CN112235223A - 一种抗干扰通信方法及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本说明书一个或多个实施例提供一种抗干扰通信方法与电子设备，能够解决码间干扰与窄带干扰所造成的通信质量下降问题。所述电子设备包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的用于执行抗干扰通信方法的计算机程序。所述抗干扰通信方法包括：信号发送端将初始调制信息的信息符号分配到时延‑多普勒域资源栅格得到混跳符号信号，对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，得到时域发送信号；将所述时域发送信号传输至通信信道，信号接收端接收相应的时域接收信号；对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号；对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定所述信号发送端发送的通信信息。

Description

一种抗干扰通信方法及电子设备
技术领域
本说明书一个或多个实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种抗干扰通信方法与电子设备。
背景技术
在无线通信中，为了抵抗复杂的无线通信环境对通信质量产生的影响，同时也为了提高通信的传输速率与频带利用率，往往要采用波形设计技术。良好的波形设计有助于提升通信质量与通信速度，例如在4G中使用的正交频分多址(Orthogonal FrequencyDivision Multiple Access，OFDMA)接入技术能够很好地对抗无线传输环境中的频率选择性衰落，可以获得很高的频谱利用率。
现有OFDMA技术基于正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)调制，其对多普勒效应的敏感程度极高，当终端在高速移动时，多普勒效应将导致OFDM分配的各个子载波之间不再正交，产生码间干扰，极大地影响通信质量；同时，在时频域进行调制在有窄带干扰的情况下传输性能也会收到影响。
发明内容
有鉴于此，本说明书一个或多个实施例的目的在于提出一种抗干扰通信方法及电子设备，以解决现有OFDMA通信因码间干扰与窄带干扰所造成的通信质量下降问题。
基于上述目的，本说明书一个或多个实施例提供了一种抗干扰通信方法，包括：
信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]；
依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)；
所述信号发送端将所述时域发送信号传输至通信信道，所述时域发送信号经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)；
信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]；
对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000021
根据所述信息符号序列结果，结合所述资源混跳分配方式确定相应所述信号发送端发送的通信信息。
可选的，所述信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]，包括：
将包含M个子载波、每个子载波可承载N个信息符号的正交时频空资源块相对应的时延-多普勒域平面划分为M×N的资源栅格；
根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]。
可选的，所述根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]，包括：
当所述初始调制信息只包括单个用户的通信信息时：
所述信息符号表示为{α0，α1，…，αV-1}，从所述资源栅格中随机选取V个栅格组成所述混跳图样，信息符号αv∈{α0，α1，…，αV-1},(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为(υv，τv)，所述混跳符号信号：
Figure BDA0002677972070000022
当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且中低速传输时：
用户i相应的所述信息符号表示为
Figure BDA0002677972070000023
从所述资源栅格中为用户i随机选取V个栅格组成所述混跳图样，多个用户的混跳图样之间不发生重叠，信息符号
Figure BDA0002677972070000024
(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为
Figure BDA0002677972070000025
则用户i相应的子混跳信号为：
Figure BDA0002677972070000031
当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且高速传输时：
沿所述资源栅格的时延维度或多普勒维度对所述资源栅格进行划分，根据划分结果确定各用户相应的所述混跳图样，确定用户i相应的子混跳信号为：
Figure BDA0002677972070000032
或
Figure BDA0002677972070000033
可选的，所述依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)，包括：
所述信号发送端对所述混跳符号信号x[k,l]进行逆辛傅里叶变换，得到时间-频率域发送信号X[n,m]：
Figure BDA0002677972070000034
其中，M表示正交时频空资源块中子载波数量，N表示每个子载波中可承载的信息符号数量；
对所述时间-频率域发送信号X[n,m]进行海森伯格变换，得到所述时域发送信号s(t)：
Figure BDA0002677972070000035
其中，gtx(*)表示发送滤波器，T表示正交频分复用的符号长度，Δf为子载波间隔，TΔf＝1。
可选的，所述信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]，包括：
经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)为：
r(t)＝∫H(t,f)S(f)ej2πftdf (7)
其中，H(t,f)是所述通信信道在时延-多普勒域的冲激响应h(τ,υ)经逆辛傅里叶变换得到，S(f)是所述时域发送信号s(t)经傅里叶变换得到；
所述信号接收端对所述时域接收信号r(t)进行维格纳变换，得到时间-频率域接收信号Y(t,f)：
Figure BDA0002677972070000041
其中，grx(*)表示接收滤波器，Agrx,r(t,f)表示所述接收滤波器grx(*)与所述时域接收信号r(t)的互模糊函数；
对所述时间-频率域接收信号Y(t,f)进行采样，得到时间-频率域采样信号Y[n,m]：
Y[n,m]＝Y(t,f)|t＝nT,f＝mΔf (9)；
对所述时间-频率域采样信号Y[n,m]进行辛傅里叶变换，得到所述接收信号y[k,l]：
Figure BDA0002677972070000042
可选的，所述对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000043
包括：
根据所述接收信号与所述通信信道设定因子节点与校验节点，对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化；
初始化迭代次数并设置迭代限定值，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新；
根据所述符号概率的最终迭代结果进行符号译码判定，确定所述信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000044
其中，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新，包括：
根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数；
根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数；
根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率。
可选的，所述对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化，包括：
所述符号概率初始值
Figure BDA0002677972070000051
所述校验节点回传参数包括校验节点回传方差与校验节点回传均值，所述校验节点回传方差初始值
Figure BDA0002677972070000052
所述校验节点回传均值初始值
Figure BDA0002677972070000053
所述根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数，包括：
根据所述符号概率计算确定因子节点参数，所述因子节点参数包括因子节点均值与因子节点方差：
Figure BDA0002677972070000054
Figure BDA0002677972070000055
其中，
Figure BDA0002677972070000056
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的均值，
Figure BDA0002677972070000057
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的方差；
所述符号概率
Figure BDA0002677972070000058
表示第σ次迭代更新后第α个因子节点Aα的信息取值码字c的概率，其中c∈[0,1,2,…,Q-1]，Q表示调制阶数；
函数
Figure BDA0002677972070000059
表示依据概率
Figure BDA00026779720700000510
计算[*]的均值；
根据所述因子节点均值
Figure BDA00026779720700000511
所述因子节点方差
Figure BDA00026779720700000512
结合所述回传估计参数，计算确定因子节点传递参数，所述因子节点传递参数包括因子节点传递均值与因子节点传递方差：
Figure BDA00026779720700000513
Figure BDA00026779720700000514
其中，
Figure BDA00026779720700000515
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递均值，
Figure BDA00026779720700000516
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递方差，
Figure BDA00026779720700000517
表示通信信道参数矩阵H第β行第α列参数；
Figure BDA00026779720700000518
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure BDA00026779720700000519
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
可选的，所述根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数，包括：
根据所述因子节点传递参数，计算确定校验节点参数，所述校验节点参数包括校验节点均值与校验节点方差：
Figure BDA0002677972070000061
Figure BDA0002677972070000062
其中，
Figure BDA0002677972070000063
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的方差，
Figure BDA0002677972070000064
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的均值，
Figure BDA0002677972070000065
表示噪声方差，yβ表示接收信号向量y的第β个信号；
根据所述校验节点方差
Figure BDA0002677972070000066
与所述校验节点均值
Figure BDA0002677972070000067
计算确定校验节点回传参数，所述校验节点回传参数包括校验节点回传均值与校验节点回传方差：
Figure BDA0002677972070000068
Figure BDA0002677972070000069
其中，
Figure BDA00026779720700000610
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure BDA00026779720700000611
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
可选的，所述根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率，包括：
根据所述校验节点回传参数，计算确定所述回传估计参数，所述回传估计参数包括回传估计均值与回传估计方差：
Figure BDA00026779720700000612
Figure BDA00026779720700000613
其中，
Figure BDA00026779720700000614
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计方差，
Figure BDA00026779720700000615
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计均值；
根据所述回传估计方差
Figure BDA0002677972070000071
与回传估计均值
Figure BDA0002677972070000072
计算确定新的符号概率：
Figure BDA0002677972070000073
基于上述目的，本说明书一个或多个实施例还提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如下方法：
信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]；
依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)；
所述信号发送端将所述时域发送信号传输至通信信道，所述时域发送信号经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)；
信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]；
对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000074
根据所述信息符号序列结果，结合所述资源混跳分配方式确定相应所述信号发送端发送的通信信息。
从上面所述可以看出，本说明书一个或多个实施例提供的抗干扰通信方法及电子设备，将待传输通信信息承载于时延-多普勒域进行传输，针对通信移动终端移动所引起的时延-多普勒域的信道响应的多个冲击，承载于时延-多普勒域的信息不会产生码间干扰，从而保证更加优异的通信性能；此外通过ISFFT变换，将时频域的窄带干扰均匀地扩散至整个时延-多普勒平面，使之在接收端仅造成很小的信噪比损失，能够极大的降低窄带干扰对通信性能所造成的影响。在进行OTFS调制的同时采用混跳技术可以降低信号在时频平面上的功率谱密度，提高通信的抗干扰能力，并且在进行多用户高速率传输时，也可通过分配混跳图样将多用户的信息承载于时延-多普勒域的资源栅格之中，实现OTFS的多址接入。
附图说明
为了更清楚地说明本说明书一个或多个实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本说明书一个或多个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本说明书一个或多个实施例所提供的一种抗干扰通信方法示意图；
图2为本说明书一个或多个实施例所提供的一种抗干扰通信方法中信息符号分配方法示意图；
图3为本说明书一个或多个实施例所提供的一种抗干扰通信方法中对接收信号进行信息符号序列检测方法示意图；
图4为本说明书一个或多个实施例所提供的一种抗干扰通信方法中多用户中低速通信时信息符号分配的混跳图样示意图；
图5为本说明书一个或多个实施例示所提供的一种抗干扰通信方法中多用户高速通信时信息符号分配的混跳图样意图；
图6为本说明书一个或多个实施例示所提供的一种抗干扰通信电子设备结构示意图。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
需要说明的是，除非另外定义，本说明书一个或多个实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本说明书一个或多个实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
在一方面，本说明书一个或多个实施例提供了一种抗干扰通信方法。
如图1所示，本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法，包括：
S1：信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]；
S2：依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)；
S3：所述信号发送端将所述时域发送信号传输至通信信道，所述时域发送信号经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)；
S4：信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]；
S5：对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000091
S6：根据所述信息符号序列结果，结合所述资源混跳分配方式确定相应所述信号发送端发送的通信信息。
所述抗干扰通信方法，利用资源混跳分配机制将待传输通信信息承载于时延-多普勒域进行传输，针对通信移动终端移动所引起的时延-多普勒域的信道响应的多个冲击，承载于时延-多普勒域的信息不会产生码间干扰，在接收端进行信息符号序列检测，得到准确的通信信息，能够保证更加优异的通信性能；此外通过逆辛傅里叶变换(InverseSymplectic-Finite Fourier Transform，ISFFT)将时频域的窄带干扰均匀地扩散至整个时延-多普勒平面，使之在接收端仅造成很小的信噪比损失，能够极大的降低窄带干扰对通信性能所造成的影响，并且其中在进行正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space,OTFS)调制的同时采用混跳技术可以降低信号在时频平面上的功率谱密度，提高通信的抗干扰能力。
如图2所示，在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l](S1)，包括：
S201：将包含M个子载波、每个子载波可承载N个信息符号的正交时频空资源块相对应的时延-多普勒域平面划分为M×N的资源栅格；
S202：根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]。
在所述抗干扰通信方法中，将待传输通信信息承载于时延-多普勒域进行传输，其实现方式为将待传输通信信息稀疏分配到OTFS通信资源栅格中。对于包含M个子载波、每个子载波可承载N个信息符号的OTFS资源块，一次可满载MN个调制符号，以调制符号为最小单元将OTFS资源块划分为M×N的资源栅格，所述资源栅格是在时延-多普勒域内划分得到的资源栅格。之后根据资源混跳分配方式与待传输通信信息相应的所述初始调制信息的信息符号稀疏地分配到所述资源栅格中，在对所述信息符号进行混跳分配时可以采用随机分配方式，对于每个信息符号都从资源栅格中随机选取一个空栅格进行分配，或者可以依据一定的规律进行分配，例如根据信息符号数目将M×N的资源栅格进行分区分块，每个分组中分配一个信息符号，又或者可以从M×N的资源栅格中选取某一行或某一列对信息符号进行分配，本领域技术人员应当理解的是对所述信息符号进行混跳分配时可以采用的方式是多种多样的。采用上述的混跳分配方式，可以将多个初始调制信息的信息符号都分配在所述资源栅格中，不同初始调制信息的信息符号之间互不重叠，从而实现OTFS的多址接入，混跳分配后确定的时延-多普勒域信号转换到时间-频率域信号后其在时间-频率与的功率谱密度也大大降低，从而能够进一步的提高通信的抗干扰能力。
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]，包括：
当所述初始调制信息只包括单个用户的通信信息时：
所述信息符号表示为{α0，α1，…，αV-1}，从所述资源栅格中随机选取V个栅格组成所述混跳图样，信息符号αv∈{α0，α1，…，αV-1},(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为(υv，τv)，所述混跳符号信号：
Figure BDA0002677972070000101
参考图4所示，当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且中低速传输时：
用户i相应的所述信息符号表示为
Figure BDA0002677972070000111
从所述资源栅格中为用户i随机选取V个栅格组成所述混跳图样，多个用户的混跳图样之间不发生重叠，信息符号
Figure BDA0002677972070000112
(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为
Figure BDA0002677972070000113
则用户i相应的混跳符号信号为：
Figure BDA0002677972070000114
当设计多用户通信信息时，多个用户的信息符号分别填入所述资源栅格中，每个用户相应的混跳图样之间互不重叠；
参考图5所示，当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且高速传输时：
沿所述资源栅格的时延维度或多普勒维度对所述资源栅格进行划分，根据划分结果确定各用户相应的所述混跳图样，确定用户i相应的混跳符号信号为：
Figure BDA0002677972070000115
或
Figure BDA0002677972070000116
在所述抗干扰通信方法中，在所述资源栅格中每个栅格都有相应的栅格坐标，对信息符号的分配结果可以利用栅格坐标来表示，对于信息符号αv其所分配的资源栅格的栅格坐标为(υv，τv)，其中，υv对应多普勒坐标，τv对应时延坐标，同样的当多用户中低速通信传输时，每个用户相应的信息符号的分配结果也这样表示，而当多用户高速通信传输时，所述资源栅格被占满，一种可选的分配方式是沿所述资源栅格的时延维度或多普勒维度对所述资源栅格进行划分，充分利用资源栅格。
需要说明的是，当处于用户信号下行传输场景时，多个用户信号叠加后发送，叠加后所述混跳符号信号为：
Figure BDA0002677972070000121
当处于用户信号上行传输场景时，各用户的所述子混跳信号单独发送，所述混跳符号信号为：
x[k,l]＝xi[k,l]
相应的，上行传输场景下，信号接收端的所述时域接收信号r(t)是个用户发送的信号之和，与各用户的所述混淆符号信号对应的接收信号为ri(t),所述时域接收信号：
Figure BDA0002677972070000122
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)，包括：
所述信号发送端对所述混跳符号信号x[k,l]进行逆辛傅里叶变换，得到时间-频率域发送信号X[n,m]：
Figure BDA0002677972070000123
其中，M表示正交时频空资源块中子载波数量，N表示每个子载波中可承载的信息符号数量；
对所述时间-频率域发送信号X[n,m]进行海森伯格变换，得到所述时域发送信号s(t)：
Figure BDA0002677972070000124
其中，gtx(*)表示发送滤波器，T表示正交频分复用的符号长度，Δf为子载波间隔，TΔf＝1。
在所述抗干扰通信方法中，对所述混跳符号信号x[k,l]进行逆辛傅里叶变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转化为时间-频率域的X[n,m]，再对所述时间-频率域发送信号X[n,m]进行海森伯格(Heisenberg transform)变换，进一步的将信号转化为便于通信传输的时域发送信号s(t)进行发送。
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]，包括：
所述时域发送信号s(t)经过通信信道时会受到通信信道的影响，所述信号接收端接收经通信信道影响后的信号即所述时域接收信号r(t)；
经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)为：
r(t)＝∫H(t,f)S(f)ej2πftdf (7)
其中，H(t,f)是所述通信信道在时延-多普勒域的冲激响应h(τ,υ)经逆辛傅里叶变换得到，用以表述通信信道在时间-频率域内对发送信号所造成的影响，上述公式(7)表述了H(t,f)与所述时域接收信号r(t)之间的关系，据此求得所述时域接收信号r(t)，S(f)是所述时域发送信号s(t)经傅里叶变换得到；
所述信号接收端对所述时域接收信号r(t)进行维格纳变换，得到时间-频率域接收信号Y(t,f)：
Figure BDA0002677972070000131
其中，grx(*)表示接收滤波器，Agrx,r(t,f)表示所述接收滤波器grx(*)与所述时域接收信号r(t)的互模糊函数；
对所述时间-频率域接收信号Y(t,f)进行采样，得到时间-频率域采样信号Y[n,m]：
Y[n,m]＝Y(t,f)|t＝nT,f＝mΔf (9)；
对所述时间-频率域采样信号Y[n,m]进行辛傅里叶变换，得到所述接收信号y[k,l]：
Figure BDA0002677972070000132
需要说明的是，以上过程中如果信号发送端的所述发送滤波器gtx(*)与信号接收端的所述接收滤波器grx(*)在时间与频率上完全局部化，满足时-频域满足双正交特性，上述公式(9)可以简化为：
Y[n,m]＝H[n,m]X[n,m]
其中，H[n,m]表示所述通信信道的时间-频率域冲激响应采样值：
H[n,m]＝∫∫h(τ,υ)ej2πυnTe-j2πmΔfτdτdυ
由此确定Y[n,m]作为所述辛傅里叶变换的输入。
处于时延-多普勒域的所述接收信号y[k,l]实际上是时延-多普勒域混跳符号信号x[k,l]与时延-多普勒域信道冲激响应之间的二维循环卷积结果，即：
Figure BDA0002677972070000141
在所述抗干扰通信方法中，对所述时域接收信号r(t)进行维格纳变换(Wignertransform)，将其转换为时间-频率域接收信号Y(t,f)，再对Y(t,f)采样后的时间-频率域采样信号Y[n,m]进行辛傅里叶变换(Symplectic-Finite Fourier Transform，SFFT)得到处于时延-多普勒域的所述接收信号y[k,l]。在所述抗干扰通信方法中，信号发送端将待传输通信信息承载于时延-多普勒域进行传输，因此在信号接收端再将过程中的传输信号转换还原到时延-多普勒域，与最初的所述混跳符号信号相对应，从而便于获取准确的通信信息。
如图3所示，在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000143
包括：
S301：根据所述接收信号与所述通信信道设定因子节点与校验节点，对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化；
S302：初始化迭代次数并设置迭代限定值，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新；
S303：根据所述符号概率的最终迭代结果进行符号译码判定，确定所述信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000142
其中，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新S302，包括：
根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数；
根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数；
根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率。
在所述抗干扰通行方法中，在信号接收端确定所述接收信号y[k,l]之后，还对所述接收信号y[k,l]进行信息符号序列检测。对于接收到的
对于接收到的y[k,l]，在时延-多普勒域的接收信号实际上是时延-多普勒域的发送信号x[k,l]与时延-多普勒域信道冲激响应之间的二维循环卷积并且叠加噪声的结果，具体形式为：
Figure BDA0002677972070000151
其中，P表示栅格总数，P＝M*N；
对时延-多普勒域发送端的信息符号x[k,l]序列的检测需要用到解卷积操作。即x[k,l]为如下MN个线性方程组的解：
y＝Hx+w
其中，y，x，w分别是y[k,l]、x[k,l]与w[k,l]的一维向量表示，w[k,l]表示叠加噪声，H为通信信道参数矩阵。
在所述抗干扰通行方法中确定所述信息符号x[k,l]的值采用信息符号序列检测的方法，通过符号概率迭代更新的方式利用最终迭代结果确定所述信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000152
在迭代更新时设置迭代次数初始值为0，之后所述符号概率每更新一次，所述迭代次数加一，直至所述迭代次数超过预设的迭代限定值。
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化，包括：
所述符号概率初始值
Figure BDA0002677972070000153
所述校验节点回传参数包括校验节点回传方差与校验节点回传均值，所述校验节点回传方差初始值
Figure BDA0002677972070000154
所述校验节点回传均值初始值
Figure BDA0002677972070000155
所述根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数，包括：
根据所述符号概率计算确定因子节点参数，所述因子节点参数包括因子节点均值与因子节点方差：
Figure BDA0002677972070000156
Figure BDA0002677972070000157
其中，
Figure BDA0002677972070000158
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的均值，
Figure BDA0002677972070000159
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的方差；
所述符号概率
Figure BDA0002677972070000161
表示第σ次迭代更新后第α个因子节点Aα的信息取值码字c的概率，其中c∈[0,1,2,…,Q-1]，Q表示调制阶数；
函数
Figure BDA0002677972070000162
表示依据概率
Figure BDA0002677972070000163
计算[*]的均值；
根据所述因子节点均值
Figure BDA0002677972070000164
所述因子节点方差
Figure BDA0002677972070000165
结合所述回传估计参数，计算确定因子节点传递参数，所述因子节点传递参数包括因子节点传递均值与因子节点传递方差：
Figure BDA0002677972070000166
Figure BDA0002677972070000167
其中，
Figure BDA0002677972070000168
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递均值，
Figure BDA0002677972070000169
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递方差，
Figure BDA00026779720700001610
表示通信信道参数矩阵H第β行第α列参数；
Figure BDA00026779720700001611
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure BDA00026779720700001612
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数，包括：
根据所述因子节点传递参数，计算确定校验节点参数，所述校验节点参数包括校验节点均值与校验节点方差：
Figure BDA00026779720700001613
Figure BDA00026779720700001614
其中，
Figure BDA00026779720700001615
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的方差，
Figure BDA00026779720700001616
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的均值，
Figure BDA00026779720700001617
表示噪声方差，yβ表示接收信号向量y的第β个信号；
根据所述校验节点方差
Figure BDA00026779720700001618
与所述校验节点均值
Figure BDA00026779720700001619
计算确定校验节点回传参数，所述校验节点回传参数包括校验节点回传均值与校验节点回传方差：
Figure BDA0002677972070000171
Figure BDA0002677972070000172
其中，
Figure BDA0002677972070000173
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure BDA0002677972070000174
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
在本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信方法中，所述根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率，包括：
根据所述校验节点回传参数，计算确定所述回传估计参数，所述回传估计参数包括回传估计均值与回传估计方差：
Figure BDA0002677972070000175
Figure BDA0002677972070000176
其中，
Figure BDA0002677972070000177
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计方差，
Figure BDA0002677972070000178
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计均值；
根据所述回传估计方差
Figure BDA0002677972070000179
与回传估计均值
Figure BDA00026779720700001710
计算确定新的符号概率：
Figure BDA00026779720700001711
确定新的所述符号概率之后，所述因子节点又根据它计算新的因子节点均值与因子节点方差。
在另一方面，本说明书一个或多个实施例提供了一种抗干扰通信电子设备。
本说明一个或多个实施例所提供的抗干扰通信电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如下方法：
信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]；
依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)；
所述信号发送端将所述时域发送信号传输至通信信道，所述时域发送信号经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)；
信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]；
对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure BDA0002677972070000181
根据所述信息符号序列结果，结合所述资源混跳分配方式确定相应所述信号发送端发送的通信信息。
图6示出了本实施例所提供的一种更为具体的电子设备硬件结构示意图，该设备可以包括：处理器1010、存储器1020、输入/输出接口1030、通信接口1040和总线1050。其中处理器1010、存储器1020、输入/输出接口1030和通信接口1040通过总线1050实现彼此之间在设备内部的通信连接。
处理器1010可以采用通用的CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、微处理器、应用专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、或者一个或多个集成电路等方式实现，用于执行相关程序，以实现本说明书实施例所提供的所述抗干扰通信方法。
存储器1020可以采用ROM(Read Only Memory，只读存储器)、RAM(Random AccessMemory，随机存取存储器)、静态存储设备，动态存储设备等形式实现。存储器1020可以存储操作系统和其他应用程序，在通过软件或者固件来实现本说明书实施例所提供的所述抗干扰通信方法时，相关的程序代码保存在存储器1020中，并由处理器1010来调用执行。
输入/输出接口1030用于连接输入/输出模块，以实现信息输入及输出。输入输出/模块可以作为组件配置在设备中(图中未示出)，也可以外接于设备以提供相应功能。其中输入设备可以包括键盘、鼠标、触摸屏、麦克风、各类传感器等，输出设备可以包括显示器、扬声器、振动器、指示灯等。
通信接口1040用于连接通信模块(图中未示出)，以实现本设备与其他设备的通信交互。其中通信模块可以通过有线方式(例如USB、网线等)实现通信，也可以通过无线方式(例如移动网络、WIFI、蓝牙等)实现通信。
总线1050包括一通路，在设备的各个组件(例如处理器1010、存储器1020、输入/输出接口1030和通信接口1040)之间传输信息。
需要说明的是，尽管上述设备仅示出了处理器1010、存储器1020、输入/输出接口1030、通信接口1040以及总线1050，但是在具体实施过程中，该设备还可以包括实现正常运行所必需的其他组件。此外，本领域的技术人员可以理解的是，上述设备中也可以仅包含实现本说明书实施例方案所必需的组件，而不必包含图中所示的全部组件。
需要说明的是，本说明书一个或多个实施例的方法可以由单个设备执行，例如一台计算机或服务器等。本实施例的方法也可以应用于分布式场景下，由多台设备相互配合来完成。在这种分布式场景的情况下，这多台设备中的一台设备可以只执行本说明书一个或多个实施例的方法中的某一个或多个步骤，这多台设备相互之间会进行交互以完成所述的方法。
上述对本说明书特定实施例进行了描述。其它实施例在所附权利要求书的范围内。在一些情况下，在权利要求书中记载的动作或步骤可以按照不同于实施例中的顺序来执行并且仍然可以实现期望的结果。另外，在附图中描绘的过程不一定要求示出的特定顺序或者连续顺序才能实现期望的结果。在某些实施方式中，多任务处理和并行处理也是可以的或者可能是有利的。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本公开的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本说明书一个或多个实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本说明书一个或多个实施例难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本说明书一个或多个实施例难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本说明书一个或多个实施例的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本公开的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本说明书一个或多个实施例。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
尽管已经结合了本公开的具体实施例对本公开进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。
本说明书一个或多个实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本说明书一个或多个实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种抗干扰通信方法，其特征在于，包括：
信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]；
依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)；
所述信号发送端将所述时域发送信号传输至通信信道，所述时域发送信号经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)；
信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]；
对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure FDA0002677972060000012
根据所述信息符号序列结果，结合所述资源混跳分配方式确定相应所述信号发送端发送的通信信息。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号发送端根据资源混跳分配方式将初始调制信息的信息符号分配到对应的时延-多普勒域资源栅格中，得到混跳符号信号x[k,l]，包括：
将包含M个子载波、每个子载波可承载N个信息符号的正交时频空资源块相对应的时延-多普勒域平面划分为M×N的资源栅格；
根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述信息符号的符号数从所述资源栅格中相应数量的栅格组成混跳图样，并确定所选取栅格的栅格坐标，根据所述栅格坐标确定所述混跳符号信号x[k,l]，包括：
当所述初始调制信息只包括单个用户的通信信息时：
所述信息符号表示为{α0，α1，…，αV-1}，从所述资源栅格中随机选取V个栅格组成所述混跳图样，信息符号αv∈{α0，α1，…，αV-1},(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为(υv，τv)，所述混跳符号信号：
Figure FDA0002677972060000011
当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且中低速传输时：
用户i相应的所述信息符号表示为
Figure FDA0002677972060000021
从所述资源栅格中为用户i随机选取V个栅格组成所述混跳图样，多个用户的混跳图样之间不发生重叠，信息符号
Figure FDA0002677972060000022
(v＝0,1,2,…,V-1)对应的栅格坐标为
Figure FDA0002677972060000023
则用户i的混跳符号信号为：
Figure FDA0002677972060000024
当所述初始调制信息涉及多用户通信信息且高速传输时：
沿所述资源栅格的时延维度或多普勒维度对所述资源栅格进行划分，根据划分结果确定各用户相应的所述混跳图样，确定用户i的混跳符号信号为：
Figure FDA0002677972060000025
或
Figure FDA0002677972060000026
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述依次对所述混跳符号信号进行逆辛傅里叶变换与海森伯格变换，将处于时延-多普勒域的所述混跳符号信号转换到时域，得到时域发送信号s(t)，包括：
所述信号发送端对所述混跳符号信号x[k,l]进行逆辛傅里叶变换，得到时间-频率域发送信号X[n,m]：
Figure FDA0002677972060000027
其中，M表示正交时频空资源块中子载波数量，N表示每个子载波中可承载的信息符号数量；
对所述时间-频率域发送信号X[n,m]进行海森伯格变换，得到所述时域发送信号s(t)：
Figure FDA0002677972060000028
其中，gtx(*)表示发送滤波器，T表示正交频分复用的符号长度，Δf为子载波间隔，TΔf＝1。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述信号接收端接收所述时域接收信号，依次对所述时域接收信号进行维格纳变换与辛傅里叶变换，得到接收信号y[k,l]，包括：
经所述通信信道作用得到时域接收信号r(t)为：
r(t)＝∫H(t,f)S(f)ej2πftdf (7)
其中，H(t,f)是所述通信信道在时延-多普勒域的冲激响应h(τ,υ)经逆辛傅里叶变换得到，S(f)是所述时域发送信号s(t)经傅里叶变换得到；
所述信号接收端对所述时域接收信号r(t)进行维格纳变换，得到时间-频率域接收信号Y(t,f)：
Figure FDA0002677972060000031
其中，grx(*)表示接收滤波器，Agrx,r(t,f)表示所述接收滤波器grx(*)与所述时域接收信号r(t)的互模糊函数；
对所述时间-频率域接收信号Y(t,f)进行采样，得到时间-频率域采样信号Y[n,m]：
Y[n,m]＝Y(t,f)|t＝nT,f＝mΔf (9)；
对所述时间-频率域采样信号Y[n,m]进行辛傅里叶变换，得到所述接收信号y[k,l]：
Figure FDA0002677972060000032
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述接收信号进行信息符号序列检测，确定信息符号序列结果
Figure FDA0002677972060000033
包括：
根据所述接收信号与所述通信信道设定因子节点与校验节点，对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化；
初始化迭代次数并设置迭代限定值，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新；
根据所述符号概率的最终迭代结果进行符号译码判定，确定所述信息符号序列结果
Figure FDA0002677972060000034
其中，根据所述回传估计参数对所述符号概率进行迭代更新，包括：
根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数；
根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数；
根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述对所述因子节点的符号概率与校验节点回传参数进行初始化，包括：
所述符号概率初始值
Figure FDA0002677972060000041
所述校验节点回传参数包括校验节点回传方差与校验节点回传均值，所述校验节点回传方差初始值
Figure FDA0002677972060000042
所述校验节点回传均值初始值
Figure FDA0002677972060000043
所述根据所述符号概率与所述回传估计参数，计算因子节点参数与因子节点传递参数，包括：
根据所述符号概率计算确定因子节点参数，所述因子节点参数包括因子节点均值与因子节点方差：
Figure FDA0002677972060000044
Figure FDA0002677972060000045
其中，
Figure FDA0002677972060000046
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的均值，
Figure FDA0002677972060000047
表示第σ次迭代更新中第α个因子节点Aα的方差；
所述符号概率
Figure FDA0002677972060000048
表示第σ次迭代更新后第α个因子节点Aα的信息取值码字c的概率，其中c∈[0,1,2,…,Q-1]，Q表示调制阶数；
函数
Figure FDA0002677972060000049
表示依据概率
Figure FDA00026779720600000410
计算[*]的均值；
根据所述因子节点均值
Figure FDA00026779720600000411
所述因子节点方差
Figure FDA00026779720600000412
结合所述回传估计参数，计算确定因子节点传递参数，所述因子节点传递参数包括因子节点传递均值与因子节点传递方差：
Figure FDA00026779720600000413
Figure FDA0002677972060000051
其中，
Figure FDA0002677972060000052
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递均值，
Figure FDA0002677972060000053
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα向校验节点Bβ的传递方差，
Figure FDA0002677972060000054
表示通信信道参数矩阵H第β行第α列参数；
Figure FDA0002677972060000055
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure FDA0002677972060000056
表示从校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据所述因子节点传递参数，计算校验节点参数与校验节点回传参数，包括：
根据所述因子节点传递参数，计算确定校验节点参数，所述校验节点参数包括校验节点均值与校验节点方差：
Figure FDA0002677972060000057
Figure FDA0002677972060000058
其中，
Figure FDA0002677972060000059
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的方差，
Figure FDA00026779720600000510
表示第σ次迭代更新中第β个校验节点Bβ的均值，
Figure FDA00026779720600000511
表示噪声方差，yβ表示接收信号向量y的第β个信号；
根据所述校验节点方差
Figure FDA00026779720600000512
与所述校验节点均值
Figure FDA00026779720600000513
计算确定校验节点回传参数，所述校验节点回传参数包括校验节点回传均值与校验节点回传方差：
Figure FDA00026779720600000514
Figure FDA00026779720600000515
其中，
Figure FDA00026779720600000516
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传方差，
Figure FDA00026779720600000517
表示第σ次迭代更新中校验节点Bβ向因子节点Aα的回传均值。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述校验节点回传参数，计算所述因子节点的回传估计参数，并根据所述回传估计参数更新所述符号概率，包括：
根据所述校验节点回传参数，计算确定所述回传估计参数，所述回传估计参数包括回传估计均值与回传估计方差：
Figure FDA0002677972060000061
Figure FDA0002677972060000062
其中，
Figure FDA0002677972060000063
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计方差，
Figure FDA0002677972060000064
表示第σ次迭代更新中因子节点Aα的回传估计均值；
根据所述回传估计方差
Figure FDA0002677972060000065
与回传估计均值
Figure FDA0002677972060000066
计算确定新的符号概率：
Figure FDA0002677972060000067
10.一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现如权利要求1至9任意一项所述的方法。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113992481A (zh) * 2021-09-30 2022-01-28 西安交通大学 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法
CN114884787A (zh) * 2022-04-22 2022-08-09 华中科技大学 适用快时变信道的波形可控多载波通信方法、装置及系统
CN114915530A (zh) * 2021-02-10 2022-08-16 维沃移动通信有限公司 数据发送处理方法、接收处理方法、装置及设备
WO2022171076A1 (zh) * 2021-02-09 2022-08-18 维沃移动通信有限公司 资源确定、配置方法及通信设备
CN114884787B (zh) * 2022-04-22 2024-06-04 华中科技大学 适用快时变信道的波形可控多载波通信方法、装置及系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101577692A (zh) * 2009-06-15 2009-11-11 北京邮电大学 一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置
CN108712189A (zh) * 2018-05-29 2018-10-26 电子科技大学 用于交织多址系统的结合近似消息传递的多用户检测方法
WO2019020201A1 (en) * 2017-07-28 2019-01-31 European Space Agency RECEIVER AND METHOD FOR PROCESSING A BROADBAND SIGNAL
CN111210665A (zh) * 2019-12-27 2020-05-29 中国航天科工集团八五一一研究所 一种基于单天线的星载ais时隙碰撞信号分离方法
CN111641575A (zh) * 2020-04-26 2020-09-08 北京邮电大学 一种正交时频二维空间调制信号接收方法及接收器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101577692A (zh) * 2009-06-15 2009-11-11 北京邮电大学 一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置
WO2019020201A1 (en) * 2017-07-28 2019-01-31 European Space Agency RECEIVER AND METHOD FOR PROCESSING A BROADBAND SIGNAL
CN108712189A (zh) * 2018-05-29 2018-10-26 电子科技大学 用于交织多址系统的结合近似消息传递的多用户检测方法
CN111210665A (zh) * 2019-12-27 2020-05-29 中国航天科工集团八五一一研究所 一种基于单天线的星载ais时隙碰撞信号分离方法
CN111641575A (zh) * 2020-04-26 2020-09-08 北京邮电大学 一种正交时频二维空间调制信号接收方法及接收器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YU ZHANG ET AL.: "A Systematic Limited Feedback Scheme for Temporally Correlated MISO Channels with Feedback Delay", 《IEEE》 *
王纯 等: "基于Ｋａｌｍａｎ滤波的ＧＰＳ／ＩＮＳ接收机自适应干扰抑制方法", 《航空学报》 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022171076A1 (zh) * 2021-02-09 2022-08-18 维沃移动通信有限公司 资源确定、配置方法及通信设备
CN114915530A (zh) * 2021-02-10 2022-08-16 维沃移动通信有限公司 数据发送处理方法、接收处理方法、装置及设备
WO2022171155A1 (zh) * 2021-02-10 2022-08-18 维沃移动通信有限公司 数据发送处理方法、接收处理方法、装置及设备
CN114915530B (zh) * 2021-02-10 2024-05-14 维沃移动通信有限公司 数据发送处理方法、接收处理方法、装置及设备
CN113992481A (zh) * 2021-09-30 2022-01-28 西安交通大学 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法
CN113992481B (zh) * 2021-09-30 2023-05-02 西安交通大学 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法
CN114884787A (zh) * 2022-04-22 2022-08-09 华中科技大学 适用快时变信道的波形可控多载波通信方法、装置及系统
CN114884787B (zh) * 2022-04-22 2024-06-04 华中科技大学 适用快时变信道的波形可控多载波通信方法、装置及系统

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