CN113992481A - 一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法，包括：1)发送端生成随机比特数据，再将随机比特数据处理成为延迟‑多普勒平面的符号，然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号，最后利用延迟‑多普勒形式表征的信道发送所述时域信号；2)接收端获得时域的接收信号，再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟‑多普勒平面的信号，然后经接收端的导频检测，得信道系数，完成环绕式导频设计辅助的信道估计，该方法能够提高频谱效率。

Description

一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法。

背景技术

在5G及之后的通信中，诸如高速列车通信及卫星通信等高移动性场景将成为一个重要的应用场景。在这些场景中，最重要的特征便是其高多普勒频移。而我们目前4G与5G通信所主要采用的调制技术——正交频分复用(OFDM)，对多普勒频偏十分敏感，会受到剧烈的影响后性能大幅下降。为了解决无线通信在高移动场景中的可靠应用，提出了正交时频空(OTFS)调制来对抗高多普勒频偏的影响。

一如之前几代调制技术，OTFS调制也需要解决调制通信过程中必然会遇到的一系列问题，而信道估计正是一个十分基础、必须面对的问题。而OTFS调制本身会涉及延迟-多普勒域、时间-频率域、时间域等多个域多种表征形式的信号，为OTFS信道估计提供了多样化的设计视角。其中有的研究顺延前代调制方案中的信道估计思路，提出基于伪随机噪声(PN)导频进行信道估计；有的研究在时间-频率域进行信道估计，但是以上方案的复杂度都很高，而且面对后续研究中可能更大的多普勒与延迟，不具有良好的鲁棒性。在众多的信道估计方案中，在延迟-多普勒域进行基于嵌入式导频辅助的信道估计方案凭借其低复杂度、简答的判决方案，成为了使用最多、最为经典的信道估计方案。但是由于其导频开销会随着最大延迟和最大多普勒的增大而大幅增加，且其阈值判决方案中的阈值并无适用于普遍场景的一个合理的取值方案，在实际应用中会产生比较大的困难。所以需要新的方案来解决延迟-多普勒域导频辅助的信道估计的巨大开销与实际应用问题，提高频谱效率，以满足未来可能面对的更高延迟、更大多普勒频偏的场景通信需求。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法，该方法能够提高频谱效率。

为达到上述目的，本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法包括以下步骤：

1)发送端生成随机比特数据，再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号，然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号，最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号；

2)接收端获得时域的接收信号，再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号，然后经接收端的导频检测，得信道系数，完成环绕式导频设计辅助的信道估计。

步骤1)的具体操作为：

11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M]，再经导频方案矩阵P[N,M]处理后，得延迟多普勒域信号x[k,l]为：

x[k,l]＝X[N,M].*P[N,M]

12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换，得时间-频率域信号X_p[n,m]为：

对时间-频率域信号X_p[n,m]进行加窗，得加窗后的信号X_p[n,m]；

X[n,m]＝W_tx[n,m]X_p[n,m]

对加窗后的信号X_p[n,m]进行海森堡变换，得发送端处待发送的时域信号x(t)为：

待延迟多普勒域信号x[k,l]为：

步骤2)中，接收端获得时域的接收信号y(t)为：

y(t)＝∫_v∫_τh(τ,v)x(t-τ)e^j2πv(t-τ)dτdv。

步骤2)中，经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号为：

步骤2)中，接收端进行导频检测的具体过程为：

在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算，并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和，得求和结果Row_sum_k,k_p≤k≤k_p+k_v+2，和Col_sum_l,l_p≤l≤l_p+l_τ+2；

找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max，得接收端的符号y[Row_max,Col_max]；

通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量，对y[Row_max,Col_max]以下判断：

得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号，通过两个符号之间位置的变换，获得信道的延迟及多普勒信息，再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号，得信道系数。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法在具体操作时，考虑延迟-多普勒平面的符号会经历相同的信道增益的特点，舍弃嵌入式导频设计方案中将数据符号与导频符号通过保护符号完全分离互不干扰的设计思想，通过符号间自身能量的对比，以获得整个延迟-多普勒平面的移动信息，从而估计信道的延迟与多普勒信息，经试验，本发明在导频开销上相比于经典的嵌入式导频设计方案取得较大的优化，且随着最大多普勒和最大延迟的增加，优化效果更加明显。另外，本发明采用符号间对比的思想，避免嵌入式导频设计方案中需要自己测试出比较合适的检测阈值的这个现实中比较难以实现的操作问题。

附图说明

图1为OTFS调制过程的示意图；

图2为发射端的环绕式导频辅助的符号界面的示意图；

图3为接收端的环绕式导频辅助的符号界面的示意图；

图4为不同信噪比下所提方案与嵌入式导频设计方案的误码率的对比图；

图5为不同最大多普勒下所提方案对于信号导频开销的改善对比图；

图6为不同最大延迟下所提方案对于信号导频开销的改善对比图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

在附图中示出了根据本发明公开实施例的结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。

参考图1，本发明所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法包括以下步骤：

1)发送端生成随机比特数据，再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号，然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号，最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号；

步骤1)的具体操作为：

11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M]，再经导频方案矩阵P[N,M]处理后，得延迟多普勒域信号x[k,l]为：

x[k,l]＝X[N,M].*P[N,M]

具体的，待延迟多普勒域信号x[k,l]为：

12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换，得时间-频率域信号X_p[n,m]为：

对时间-频率域信号X_p[n,m]进行加窗，得加窗后的信号X_p[n,m]；

X[n,m]＝W_tx[n,m]X_p[n,m]

对加窗后的信号X_p[n,m]进行海森堡变换，得发送端处待发送的时域信号x(t)为：

2)接收端获得时域的接收信号，再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号，然后经接收端的导频检测，得信道系数，完成环绕式导频设计辅助的信道估计。

步骤2)中，接收端获得时域的接收信号y(t)为：

步骤2)中，经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号为：

步骤2)中，接收端进行导频检测的具体过程为：

在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算，并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和，得求和结果Row_sum_k,k_p≤k≤k_p+k_v+2，和Col_sum_l,l_p≤l≤l_p+l_τ+2；

找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max，得接收端的符号y[Row_max,Col_max]；

通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量，对y[Row_max,Col_max]以下判断：

得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号，通过两个符号之间位置的变换，获得信道的延迟及多普勒信息，再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号，得信道系数。

参考图2，图2中左边部分为发射端符号界面的整体示意图，右边为导频设置区域的示意图。图中×代表数据符号，○代表缓冲符号，□代表高能量导频符号，在发送端选取一块合适的区域进行导频设置，如图2中所示，导频设置区域范围由最大延迟和最大多普勒共同决定。区域的边界与数据符号接壤处设置高能量导频符号，区域中心其余部分则设置缓冲符号，用于接收端检测方案对信号进行检测。

参考图3，图3中左边部分是接收端符号界面的整体示意图，右边是导频检测区域的接收符号示意图。图3中田代表导频检测区域，×代表数据符号，○代表缓冲符号，□代表高能量导频符号，标红的□则是用于信道估计的符号。在接收端选取与发送端相对应的区域进行信道估计，如图3中所示，对导频检测区域的接收到的各类符号进行能量统计，并最终通过检测方案找出用于信道估计的符号，与发送端所对应的符号共同得到信道的延迟、多普勒和信道系数等参数。

参考图4，表明本发明相比普遍使用的嵌入式导频设计方案误码率并没有下降。参考图5及图6，表明本发明相比普遍使用的嵌入式导频设计方案，导频开销明显减少，且随着最大多普勒和最大延迟的增大，会更加明显。

Claims (6)

1.一种环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)发送端生成随机比特数据，再将随机比特数据处理成为延迟-多普勒平面的符号，然后经逆辛傅里叶变换及海森堡变换后成为时域信号，最后利用延迟-多普勒形式表征的信道发送所述时域信号；

2)接收端获得时域的接收信号，再经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号，然后经接收端的导频检测，得信道系数，完成环绕式导频设计辅助的信道估计。

2.根据权利要求1所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，步骤1)的具体操作为：

11)通过随机比特形成原始数据符号X[N,M]，再经导频方案矩阵P[N,M]处理后，得延迟多普勒域信号x[k,l]为：

x[k,l]＝X[N,M].*P[N,M]

12)对延迟多普勒域信号进行逆辛傅里叶变换，得时间-频率域信号X_p[n,m]为：

对时间-频率域信号X_p[n,m]进行加窗，得加窗后的信号X_p[n,m]；

X[n,m]＝W_tx[n,m]X_p[n,m]

对加窗后的信号X_p[n,m]进行海森堡变换，得发送端处待发送的时域信号x(t)为：

3.根据权利要求2所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，待延迟多普勒域信号x[k,l]为：

4.根据权利要求2所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，步骤2)中，接收端获得时域的接收信号y(t)为：

5.根据权利要求4所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，步骤2)中，经过维格纳变换及辛傅里叶变换后获得接收端的延迟-多普勒平面的信号为：

6.根据权利要求2所述的环绕式导频设计辅助的信道估计方法，其特征在于，步骤2)中，接收端进行导频检测的具体过程为：

在导频检测区域y[k,l]对每个符号的能量进行计算，并且对该区域的符号的能量进行每行及每列进行求和，得求和结果Row_sum_k,k_p≤k≤k_p+k_v+2，和Col_sum_l,l_p≤l≤l_p+l_τ+2；

找出导频检测区域中能量最高的行Row_max及能量最高的列Col_max，得接收端的符号y[Row_max,Col_max]；

通过比较y[Row_max-1,Col_max]与y[Row_max+1,Col_max]的符号能量，对y[Row_max,Col_max]以下判断：

得y[Row_max,Col_max]对应的发送端符号，通过两个符号之间位置的变换，获得信道的延迟及多普勒信息，再将信道的延迟及多普勒信息除以对应符号，得信道系数。

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