CN113992481B - 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 - Google Patents
一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113992481B CN113992481B CN202111165952.5A CN202111165952A CN113992481B CN 113992481 B CN113992481 B CN 113992481B CN 202111165952 A CN202111165952 A CN 202111165952A CN 113992481 B CN113992481 B CN 113992481B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- max
- delay
- doppler
- signal
- row
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
本发明公开了一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法,包括:1)发送端生成随机比特数据,再将随机比特数据处理成为延迟‑多普勒平面的符号,然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号,最后利用延迟‑多普勒形式表征的信道发送所述时域信号;2)接收端获得时域的接收信号,再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟‑多普勒平面的信号,然后经接收端的导频检测,得信道系数,完成环绕式导频设计辅助的信道估计,该方法能够提高频谱效率。
Description
技术领域
本发明属于无线通信领域,涉及一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法。
背景技术
在5G及之后的通信中,诸如高速列车通信及卫星通信等高移动性场景将成为一个重要的应用场景。在这些场景中,最重要的特征便是其高多普勒频移。而我们目前4G与5G通信所主要采用的调制技术——正交频分复用(OFDM),对多普勒频偏十分敏感,会受到剧烈的影响后性能大幅下降。为了解决无线通信在高移动场景中的可靠应用,提出了正交时频空(OTFS)调制来对抗高多普勒频偏的影响。
一如之前几代调制技术,OTFS调制也需要解决调制通信过程中必然会遇到的一系列问题,而信道估计正是一个十分基础、必须面对的问题。而OTFS调制本身会涉及延迟-多普勒域、时间-频率域、时间域等多个域多种表征形式的信号,为OTFS信道估计提供了多样化的设计视角。其中有的研究顺延前代调制方案中的信道估计思路,提出基于伪随机噪声(PN)导频进行信道估计;有的研究在时间-频率域进行信道估计,但是以上方案的复杂度都很高,而且面对后续研究中可能更大的多普勒与延迟,不具有良好的鲁棒性。在众多的信道估计方案中,在延迟-多普勒域进行基于嵌入式导频辅助的信道估计方案凭借其低复杂度、简答的判决方案,成为了使用最多、最为经典的信道估计方案。但是由于其导频开销会随着最大延迟和最大多普勒的增大而大幅增加,且其阈值判决方案中的阈值并无适用于普遍场景的一个合理的取值方案,在实际应用中会产生比较大的困难。所以需要新的方案来解决延迟-多普勒域导频辅助的信道估计的巨大开销与实际应用问题,提高频谱效率,以满足未来可能面对的更高延迟、更大多普勒频偏的场景通信需求。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点,提供了一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法,该方法能够提高频谱效率。
为达到上述目的,本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法包括以下步骤:
1)发送端生成随机比特数据,再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号,然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号,最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号;
2)接收端获得时域的接收信号,再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号,然后经接收端的导频检测,得信道系数,完成环绕式导频设计辅助的信道估计。
步骤1)的具体操作为:
11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M],再经导频方案矩阵P[N,M]处理后,得延迟多普勒域信号x[k,l]为:
x[k,l]=X[N,M].*P[N,M]
12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换,得时间-频率域信号Xp[n,m]为:
对时间-频率域信号Xp[n,m]进行加窗,得加窗后的信号Xp[n,m];
X[n,m]=Wtx[n,m]Xp[n,m]
对加窗后的信号Xp[n,m]进行海森堡变换,得发送端处待发送的时域信号x(t)为:
待延迟多普勒域信号x[k,l]为:
步骤2)中,接收端获得时域的接收信号y(t)为:
y(t)=∫v∫τh(τ,v)x(t-τ)ej2πv(t-τ)dτdv。
步骤2)中,经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号为:
步骤2)中,接收端进行导频检测的具体过程为:
在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算,并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和,得求和结果Row_sumk,kp≤k≤kp+kv+2,和Col_suml,lp≤l≤lp+lτ+2;
找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max,得接收端的符号y[Row_max,Col_max];
通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量,对y[Row_max,Col_max]以下判断:
得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号,通过两个符号之间位置的变换,获得信道的延迟及多普勒信息,再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号,得信道系数。
本发明具有以下有益效果:
本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法在具体操作时,考虑延迟-多普勒平面的符号会经历相同的信道增益的特点,舍弃嵌入式导频设计方案中将数据符号与导频符号通过保护符号完全分离互不干扰的设计思想,通过符号间自身能量的对比,以获得整个延迟-多普勒平面的移动信息,从而估计信道的延迟与多普勒信息,经试验,本发明在导频开销上相比于经典的嵌入式导频设计方案取得较大的优化,且随着最大多普勒和最大延迟的增加,优化效果更加明显。另外,本发明采用符号间对比的思想,避免嵌入式导频设计方案中需要自己测试出比较合适的检测阈值的这个现实中比较难以实现的操作问题。
附图说明
图1为OTFS调制过程的示意图;
图2为发射端的环绕式导频辅助的符号界面的示意图;
图3为接收端的环绕式导频辅助的符号界面的示意图;
图4为不同信噪比下所提方案与嵌入式导频设计方案的误码率的对比图;
图5为不同最大多普勒下所提方案对于信号导频开销的改善对比图;
图6为不同最大延迟下所提方案对于信号导频开销的改善对比图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案,下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例,不是全部的实施例,而并非要限制本发明公开的范围。此外,在以下说明中,省略了对公知结构和技术的描述,以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都应当属于本发明保护的范围。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的结构示意图。这些图并非是按比例绘制的,其中为了清楚表达的目的,放大了某些细节,并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的,实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差,并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
参考图1,本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法包括以下步骤:
1)发送端生成随机比特数据,再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号,然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号,最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号;
步骤1)的具体操作为:
11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M],再经导频方案矩阵P[N,M]处理后,得延迟多普勒域信号x[k,l]为:
x[k,l]=X[N,M].*P[N,M]
具体的,待延迟多普勒域信号x[k,l]为:
12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换,得时间-频率域信号Xp[n,m]为:
对时间-频率域信号Xp[n,m]进行加窗,得加窗后的信号Xp[n,m];
X[n,m]=Wtx[n,m]Xp[n,m]
对加窗后的信号Xp[n,m]进行海森堡变换,得发送端处待发送的时域信号x(t)为:
2)接收端获得时域的接收信号,再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号,然后经接收端的导频检测,得信道系数,完成环绕式导频设计辅助的信道估计。
步骤2)中,接收端获得时域的接收信号y(t)为:
步骤2)中,经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号为:
步骤2)中,接收端进行导频检测的具体过程为:
在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算,并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和,得求和结果Row_sumk,kp≤k≤kp+kv+2,和Col_suml,lp≤l≤lp+lτ+2;
找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max,得接收端的符号y[Row_max,Col_max];
通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量,对y[Row_max,Col_max]以下判断:
得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号,通过两个符号之间位置的变换,获得信道的延迟及多普勒信息,再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号,得信道系数。
参考图2,图2中左边部分为发射端符号界面的整体示意图,右边为导频设置区域的示意图。图中×代表数据符号,○代表缓冲符号,□代表高能量导频符号,在发送端选取一块合适的区域进行导频设置,如图2中所示,导频设置区域范围由最大延迟和最大多普勒共同决定。区域的边界与数据符号接壤处设置高能量导频符号,区域中心其余部分则设置缓冲符号,用于接收端检测方案对信号进行检测。
参考图3,图3中左边部分是接收端符号界面的整体示意图,右边是导频检测区域的接收符号示意图。图3中田代表导频检测区域,×代表数据符号,○代表缓冲符号,□代表高能量导频符号,标红的□则是用于信道估计的符号。在接收端选取与发送端相对应的区域进行信道估计,如图3中所示,对导频检测区域的接收到的各类符号进行能量统计,并最终通过检测方案找出用于信道估计的符号,与发送端所对应的符号共同得到信道的延迟、多普勒和信道系数等参数。
参考图4,表明本发明相比普遍使用的嵌入式导频设计方案误码率并没有下降。参考图5及图6,表明本发明相比普遍使用的嵌入式导频设计方案,导频开销明显减少,且随着最大多普勒和最大延迟的增大,会更加明显。
Claims (3)
1.一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法,其特征在于,包括以下步骤:
1)发送端生成随机比特数据,再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号,然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号,最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号;
2)接收端获得时域的接收信号,再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号,然后经接收端的导频检测,得信道系数,完成环绕式导频设计辅助的信道估计;
步骤1)的具体操作为:
11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M],再经导频方案矩阵P[N,M]处理后,得延迟多普勒域信号x[k,l]为:
x[k,l]=X[N,M].*P[N,M]
12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换,得时间-频率域信号Xp[n,m]为:
对时间-频率域信号Xp[n,m]进行加窗,得加窗后的信号Xp[n,m];
X[n,m]=Wtx[n,m]Xp[n,m]
对加窗后的信号Xp[n,m]进行海森堡变换,得发送端处待发送的时域信号x(t)为:
得延迟多普勒域信号x[k,l]为:
步骤2)中,接收端进行导频检测的具体过程为:
在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算,并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和,得求和结果Row_sumk,kp≤k≤kp+kv+2,和Col_suml,lp≤l≤lp+lτ+2;
找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max,得接收端的符号y[Row_max,Col_max];
通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量,对y[Row_max,Col_max]以下判断:
得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号,通过两个符号之间位置的变换,获得信道的延迟及多普勒信息,再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号,得信道系数。
2.根据权利要求1所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法,其特征在于,步骤2)中,接收端获得时域的接收信号y(t)为:
y(t)=∫v∫τh(τ,v)x(t-τ)ej2πv(t-τ)dτdv。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111165952.5A CN113992481B (zh) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202111165952.5A CN113992481B (zh) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN113992481A CN113992481A (zh) | 2022-01-28 |
CN113992481B true CN113992481B (zh) | 2023-05-02 |
Family
ID=79737584
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202111165952.5A Active CN113992481B (zh) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN113992481B (zh) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115086114B (zh) * | 2022-06-10 | 2023-08-15 | 西安电子科技大学 | 基于分散式放置正交时频空otfs导频的信道估计方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107819709A (zh) * | 2017-10-26 | 2018-03-20 | 成都信息工程大学 | 一种移动目标检测的方法及装置 |
CN112235223A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-15 | 北京邮电大学 | 一种抗干扰通信方法及电子设备 |
CN112929316A (zh) * | 2021-01-25 | 2021-06-08 | 南京邮电大学 | 基于otfs调制的交错式时频多址方式调制解调方法及装置 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100603572B1 (ko) * | 2004-09-30 | 2006-07-24 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서의 파일럿 신호 검출 장치 및 그 방법 |
WO2017087706A1 (en) * | 2015-11-18 | 2017-05-26 | Cohere Technologies | Orthogonal time frequency space modulation techniques |
WO2019055861A1 (en) * | 2017-09-15 | 2019-03-21 | Cohere Technologies, Inc. | REALIZING SYNCHRONIZATION IN AN ORTHOGONAL SPACE-FREQUENCY SPACE SIGNAL RECEIVER |
-
2021
- 2021-09-30 CN CN202111165952.5A patent/CN113992481B/zh active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107819709A (zh) * | 2017-10-26 | 2018-03-20 | 成都信息工程大学 | 一种移动目标检测的方法及装置 |
CN112235223A (zh) * | 2020-09-11 | 2021-01-15 | 北京邮电大学 | 一种抗干扰通信方法及电子设备 |
CN112929316A (zh) * | 2021-01-25 | 2021-06-08 | 南京邮电大学 | 基于otfs调制的交错式时频多址方式调制解调方法及装置 |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
"Embedded Pilot-Aided Channel Estimation for OTFS in Delay–Doppler Channels";P.Raviteja;《IEEE》;20190320;全文 * |
"Low-Complexity and Low-Overhead Receiver for OTFS via Large-Scale Antenna Array";Yaru Shan;《IEEE》;20210413;全文 * |
"多载波系统基于导频的信道估计技术及仿真 ——索引调制多载波系统基于导频的信道估计技术及仿真";彭雨晨;《中国优秀硕士学位论文全文数据库信息科技辑》;20170215;全文 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN113992481A (zh) | 2022-01-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Sure et al. | A survey on OFDM channel estimation techniques based on denoising strategies | |
KR102383393B1 (ko) | 기준 신호 송수신 방법 및 장치 | |
CN102291363B (zh) | 一种用于ofdm系统的信道估计及数据检测方法 | |
CN110266617B (zh) | 超奈奎斯特系统的多径信道估计方法 | |
CN102143115B (zh) | 基于部分对称扩展离散傅立叶变换的信道估计方法 | |
CN104717162B (zh) | Ofdm超宽带系统非线性失真恢复与信道估计高效联合方法 | |
CN108462557B (zh) | 一种fbmc系统中联合信道估计的迭代检测方法 | |
Liu et al. | Symbol cyclic shift equalization PAM-OFDM—A low complexity CP-free OFDM scheme | |
CN113992481B (zh) | 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 | |
US20230318894A1 (en) | Pilot transmission method and apparatus, network side device, and storage medium | |
CN114696971A (zh) | 导频传输方法、装置、设备及存储介质 | |
CN104836770B (zh) | 一种基于相关平均与加窗的定时估计方法 | |
CN102377726B (zh) | Ofdm系统的定时同步方法 | |
CN106850471A (zh) | 一种利用加权虚拟导频的时频域联合插值信道估计方法 | |
CN106789780B (zh) | 低轨卫星ofdm系统中载波间干扰自消除方法 | |
CN106911621B (zh) | 一种基于v-ofdm的信道均衡和跟踪方法 | |
Haghighi et al. | Effects of side information on complexity reduction in superimposed pilot channel estimation in OFDM systems | |
CN115442195A (zh) | 一种多普勒轴插零扩展的otfs调制方法 | |
CN102801662B (zh) | 一种多带超宽带系统隐藏导频的信道估计方法及装置 | |
KR101674319B1 (ko) | Ofdm 시스템에서 측정벡터 결합을 이용하여 다중채널을 추정하는 방법 및 장치 | |
CN110351217A (zh) | 一种无循环前缀猝发正交频分复用信号传输方法 | |
US20230188295A1 (en) | Pilot transmission method and device | |
CN113315731B (zh) | 一种基于比特域叠加训练序列的载波同步方法 | |
CN112422470B (zh) | 基于数据辅助下fbmc系统的信道阶数和信噪比估计 | |
CN114826838B (zh) | 基于前导序列的fbmc雷达通信一体化系统信道估计算法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |