CN115086114A - 基于分散式放置正交时频空otfs导频的信道估计方法 - Google Patents

基于分散式放置正交时频空otfs导频的信道估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于分散式放置正交时频空OTFS导频的信道估计方法，其实现步骤是：1、在时延‑多普勒域的发送数据同一帧的不同位置，叠加放置四个相互正交的导频符号；2、对时延‑多普勒域数据块进行逆辛傅利叶变换，再对该数据块进行海森堡变换，发送得到的时域信号；3、接收端接收到的时延‑多普勒域数据块信号，进行阈值检测；4、提取超过阈值的接受端的数据块信号，进行相位复原；5、针对每条信道路径进行联合信道估计。本发明在发送端的每一帧数据里分散放置四个相互正交的导频符号，降低了导频所需的最大导频信噪比，提升了系统的PAPR性能。

Description

基于分散式放置正交时频空OTFS导频的信道估计方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信技术领域中的一种基于分散式放置正交时频空OTFS(Orthogonal Time Frequency Space)导频的信道估计方法。本发明可用于从OTFS系统接收的导频信号中估计相应的信道信息。
背景技术
目前，在5G以及WIFI无线网络中广泛使用的正交频分OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)调制技术容易受到多普勒效应的影响。OTFS在高移动性无线通信场景下相较于OFDM有着更好的性能表现。正交时频空OTFS是一种在时延多普勒域进行调制的二维调制方案，通过一系列二维变换，将双色散信道转换为在时延多普勒域近似非衰落的信道。OTFS系统面临的挑战主要之一就是如何精确的估计时延多普勒信道状态信息。对于OTFS系统的信道估计，面临的主要挑战就是如何放置导频，并进行信道估计，如果导频放置方案不好则会造成整个系统的PAPR性能过差，也会造成信道估计的性能不好，不利于实际系统的实用性。
Weijie Yuan，Shuangyang Li等人在其发表的论文“Data-Aided ChannelEstimation for OTFS Systems with A Superimposed Pilot and Data TransmissionScheme”(IEEE Wireless Communications Letters，2021)中提到了一种基于叠加式导频放置的信道估计方法。该方法通过在发送端叠加放置数据符号和导频符号，再经过信道噪声，然后在OTFS系统的接受端，通过阈值判断，找到数据帧中相应的导频数据符号，利用接收的信号估计出信道信息。该技术方案整个数据帧都能发送数据符号，能够有效提升帧数据的利用率，但是，该方法仍然存在的不足之处是，发送帧中的数据符号与信道噪声都对导频符号造成干扰，导频符号需要很大的能量才能保证信道估计的性能，过高的导频符号能量使得OTFS系统的PAPR性能较差。
成都工业学院在其申请的专利文献“基于OTFS系统调制解调的高速信道估计装置及方法”(专利申请号2021111633351，申请公布号CN113890796A)中公开了一种基于OTFS系统调制解调的高速信道估计方法。该方法主要是随机生成延时-多普勒域数据符号，并将其转换为时频域数据符号，插入导频序列，转换为时域发射信号，对信道进行初步估计，得到信道基系数初步估计值，并根据其采用无迹卡尔曼滤波信道估计法对信道进行估计，得到信道基系数最终估计值，根据估计值还原信道冲激相应，将冲激响应经循环移位变换为频域信道增益系数，通过ZF均衡得到接收天线的频域信号，将其解映射，并执行硬判决得到最终接收信号。该方法存在的不足之处是，该方法的导频符号是在时频域插入导频符号，时频域的信道状态很复杂干扰很大，最终的信道信息估计得不准确。
发明内容
本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提供一种基于分散式放置正交时频空OTFS导频的信道估计方法，旨在解决OTFS通信系统中时延多普勒信道状态信息(CSI)估计不准确的问题和PAPR性能较差的问题。
实现本发明目的的思路是，本发明在发送端的每一帧数据中放置四个相互正交的导频符号，根据OTFS系统的最大时延扩展和最大多普勒扩展来确定导频符号放置的位置，通过将导频总能量分散到四个相互正交的分散导频上，单个分散导频符号的能量低，使得OTFS系统的PAPR性能更好，以此解决OTFS系统PAPR性能较差的问题。本发明将该发送端OTFS数据块分散放置的导频符号会经历同样的信道传输到接收端，接收端的数据块中的导频符号，会受到发送端的OTFS数据块的导频周围所放置的符号干扰，而接收端通过利用多个导频符号进行联合信道估计，能获得信道估计增益，得到更好的信道估计性能，以此解决OTFS通信系统中信道状态信息估计不准确的问题。
实现本发明目的的方案包括如下步骤：
步骤1，按照下式，在时延-多普勒域的发送数据同一帧的不同位置，叠加放置四个相互正交的导频符号：
Figure BDA0003688784750000021
其中，xi(k,l)表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第l个子载波上的第k个数据符号叠加放置了导频符号后的数据符号，k＝0,...,Ms-1，l＝0,...,Ns-1，Ms和Ns分别表示由发射机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，xp1表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第lp1个子载波上的第kp1个数据符号上叠加放置的导频符号，xp2表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp2个子载波上的第kp2个数据符号上叠加放置的导频符号，xp3表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp3个子载波上的第kp3个数据符号上叠加放置的导频符号，xp4表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp4个子载波上的第kp4个数据符号上叠加放置的导频符号；
步骤2，发送时延-多普勒域变换后的时域信号：
对每个时延-多普勒域的发送数据帧进行逆辛傅利叶变换ISFFT，得到该时频域的信号块，再对该信号块进行海森堡Heisenberg变换，得到该数据块的时域信号，通过天线发送时域信号；
步骤3，提取接收端的时延-多普勒域导频信号：
步骤3.1，接收端将接收到的时域信号进行与步骤2相反的操作，得到时延-多普勒域中的数据块；
步骤3.2，对数据块的每一个数据符号进行遍历检测，将绝对值超过阈值的数据符号保留数据块矩阵中，舍弃其余的数据符号；
步骤4，按照下式，将提取的接收端导频符号根据不同导频符号的位置进行相位复原：
Figure BDA0003688784750000031
Figure BDA0003688784750000032
Figure BDA0003688784750000033
Figure BDA0003688784750000034
其中，y1，y2，y3，y4分别表示根据不同导频符号的位置进行相位复原后的数据符号，yi(k1,l1)表示时延-多普勒域的接收数据中第i帧的第l1个子载波上的第k1个接收的数据符号，k1＝0,...,Mr-1，l1＝0,...,Nr-1，Mr和Nr分别表示由接收机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，lp1，lp2，lp3，lp4分别表示四个导频的位置信息，e(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，*表示相乘操作；
步骤5，按照下式，利用每个信道路径相位复原后的导频符号联合估计每条信道的系数：
Figure BDA0003688784750000041
其中，
Figure BDA0003688784750000042
表示联合估计得到的第j条信道系数，xp表示导频符号矩阵，xp＝[xp1 xp2xp3 xp4]T，[·]T表示转置操作，y表示相位复原后的接收数据符号矩阵，y＝[y1 y2 y3 y4]T，(·)H表示共轭转置操作。
本发明与现有的技术相比具有以下优点：
第一，由于本发明根据OTFS系统的最大时延扩展和最大多普勒扩展，在时延-多普勒域数据帧中放置了四个相互正交的导频符号，接收端接收到导频数据符号，进行了时延-多普勒域的联合信道估计，获取信道估计增益，克服了现有技术中时频域中因信道状态复杂而估计不准确的不足，使得本发明提高了信道估计的准确性。
第二，由于本发明根据OTFS系统的PAPR定义，在时延-多普勒域发送数据帧中将导频总能量分散到四个不同列的导频符号上，降低了数据帧中导频的最大信噪比，克服了现有技术中OTFS系统PAPR性能较差的问题，使得本发明能有效提升OTFS系统的PAPR性能。
附图说明
图1是本发明的流程图；
图2是本发明的OTFS发送帧中导频放置示意图；
图3是本发明的信道估计仿真结果图；
图4是本发明的PAPR仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明做进一步的描述。
参照图1和实施例，对实现本发明实现的具体步骤做进一步的描述。
步骤1，按照下式，在时延-多普勒域的发送数据同一帧的不同位置，叠加放置四个相互正交的导频符号：
Figure BDA0003688784750000051
其中，xi(k,l)表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第l个子载波上的第k个数据符号叠加放置了导频符号后的数据符号，k＝0,...,Ms-1，l＝0,...,Ns-1，Ms和Ns分别表示由发射机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，xp1表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第lp1个子载波上的第kp1个数据符号上叠加放置的导频符号，xp2表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp2个子载波上的第kp2个数据符号上叠加放置的导频符号，xp3表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp3个子载波上的第kp3个数据符号上叠加放置的导频符号，xp4表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp4个子载波上的第kp4个数据符号上叠加放置的导频符号。
所述四个相互正交的导频符号指的是，四个导频中的每两个导频之间都需要保证相互正交，且每两个导频之间的距离大于无线信道所确定的最大多普勒值或者每两个导频之间的距离大于无线信道所确定的最大时延表示两个导频之间相互正交。
本发明的实施例中，Ns为16，Ms为16，最大多普勒值为3，最大时延为2，导频xp1的lp1为4，kp1为4，导频xp2的lp2为4，kp2为12，导频xp3的lp3为12，kp3为5，导频xp4的lp4为12，kp4为13。其中导频xp1与导频xp2之间的|kp1-kp2|＝8，大于最大时延2，两者距离满足大于最大时延条件，因此两者相互正交；而导频xp3与导频xp2之间的|lp3-lp2|＝8，大于最大普勒值3，两者距离满足大于最大多普勒值条件，因此两者相互正交；同理，其他导频之间也满足相互正交的关系。
步骤2，发送时延-多普勒域变换后的时域信号：
对每个时延-多普勒域的发送数据帧进行逆辛傅利叶变换ISFFT，得到该时频域的信号块，再对该信号块进行海森堡Heisenberg变换，得到该数据块的时域信号，通过天线发送时域信号；
步骤3，提取接收端的时延-多普勒域导频信号：
步骤3.1，接收端将接收到的时域信号进行与步骤2相反的操作，得到时延-多普勒域中的数据块；
步骤3.2，对数据块的每一个数据符号进行遍历检测，将绝对值超过阈值的数据符号保留数据块矩阵中，舍弃其余的数据符号。
所述的阈值如下：
Figure BDA0003688784750000061
其中，γ表示阈值，*表示相乘，N0表示发射信道的噪声能量，Es表示发送端的一个时延-多普勒域的发送数据帧中所有数据符号能量的平均值。
参照图2，对本发明的时延-多普勒域发送数据帧中的符号通过无线信道传输之后的对应关系做进一步的描述。
图2中的(a)图为步骤1在时延-多普勒域的发送数据同一帧的不同位置，叠加放置四个相互正交的导频符号的示意图，图2中的(a)图标示“p”的位置表示放置后的导频符号，图2中的(a)图中以“X”标示的部分表示数据符号。
图2中的(b)图为步骤3的接受端的时延-多普勒域的接收数据帧的示意图，图2中的(b)图中标示“⊕”形状的位置表示经过无线信道传输之后的导频符号，该接收导频符号均与图2中的(a)图中发送端的导频符号分别对应，这种对应关系与无线信道的数量有关。本发明的实施例中的无线信道数为3，所以导频符号在无线信道传输前后一对三的关系。同理，图2中的(b)图中以“◇”形状标示的部分表示经过无线信道传输之后的数据符号，该数据符号是图2中的(a)图中的每一个数据符号经过无线传输对应成三个数据符号，每一个位置上的对应的数据符号相互叠加，得到整个数据帧数上的数据符号。
步骤4，由于本发明的实施例中具有四个导频符号，因此需要根据不同的导频的位置信息进行四次不同的相位复原。
按照下式，将提取的接收端导频符号根据不同导频符号的位置进行相位复原：
Figure BDA0003688784750000071
Figure BDA0003688784750000072
Figure BDA0003688784750000073
Figure BDA0003688784750000074
其中，yi(k1,l1)表示时延-多普勒域的接收数据中第i帧的第l1个子载波上的第k1个接收的数据符号，k1＝0,...,Mr-1，l1＝0,...,Nr-1，Mr和Nr分别表示由接收机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，e(·)表示以e为底的指数函数，j表示虚数，π表示圆周率，*表示相乘。
步骤5，按照下式，利用每个信道路径相位复原后的导频符号联合估计每条信道的系数：
Figure BDA0003688784750000075
其中，
Figure BDA0003688784750000076
表示联合估计得到的第j条信道系数，xp表示导频符号矩阵，xp＝[xp1 xp2xp3 xp4]T，[·]T表示转置操作，y表示相位复原后的接收数据符号矩阵，y＝[y1 y2 y3 y4]T，(·)H表示共轭转置操作。
相位复原后的接收数据符号矩阵y中的y1包含导频符号矩阵xp中发送端的导频符号xp1经过第j条信道路径后接收端接收到的数据符号，y2包含导频符号矩阵xp中发送端的导频符号xp2经过第j条信道路径后接收端接收到的数据符号，y3包含导频符号矩阵xp中发送端的导频符号xp3经过第j条信道路径后接收端接收到的数据符号，y4含有导频符号矩阵xp中发送端的导频符号xp4经过第j条信道路径后接收端接收到的数据符号，导频符号矩阵和相位复原后的接收数据符号矩阵使用迫零算法进行联合求解，估计出第j条信道路径系数。
本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明。
1.仿真条件：
本发明的仿真实验的硬件平台为：处理器为Intel i5 7300 CPU，主频为2.5G Hz，内存为8GB。
本发明的仿真实验的软件平台为：Windows 10操作系统和MATLAB R2021a。
本发明仿真实验所使用的OTFS系统为采用子载波的总数M等于16和载波符号总数N等于16的系统，数据矢量的调制方式为BPSK，信道类型为复高斯信道，信道路径数分别选取3的情况，接收端通过阈值检测，估计信道信息，统计信道估计误差的循环次数为10000次。
2.仿真的内容及其结果分析：
本发明的仿真实验是发送端分别采用本发明的导频放置方案(分散式放置方案)和一个现有技术的放置方案(叠加式导频放置方案)，在发送端发送两种导频放置方案的数据块，接收端进行阈值检测，估计天线信道系数，计算信道的估计值的误差率。OTFS系统的发送数据帧为10000帧，符号数目为16*16，获得相应的信道估计NMSEh结果如图3所示；
本发明的仿真实验又采用本发明的导频放置方案(分散式放置方案)和一个现有技术的放置方案(叠加式导频放置方案)，在发送端发送两种导频放置方案的数据块，计算PAPR的概率分布。OTFS系统的发送数据帧为10000帧，符号数目为16*16，获得相应的PAPR性能如图4所示。
在本发明的仿真实验中，采用的叠加式导频放置方案是指，
Weijie Yuan，Shuangyang Li等人在“Data-Aided Channel Estimation forOTFS Systems with A Superimposed Pilot and Data Transmission Scheme”(IEEEWireless Communications Letters，2021)中提到了一种叠加式导频的放置方式。
本发明的仿真实验中所指的NMSEh指标如下：
Figure BDA0003688784750000081
其中NMSEh表示信道估计误差率，
Figure BDA0003688784750000091
表示估计的信道系数，hw表示实际的信道系数，||·||2表示求绝对值的平方。
下面结合仿真图3与仿真图4对本发明的效果做进一步的描述。
图3中的横坐标代表发送符号的信噪比，单位为dB；纵坐标代表信道估计的误差率。
图3中以星号标示的曲线表示OTFS系统发送端使用叠加式放置导频的方式，在接收端进行信道估计，得到的在导频信噪比在40dB的情况下，信道估计的误差率随着发送符号信噪比的变化曲线。该曲线是在物理信道存在3条路径时，对OTFS通信系统的信道进行估计，得到的以发送符号的信噪比为横坐标，以信道估计的误差率为纵坐标绘制的曲线。
图3中以叉号标示的曲线表示对OTFS系统使用本发明的分散式导频放置方案，然后接收符号块进行阈值检测，得到的在导频信噪比为40dB的情况下，信道估计误差率随着发送符号信噪比的变化曲线。该曲线是在物理信道存在3条路径时，对OTFS系统的信道进行估计，得到的以发送符号的信噪比为横坐标，以信道估计的误差率为纵坐标绘制的曲线。
图4中的横坐标代表发送符号的峰均比值；纵坐标代表高于该峰均比值的概率。
图4中以虚线标示的曲线表示OTFS系统发送端使用叠加式放置导频的方式，在发送端进行PAPR的概率分布统计，得到的在导频信噪比在40dB的情况下，该方案的系统PAPR的概率分布情况。该曲线是在物理信道存在3条路径时，对OTFS通信系统的时域发送数据符号的PAPR进行统计，得到的以PAPR的取值为横坐标，以PAPR的分布概率为纵坐标绘制的曲线。
图4中以实线标示的曲线表示对OTFS系统使用本发明的分散式导频放置方案，然后在发送端进行PAPR的概率分布统计，得到的在导频信噪比在40dB的情况下，该方案的系统PAPR的概率分布情况。该曲线是在物理信道存在3条路径时，对OTFS通信系统的时域发送数据符号的PAPR进行统计，得到的以PAPR的取值为横坐标，以PAPR的分布概率为纵坐标绘制的曲线。
以上仿真实验表明：本发明方法在发送端的每一帧数据里放置四个相互正交的导频符号，根据OTFS系统的最大时延扩展和最大多普勒扩展，保证导频符号之间的距离大于最大时延或者大于最大多普勒值，在整个发送帧都放置数据符号，该分散式放置导频方式，降低了导频所需的最大导频信噪比，提升了系统的PAPR性能；本发明方法中，导频在40dB的信噪比的情况下，得到了叠加式导频方案中导频在40dB的信噪比的情况下更优的信道估计误差率，克服了信道信息估计不准确的问题，使得本发明降低了发送端导频所需的能量，提升了系统的PAPR性能，保证了信道估计的准确性，是一种很实用的基于OTFS系统导频的信道估计方法。

Claims (2)

1.一种基于分散式放置正交时频空OTFS导频的信道估计方法，其特征在于，在时延-多普勒域发送数据帧中分散放置四个相互正交的导频符号，接收端利用接收到的四个导频符号进行联合信道估计；该信道估计方法的步骤包括如下：
步骤1，按照下式，在时延-多普勒域的发送数据同一帧的不同位置，叠加放置四个相互正交的导频符号：
Figure FDA0003688784740000011
其中，xi(k,l)表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第l个子载波上的第k个数据符号叠加放置了导频符号后的数据符号，k＝0,...,Ms-1，l＝0,...,Ns-1，Ms和Ns分别表示由发射机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，xp1表示时延-多普勒域的发送数据中第i帧的第lp1个子载波上的第kp1个数据符号上叠加放置的导频符号，xp2表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp2个子载波上的第kp2个数据符号上叠加放置的导频符号，xp3表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp3个子载波上的第kp3个数据符号上叠加放置的导频符号，xp4表示时延-多普勒域的发送数据第i帧的第lp4个子载波上的第kp4个数据符号上叠加放置的导频符号；
步骤2，发送时延-多普勒域变换后的时域信号：
对每个时延-多普勒域的发送数据帧进行逆辛傅利叶变换ISFFT，得到该时频域的信号块，再对该信号块进行海森堡Heisenberg变换，得到该数据块的时域信号，通过天线发送时域信号；
步骤3，提取接收端的时延-多普勒域导频信号：
步骤3.1，接收端将接收到的时域信号进行与步骤2相反的操作，得到时延-多普勒域中的数据块；
步骤3.2，对数据块的每一个数据符号进行遍历检测，将绝对值超过阈值的数据符号保留数据块矩阵中，舍弃其余的数据符号；
步骤4，按照下式，将提取的接收端导频符号根据不同导频符号的位置进行相位复原：
Figure FDA0003688784740000021
Figure FDA0003688784740000022
Figure FDA0003688784740000023
Figure FDA0003688784740000024
其中，y1，y2，y3，y4分别表示根据不同导频符号的位置进行相位复原后的数据符号，yi(k1,l1)表示时延-多普勒域的接收数据中第i帧的第l1个子载波上的第k1个接收的数据符号，k1＝0,...,Mr-1，l1＝0,...,Nr-1，Mr和Nr分别表示由接收机天线数确定的OTFS系统中每一帧子载波的总数和符号的总数，lp1，lp2，lp3，lp4分别表示四个导频的位置信息，e(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，*表示相乘操作；
步骤5，按照下式，利用每个信道路径相位复原后的导频符号联合估计每条信道的系数：
Figure FDA0003688784740000025
其中，
Figure FDA0003688784740000026
表示联合估计得到的第j条信道系数，xp表示导频符号矩阵，xp＝[xp1 xp2 xp3xp4]T，[·]T表示转置操作，y表示相位复原后的接收数据符号矩阵，y＝[y1 y2 y3 y4]T，(·)H表示共轭转置操作。
2.根据权利要求1所述的基于分散式放置正交时频空OTFS导频的信道估计方法，其特征在于，步骤3.2中所述的阈值是由下式得到的：
Figure FDA0003688784740000031
其中，γ表示阈值，N0表示发射信道的噪声能量，Es表示发送端的一个时延-多普勒域的发送数据帧中所有数据符号能量的平均值。
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