受信信号パターンの有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIとして推定して出力する。

また、最大のピーク値を示す相関値出力部のピーク値を検出することにより、所望のタイミングでシンボル同期タイミングを生成することが可能である。

本構成においては、上述したように正負判定回路８３５を複素乗算回路８１５と、移動平均回路８２０との間に設けた構成である。正負判定回路８３５は、上述したように複素乗算回路８１５の信号値が正であれば符号データ「１」、信号値が０であれば符号データ「０」、信号値が負であれば符号データ「−１」として出力し、移動平均回路８２０は、上述したように正負判定回路からの２ビット幅の符号データを受けて移動平均処理する構成であるため従来の構成と比べて移動平均処理を含むそれ以降に用いるＦＩＦＯメモリの格納するビット幅を大幅に縮小することができる。

また、移動平均回路８２０において、演算処理するビット幅も縮小されるため簡易な回路構成で設計することが可能である。

したがって、本発明の実施の形態１に従う正負判定回路を設けたことにより、演算処理するデータのビット幅を縮小して、ＦＩＦＯメモリを縮小するとともに回路規模を縮小することができる。

また、正負判定回路８３５は、複素乗算回路８１５の信号値の大きさに係り無く、信号値が正なら符号データ「１」、信号値が負なら符号データ「−１」、信号値が０なら符号データ「０」に変換して移動平均処理するため送信データや、受信強度に依存することなく、安定した相関値のピーク値を生成することが可能である。

したがって、ＯＦＤＭ信号の受信信号パターンの有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIの推定の精度を高めることが可能である。
［実施の形態２］
図７は、本発明の実施の形態２に従う相関値出力部５１０の概略ブロック図である。

図７を参照して、本発明の実施の形態２に従う相関値出力部５１０は、相関値出力部８００と比較して、移動平均回路８２０を移動平均回路８２２に置換した点が異なる。その他の点は、同様であるのでその詳細な説明は繰り返さない。なお、上述したように複数の相関値出力部５１０−１〜５１０−ｎが設けられており、それぞれ対応する受信信号パターンに従った有効シンボル期間およびガード期間等が設定されており、それぞれの機能は同一であるので、一例として１つの相関値出力部５１０の構成について説明する。

移動平均回路８２２は、移動平均する期間について、対応するガード期間Ｔ_GIよりも小さく設定する。本例においては、移動平均するガードインターバルのサンプリング数をＧＩとすると、それよりも小さいサンプリング数Ｋ（＜ＧＩ）に設定して移動平均する構成が示されている。なお、ここでは、複数の相関値出力部の１つの相関値出力部について説明するが、複数の相関値出力部のそれぞれの移動平均回路において、移動平均する期間をそれぞれに対応するガード期間よりも小さく設定する。

図８は、図７の相関値出力部５１０の動作を説明するための動作波形図である。
図８を参照して、図示しないＡ／Ｄ変換器から与えられる信号は、各有効シンボルＳ０，Ｓ１，・・・の先頭に、各々ガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・が付加されている。ガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・は、図１５で示したように、有効シンボルＳ０，Ｓ１，・・・の最後尾の部分Ｇ０＃，Ｇ１＃，・・・をそれぞれ複写したものである。

したがって、遅延メモリ８０５によって有効シンボル期間Ｔ_DATA遅延させると、遅延後の信号のガードインターバルＧ０，Ｇ１，・・・の出力タイミングと遅延前の有効シンボルの部分Ｇ０＃，Ｇ１＃，・・・とがそれぞれ一致する。ＧｎとＧｎ＃（ｎは自然数）とは複写関係にあるので、この期間における信号の相関は高くなる。すなわち、複素乗算した信号Ｘ₁（ｔ）は、波形が常に正の値となる。

一方、他の期間においては、ＯＦＤＭ信号は、図１５に示すように、ノイズ性の信号であるので相関は低くなる。すなわち、複素乗算したＸ₁（ｔ）は、離散的に正、負あるいは０の値をとることになる。

ここで、移動平均回路８２２が移動平均する期間について、対応するガード期間Ｔ_GIよりも小さく設定した場合、移動平均回路８２２の出力値は、ピーク値がつぶれたような形状となる。本例においては、対応するガード期間Ｔ_GIに相当する期間よりも短い期間Ｔ_Kに設定した場合が示されている。

具体的には、上述したように相関の高い部分を含む比率に応じて移動平均の結果も変化する。相関が高い期間を全て含むまで期間Ｔ_Kの移動平均回路の出力値は上昇し、期間Ｔ_Kが実際のガード期間Ｔ_GIよりも狭い場合には、移動平均する範囲が狭くなるため、相関が高い期間を含む期間が一定時間維持されるため移動平均を行なうとピーク値が最大の期間が一定時間維持されることになる。そして、相関が低い期間が含まれるに従って移動平均回路の出力値は低下する。

そして、移動平均回路８２２の出力であるこのピーク値がフィードバック型フィルタ８２５に与えられ、シンボル期間Ｔ_SYMBOL毎にフィードバック加算処理することにより、ガードインターバルにおいて相関が取れている場合には、相関値がｍ倍に増幅処理される。したがって、ピーク値をさらに増幅することが可能である。

一方、別の相関値出力部５１０の移動平均回路８２０において、遅延メモリ８０５の遅延量と受信信号の有効シンボル期間とは一致するが、移動平均回路８２０に設定された移動平均する期間が実際のガード期間Ｔ_GIよりも広い場合においても、上述したように、ピーク値がつぶれたような形状となる。

したがって、移動平均回路８２０の出力において同じようなピーク値が算出されるため実際の受信信号パターンに対応する相関値出力部と、それ以外の別の相関値出力部とのピーク値の比較が取り難い可能性があるが、後段のフィードバック型フィルタ８２５において、シンボル期間Ｔ_SYMBOL毎にフィードバック加算処理して、相関値をｍ倍に増幅処理する。したがって、上記のように移動平均回路のピーク値が同様であっても、シンボル期間Ｔ_SYMBOLが互いに異なるためｍ倍に増幅処理されない。

したがって、受信信号パターンに対応する相関値出力部のみからピーク値が出力されることになる。

これら複数の相関値出力部の出力値が比較器９００に与えられ、複数のピーク値を比較して最大ピーク値を検出し、最大ピーク値を示す相関値出力部５１０を判定する。この判定結果に基づいて、受信したＯＦＤＭ信号に対応する受信信号パターンを特定して、特定した受信信号パターンに対応する有効シンボル期間およびガード期間の組合せを推定する。具体的には、最大ピーク値を出力した相関値出力部５１０に設定してある有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIを受信信号パターンの有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIとして推定して出力する。

すなわち、本実施の形態２においては、移動平均回路８２２が移動平均する期間を対応するガード期間Ｔ_GIに相当する期間よりも短い期間Ｔ_Kに設定した場合においても最大のピーク値を検出することが可能である。

したがって、移動平均回路８２２において、対応するガード期間Ｔ_GIを小さくすることは、図５で説明した移動平均回路のＦＩＦＯメモリの段数を縮小することが可能となる。

それゆえ、従来の構成と比べてＦＩＦＯメモリを縮小して回路規模を縮小することが可能である。
［実施の形態３］
図９は、本発明の実施の形態３に従う相関値出力部５２０の概略ブロック図である。

図９を参照して、本発明の実施の形態３に従う相関値出力部５２０は、相関値出力部８００と比較して、フィードバック型フィルタ８２５をフィードバック型フィルタ８２６に置換した点と、移動平均回路８２０とフィードバック型フィルタ８２６との間にＮサンプル毎に平均化する回路群を設けた点が異なる。なお、上述したように複数の相関値出力部５２０−１〜５２０−ｎが設けられており、それぞれ対応する受信信号パターンに従った有効シンボル期間およびガード期間等が設定されており、それぞれの機能は同一であるので、一例として１つの相関値出力部５２０の構成について説明する。なお、ここでは、複数の相関値出力部の１つの相関値出力部について説明するが、複数の相関値出力部のそれぞれの回路において、Ｎサンプル毎に平均化する回路群等も設けられているものとする。

具体的には、移動平均回路８２０と、フィードバック型フィルタ８２６との間に加算器８４０と、レジスタ８４２と、平均回路８４６とを設ける。また、クロック信号ＣＬＫに同期してＮサンプル毎にパルス信号をレジスタ８４２および平均回路８４６およびローパルフィルタ８２６に出力するＮカウンタ８４８を設ける。

加算器８４０は、レジスタ８４２の出力値と、次の入力信号値とを加算処理してレジスタ８４２に出力する。レジスタ８４２は、加算器８４０により累積加算された値を保持する。Ｎカウンタ８４８は、クロック信号ＣＬＫに同期して０から（Ｎ−１）までカウントアップした後、パルス信号を生成し再び０に戻る。レジスタ８４２は、Ｎカウンタ８４８のパルス信号に同期して値がリセットされる。平均回路８４６は、パルス信号の入力を受けてレジスタ８４２からの出力値を１／Ｎにする。そして、平均回路８４６で平均したＮサンプル毎の入力信号値がフィードバック型フィルタ８２６に入力される。

フィードバック型フィルタ８２６は、Ｎサンプル毎の入力信号値を図６で説明したＦＩＦＯメモリ４１０に格納する。図６においては、複数段のＦＩＦＯメモリ４１０は、シンボル期間Ｔ_SYMBOL遅延する遅延メモリとして用いられ、入力された信号値は、ＦＩＦＯメモリ４１０を介してシンボル期間Ｔ_SYMBOL遅延して乗算器４１１により所定の係数（α＝ｍ−１／ｍ（ｍ＞１）：α＜１）乗算された値とされる場合について説明したが、本実施の形態３に従う方式においては、Ｎサンプル毎に１つの信号値が入力されるため、ＦＩＦＯメモリの段数も１／Ｎに縮小することが可能である。

したがって、本実施の形態３においては、フィードバック型フィルタ８２６に入力するデータ数を１／Ｎに縮小することにより、フィードバック型フィルタ８２６で用いるＦＩＦＯメモリを縮小することが可能となり、従来の構成と比べてＦＩＦＯメモリを縮小して回路規模を縮小することが可能である。

但し、フィードバック型フィルタ８２６に入力されるデータ数は１／Ｎとなるため比較器９００におけるピーク値の精度は低くなるが比較器９００においては、複数の相関値出力部の中から相対的にピーク値が高いと判定される相関値出力部を選択するため有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIの推定には影響は少ないと判断される。

したがって、本発明の実施の形態３に従う構成により、フィードバック型フィルタ８２６において、データ数を１／Ｎに縮小することにより、ＦＩＦＯメモリを縮小することが可能となり、従来の構成と比べて回路規模を縮小することが可能である。
［実施の形態４］
図１０は、本発明の実施の形態４に従うモード／ガードインターバル判定部３１０の概略ブロック図である。

図１０を参照して、本発明の実施の形態４に従うモード／ガードインターバル判定部３１０は、モード／ガードインターバル判定部３００と比較して、相関値出力部５００−１〜５００−ｎをそれぞれ相関値出力部５３０−１〜５３０−ｎに置換した点が異なる。

相関値出力部５３０−１は、相関値出力部５００と比較して、正負判定回路８３５を設けた点と、移動平均回路８２０を移動平均回路８２２に置換した点とが異なる。さらに、フィードバック型フィルタ８２５をフィードバック型フィルタ８２６に置換した点と、移動平均回路８２２とフィードバック型フィルタ８２６との間に、Ｎサンプル毎に平均化する回路群を設けた点が異なる。

上述したように正負判定回路８３５は、複素乗算回路８１５の出力を受けて、複素乗算回路８１５の乗算結果である信号値が正、負あるいは０か否かを判定して、符号データを出力する。例えば、正であるならばその結果として正の符号データを出力する。一方、負である場合には、負の符号データを出力する。０である場合には、０の符号データを出力する。

移動平均回路８２２は、移動平均する期間について、対応するガード期間Ｔ_GIよりも小さく設定する。

そして、上述したように移動平均回路８２２と、フィードバック型フィルタ８２６との間にＮサンプル毎に平均化する回路群を設けて、平均回路８４６で平均したＮサンプル毎の入力信号値をフィードバック型フィルタ８２６に入力する。

すなわち、本発明の実施の形態４に従う相関値出力部５３０は、実施の形態１〜３で説明した方式を全て適用した方式である。当該構成により、移動平均回路８２２およびフィードバック型フィルタ８２６のＦＩＦＯメモリを上記の実施の形態１〜３で説明した場合に比べてさらに縮小することが可能となり、回路規模をさらに縮小することが可能である。

また、モード／ガードインターバル判定部３１０は、シンボル同期をとるための相関値を出力する相関値出力部５４０をさらに含む。

相関値出力部５４０は、相関値出力部５００と比較して、正負判定回路８３５＃を設けた点と、移動平均回路８２０を移動平均回路８２２＃に置換した点とが異なる。すなわち、相関値出力部５３０と比較して、Ｎサンプル毎に平均化する回路群は設けていない構成である。上述したようにＮサンプル毎に平均化する回路群を設けた場合には、データ数が１／Ｎとされるためピーク値の精度は低くなるため、ピーク値の値からシンボル同期を取ると精度が悪くなる可能性がある。

したがって、本実施の形態４に従う構成においては、シンボル同期を取るための相関値を出力する相関値出力部５４０を別に設けて、相関値出力部５４０から出力されるピーク値にしたがってシンボル同期を取る。

具体的には、相関値出力部５４０からの相関値出力がシンボル同期部３０２に含まれるデータ開始位置推定器５５０に入力されてシンボル同期パルスが出力される。

相関値出力部５４０は、遅延メモリ８０５＃と、共役部８１０＃と、複素乗算回路８１５＃と、正負判定回路８３５＃と、移動平均回路８２２＃と、フィードバック型フィルタ８２５＃と、Ｉ／Ｑ成分の平方和を演算処理する平方和回路８３０＃とを含む。

なお、共役部８１０＃、複素乗算回路８１５＃、正負判定回路８３５＃、平方和回路８３０＃は、共役部８１０、複素乗算回路８１５、正負判定回路８３５、平方和回路８３０と同一であるのでその詳細な説明は繰り返さない。

本発明の実施の形態４に従う遅延メモリ８０５＃と、移動平均回路８２２＃と、フィードバック型フィルタ８２５＃は、それぞれ可変長ＦＩＦＯメモリを含む。

図１１は、可変長ＦＩＦＯメモリを説明する図である。
図１１を参照して、可変長ＦＩＦＯメモリは、複数段のＦＩＦＯメモリと、選択信号生成部６００と、セレクタ６０５とを有する。

具体的には、ＤＬ_t段の可変長ＦＩＦＯメモリが構成されており、ＤＬ₀段ＦＩＦＯメモリ６１０−０〜ＤＬ_t段ＦＩＦＯメモリ６１０−ｔそれぞれからセレクタ６０５に出力される。

セレクタ６０５は、ＤＬ₀段ＦＩＦＯメモリ６１０−０〜ＤＬ_t段ＦＩＦＯメモリ６１０−ｔからの出力を受けて、選択信号ＳＥＬ０〜ＳＥＬｔの入力に応じてＤＬ₀段ＦＩＦＯメモリ６１０−０〜ＤＬ_t段ＦＩＦＯメモリ６１０−ｔからの出力を切り替える。例えば、選択信号ＳＥＬ０が活性化された場合には、ＤＬ₀段ＦＩＦＯメモリ６１０−０からの信号が出力信号として出力される。

この各ＤＬ_t段の可変長ＦＩＦＯメモリの段数は、遅延させる期間の種類にしたがって設定される。

例えば、遅延メモリ８０５＃においては、有効シンボル期間Ｔ_DATA遅延させる必要があるため有効シンボル期間Ｔ_DATAの種類（２５０μｓ、５００μｓ、１ｍｓ）に応じて一例として３種類の段数のＦＩＦＯメモリを設けることが可能である。

そして、選択信号ＳＥＬで切り替えを実行することにより所定の遅延メモリを形成することが可能である。

選択信号生成部６００は、比較器９００から出力された推定された有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIの入力を受けて受信信号パターンを特定して対応する遅延メモリに設定するように選択信号ＳＥＬを出力する。

また、同様に、移動平均回路８２２＃においても可変長ＦＩＦＯメモリを含み、移動平均する期間について、対応するガード期間Ｔ_GIよりも小さく設定する。したがって、ガード期間の種類（有効シンボル期間の１／４、１／８、１／１６、１／３２）に応じて１２種類の段数のＦＩＦＯメモリを設けることが可能である。

そして、ＦＩＦＯメモリの段数を調整して、選択信号ＳＥＬで切り替えを実行することにより、対応するガード期間Ｔ_GIよりも小さい期間、移動平均するように設定することが可能である。

なお、この場合においても、選択信号生成部６００は、比較器９００から出力された推定された有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIの入力を受けて受信信号パターンを特定して対応する遅延メモリに設定するように選択信号ＳＥＬを出力する。

また、同様に、フィードバック型フィルタ８２５＃においても可変長ＦＩＦＯメモリを含み、同様の方式にしたがって、シンボル期間の種類に応じてＦＩＦＯメモリを設けることが可能である。

そして、ＦＩＦＯメモリの段数を調整して、選択信号ＳＥＬで切り替えを実行することにより、対応するシンボル期間の遅延メモリを構成することが可能である。

当該方式でＦＩＦＯメモリの段数を調整することにより、シンボル同期を取るための相関値を出力する相関値出力部５４０を１つで実現することが可能である。

すなわち、比較器９００から出力された推定された有効シンボル期間Ｔ_DATAおよびガード期間Ｔ_GIを入力して設定することにより、相関値出力部５４０から受信信号パターンに対応した最大のピーク値が出力される。

シンボル同期部３０２に含まれるデータ開始位置推定器５５０は、相関値出力部５４０から出力される相関値データに基づいて有効シンボル期間が始まるデータ開始位置を推定して、推定結果に基づいてシンボル同期パルスを発生する。

当該構成により、シンボル同期を取るための回路規模を縮小することができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１に従うデジタル放送受信装置の全体構成を示す概略ブロック図である。 図１におけるＯＦＤＭ復調部１０２の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に従うモード／ガードインターバル判定部３００の概略ブロック図である。 出力部５００−１の概略ブロック図である。 ガード期間Ｔ_GIの移動平均を出力する移動平均回路８２０の構成を説明する図である。 シンボル期間Ｔ_SYMBOL毎のフィードバック加算処理を実行するフィードバック型フィルタ８２５の構成を説明する図である。 本発明の実施の形態２に従う相関値出力部５１０の概略ブロック図である。 図７の相関値出力部５１０の動作を説明するための動作波形図である。 本発明の実施の形態３に従う相関値出力部５２０の概略ブロック図である。 本発明の実施の形態４に従うモード／ガードインターバル判定部３１０の概略ブロック図である。 可変長ＦＩＦＯメモリを説明する図である。 ＯＦＤＭ変調信号を説明するための波形図である。 有効シンボル期間およびガード期間の判定回路を備えた従来の相関回路の構成の一部を示すブロック図である。 相関値出力部８００−１の概略ブロック図である。 図１３の従来のモード／ガードインターバル判定部７００の動作を説明するための動作波形図である。 相関値出力部８００から比較器に入力される相関値出力のピーク値を説明する図である。

符号の説明

１００ チューナ、１０２ ＯＦＤＭ復調部、１０４ ＴＳデコーダ、１１０ ＭＰＥＧデコード部、１１２，１４２ ＲＡＭ、１２０ 付加音生成器、１２２ ＰＣＭデコーダ、１３０ オンスクリーンディスプレイ処理部、１５０ 音声出力部モデム、１５２ ＩＣカードインターフェイス、１６０．１，１６０．２ 合成器、１４４ 演算処理部、１４６ 高速デジタルインターフェイス、１４８ 内蔵蓄積デバイス、１６４ 映像出力端子、１８０ 外部蓄積デバイス、１８２ 外部入力機器、２０１ Ａ／Ｄ変換器、２０２ Ｉ／Ｑ分離部、２０４ キャリア同期部、２０６ 相関回路、２０８ ＦＦＴ回路、２１４ 等化回路、２１６ 周波数デインタリーブ、２１８ 時間デインタリーブ、２２０ デマッピング、２２２ ビットデインタリーブ、２２４ ビタビ復号部、２２６ バイトデインタリーブ、２２８ ＴＳ再生部、２３０ ＲＳ復号部、３００，３１０，７００ モード／ガードインターバル判定部、５００，５００−１〜５００−ｎ，５１０，５２０，８００，８００−１〜８００−ｎ 相関値出力部、６００ 選択信号生成部、６０５ セレクタ、８０５ 遅延メモリ、８１０ 共役部、８１５ 複素乗算回路、８２０，８２０ａ，８２０ｂ，８２２ 移動平均回路、８２５，８２６ フィードバック型フィルタ、８３０ 平方和回路、８３５ 正負判定回路、８４０ 加算器、８４２ レジスタ、８４６ 平均回路、８４８ Ｎカウンタ、９００ 比較部、１０００ デジタル放送受信装置、１００２ 音声出力部、１００４ 表示部。

Claims (8)

1. 複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備え、
   前記モード／ガードインターバル判定部は、
   複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、
   前記複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含み、
   前記複数の相関値出力部の各々は、
   対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号と前記遅延手段からの遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、
   前記相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する正負判定手段と、
   前記正負判定手段の符号データの入力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、
   前記移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する、デジタル放送受信装置。
2. 複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備え、
   前記モード／ガードインターバル判定部は、
   複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、
   前記複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含み、
   前記複数の相関値出力部の各々は、
   対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号と前記遅延手段からの遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、
   前記相関検出手段の出力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、
   前記移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する、デジタル放送受信装置。
3. 複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備え、
   前記モード／ガードインターバル判定部は、
   複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、
   前記複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含み、
   前記複数の相関値出力部の各々は、
   対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号と前記遅延手段からの遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する相関検出手段と、
   前記相関検出手段の出力を受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間の移動平均処理を実行する移動平均手段と、
   前記移動平均手段の出力をＮサンプル毎に平均化する平均化手段と、
   前記平均化手段の出力を受けて、対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する、デジタル放送受信装置。
4. 複数の有効シンボル期間長と複数のガード期間長との組み合わせによって特定される複数の直交周波数多重分割伝送方式の受信信号パターンを受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記複数の受信信号パターンの中から１つの受信信号パターンを特定して、対応する受信信号パターンを受信するために必要な有効シンボル期間長およびガード期間長を出力するためのモード／ガードインターバル判定部を備え、
   前記モード／ガードインターバル判定部は、
   複数の受信信号パターンにそれぞれ対応して設けられ、対応する受信信号パターンに応じた相関値を出力する複数の相関値出力部と、
   前記複数の相関値出力部からの相関値を比較して、比較結果に基づいて複数の有効シンボル期間と複数のガード期間との組み合わせのうちの特定された受信信号パターンに対応する有効シンボル期間とガード期間を出力する比較部とを含み、
   前記複数の相関値出力部の各々は、
   対応する受信信号パターンの有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう第１の遅延手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号と前記第１の遅延手段からの遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する第１の相関検出手段と、
   前記第１の相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する第１の正負判定手段と、
   前記第１の正負判定手段の符号データを受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する第１の移動平均手段と、
   前記第１の移動平均手段の出力をＮサンプル毎に平均化して出力する第１の平均化手段と、
   前記第１の平均化手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理する第１のフィルタ手段とを有する、デジタル放送受信装置。
5. 前記モード／ガードインターバル判定部は、シンボル同期をとるための相関値を出力するシンボル同期用相関値出力部を含み、
   前記シンボル同期用相関値出力部は、
   有効シンボル期間に相当する期間の遅延を行なう第２の遅延手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号と前記第２の遅延手段からの遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関をそれぞれ検出する第２の相関検出手段と、
   前記第２の相関検出手段の出力を受けて、出力された信号の符号に応じた符号データを出力する第２の正負判定手段と、
   前記第２の正負判定手段の符号データを受けて、対応する受信信号パターンのガード期間に相当する期間よりも短い期間の移動平均処理を実行する第２の移動平均手段と、
   前記第２の移動平均手段の出力を対応するシンボル期間毎にフィードバック加算処理するフィルタ手段とを有する、請求項４記載のデジタル放送受信装置。
6. 前記第２の遅延手段は、
   信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリと、
   前記比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量が前記有効シンボル期間となるように前記複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む、請求項５記載のデジタル放送受信装置。
7. 前記第２の移動平均手段は、
   信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリを含み、
   前記比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量が前記ガード期間に相当する期間よりも短い期間となるように前記複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む、請求項５記載のデジタル放送受信装置。
8. 前記第２のフィルタ手段は、
   信号を出力する段数を調整することにより遅延量の調整が可能な複数段のメモリと、
   前記比較部から出力された有効シンボル期間とガード期間とに基づいて、遅延量が前記有効シンボル期間とガード期間とを合わせたシンボル期間に相当する期間となるように前記複数段のメモリの出力する段数を調整する制御部とを含む、請求項５記載のデジタル放送受信装置。

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