CN101116259A - 在传统系统可互操作性下对导频估计的多径干扰抑制 - Google Patents

Abstract

一种系统、基站和方法，用于在前向链路上支持对频域均衡可用移动台的频域均衡，并支持对时域以及频域均衡可用移动台两者的改善信道估计，而无须修改传统通信系统的空中接口规范。根据第一格式生成第一信号序列，并且还生成一偏移矢量。将该第一信号序列与该偏移矢量相组合以形成符合第二格式的第二信号。上述第二格式的第二信号序列支持一个或多个频域可用移动台中的频域均衡。该第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

Description

在传统系统可互操作性下对导频估计的多径干扰抑制

在35 U.S.C.§119下的优先权要求

本发明申请要求2005年2月7日提交、且转让给本发明受让人并因而被明确援引包含于此的题为“Reducing the Impact of Multipath Interference on PilotEstimation(抑制多径干扰对导频估计的影响)”的临时申请No.60/650,939的优先权。

背景

领域

本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及抑制多径干扰对导频估计的影响的方法和装置。

背景

在无线电话通信系统中，许多用户在无线信道上通信。码分多址(CDMA)调制技术的使用是便于进行其中存在众多系统用户的通信的数种技术之一。在本领域中已知的还有诸如时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)等其它多址通信系统技术。但是，CDMA的扩频调制技术具有优于这些用于多址通信系统的调制技术的显著优势。

CDMA技术具有许多优势。在1990年2月13日授权的、转让给本发明受让人、并被援引包含于此的题为“Spread Spectrum Multiple Access CommunicationSystem Using Satellite Or Terrestrial Repeaters(使用卫星或地面中继器的扩频多址通信系统)”的美国专利No.4,901,307中记载了一种示例性CDMA系统。另外，在1992年4月7日授权的、转让给本发明受让人、并被援引包含于此的题为“SystemAnd Method For Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular TelephoneSystem(在CDMA蜂窝电话系统中生成信号波形的系统和方法)”的美国专利No.5,103,459中记载了一种示例性CDMA系统。

在一相对无噪的数据通信系统中，当借助于线性调制方案——例如通过使用正交相移键控(“QPSK”)在通信信道上传送数据时，该信道能够支持的可检测级数本质上受到码元间干扰(“ISI”)的限制。ISI的产生是因为信道的弥散特性导致发送码元脉冲“扩展”，从而造成相邻码元脉冲重叠。换言之，当信号中代表一个发送脉冲的部分与该信号中代表一不同发送脉冲的不同部分之间发生干扰时就产生了ISI。

在信噪比很高并且信道相对无噪的场合中，ISI的负面影响更加显著。在通常在数据(与语音相对)通信中更为重要的此类信道中，ISI的存在大大地降低了通信系统的性能。

ISI的一个常见原因是“多径”现象。简言之，多径是指由在多条路径上接收到同一信号引起的干扰。取决于移动台(也称为“用户单元”)周围的环境——诸如建筑物或山脉的存在，发送码元脉冲的多个副本可能在不同时间到达接收机处。由此，邻近码元脉冲的各分量可能会相长或相消地干扰。

可使用均衡来使ISI的作用最小化通常是公知的。均衡涉及改变信号以使其在接收机处能更容易被识别。可在发射机处改变信号以使信道对该信号的影响将产生在接收机处能被正确识别的信号。但是，基于发射机的均衡是困难的，因为发射机必须具有关于信道特性的先验知识，并且随着时间的推移，信道特性可能发生任何变化。

均衡还可在接收机处执行。基于接收机的均衡可利用接收信号的性质来调整均衡参数。在无线通信中，由于移动信道是随机且时变的，因此均衡器必须跟踪移动信道的时变特性。均衡试图对信道施加期望的校正量。

移动台中的接收机一般受益于均衡器的使用。常规上使用时域均衡器，但是如果移动台在大于10-20千米每小时的速度下移动，则时域均衡器就不是那么有效。频域均衡器也是公知的，并且提供较快的信道适应能力(改善的收敛时间)。当频域均衡器因其在提高的移动台速度下的及时收敛和可操作性而合乎需要时，频域均衡器大大地得益于使用在常规的CDMA前向链路(“FL”)信道中不存在的特定形式的发送信号。此类特定形式可通过在发送信号中插入循环前缀或‘独特字’来在‘非常规’CDMA前向链路信道中获得。

在所部署的通信系统中，对前向链路信道的实质性改变将使得不是专门配置成与被实质性改变的前向链路信号交互的现有或“传统”移动台被废弃。因此，由于基站向各种移动台进行发送，因此发送或前向链路FL信号必须与现有或传统的移动台兼容，同时还必须提供被配置成便于在包含频域均衡器的移动台中进行均衡的信号。

因此，需要提供一种既容许传统移动台的操作同时又支持均衡移动台中的均衡器的纳入和操作的发送信号。

概要

本发明的各方面提供无须修改传统通信系统的空中接口规范就可在前向链路上支持频域均衡可用移动台的频域均衡的技术。在本发明的一个实施例中，提供了一种维持可根据第一格式操作的一个或多个传统移动台的互操作、同时支持可根据第二格式操作的一个或多个频域可用移动台的方法。根据第一格式生成第一信号序列，并且还生成一偏移矢量。将该第一信号序列和该偏移矢量相组合以形成符合第二格式的第二信号序列。所述第二格式的第二信号序列支持在一个或多个频域均衡可用移动台中的频域均衡。该第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

在本发明的另一个实施例中提供了一种基站，该基站包括用于将多个消息数据比特编码成多个编码码元的编码器。该基站进一步包括：信号修饰器，它被配置成生成符合第一格式的第一信号序列并生成一偏移矢量；以及加法器，用于将上述第一信号序列与上述偏移矢量相组合。此组合形成符合第二格式的第二信号序列，其中所述第二格式的第二信号序列支持一个或多个频域可用移动台中的频域均衡。该第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

在本发明的又一个实施例中，提供了一种无线通信系统。该无线通信系统包括：被配置成根据第一格式操作的一个或多个非频域均衡可用移动台；以及被配置成根据第二格式操作的另一个或多个频域均衡可用移动台。该无线通信系统进一步被配置成包括：被配置成用于维持可根据第一格式操作的一个或多个非频域均衡可用移动台的互操作、同时支持能根据第二格式操作的一个或多个频域可用移动台的基站。

在本发明的再一个实施例中，提供了一种用于维持可根据第一格式操作的一个或多个传统移动台的互操作、同时支持能根据第二格式操作的一个或多个频域可用移动台的系统。该系统包括：用于生成符合第一格式的第一信号序列的装置；以及用于生成一偏移矢量的装置。该系统进一步包括用于将所述第一信号序列与所述偏移矢量相组合以形成符合第二格式的第二信号序列的装置，所述第二格式的第二信号序列支持一个或多个频域可用移动台中的频域均衡，所述第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

附图简要说明

图1是一种支持多个用户的扩频通信系统的图示。

图2是一通信系统中的基站和移动台的框图。

图3是说明根据本发明的一个实施例的在基站与移动台之间的下行链路和上行链路的框图。

图4是根据本发明的一个实施例的下行链路或前向链路中的信道的框图。

图5是根据本发明的一个实施例的基站的框图。

图6到10是示出各种发射机处理方案的性能的标绘图。

具体说明

本文中专门使用措词“示例性的”来表示“作为示例、实例、或说明”。本文中描述为“示例性的”任何实施例并非必然被解释为优于或胜过其它实施例。尽管附图中给出了这些实施例的各个方面，但是附图未必是按比例绘制的，除非另作规定。

以下讨论通过首先对扩频无线通信系统进行讨论来展开在移动台中支持频域均衡的示例性实施例。对频域均衡在扩频无线通信系统中的使用进行讨论。然后就提供频域均衡示出基站的一个实施例的组成。包括在说明书中的涉及频域均衡的内容有修改常规前向链路信号以容许频域均衡的例示和数学推导。

注意，贯穿此讨论提供了示例性实施例作为范例；但是，替换实施例可纳入各个方面而不会偏离本发明的范围。

示例性实施例采用扩频无线通信系统。无线通信系统被广泛部署以提供诸如语音、数据等各种类型的通信。这些系统可基于CDMA、TDMA或其它一些调制技术。CDMA系统提供优于其它类型系统的某些优势，包括增大的系统容量。

一系统可被设计成支持一种或多种标准，诸如在此称为IS-95标准的“TIA/EIA/IS-95-B Mobile Station-Base Station Compatibility Standard forDual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System(TIA/EIA/IS-95-B双模宽带扩频蜂窝系统的移动台-基站兼容性标准)”，由在此称为3GPP的名为“第三代移动通信合作计划”的联盟提供、并收录于在此称为W-CDMA标准的包括文献No.3G TS 25.211、3G TS 25.212、3G TS 25.213及3G TS 25.214、3G TS 25.302的一组文献中的标准，由在此称为3GPP2的称为“第三代移动通信合作计划2”的联盟提供的标准、以及以前称为IS-2000 MC、在此称为cdma2000标准的TR-45.5。以上引述的这些标准由此被明确地援引包含于此。

每种标准具体地定义对从基站向移动台、以及从移动台向基站传送的数据的处理。作为一个示例性实施例，以下讨论考虑一种与CDMA2000协议标准一致的扩频通信系统。替换实施例可纳入另一标准。另外的实施例可将本文中公开的压缩方法应用于其它类型的数据处理系统。

图1用作支持多个用户并且能够实现本文中所讨论的这些实施例的至少一些方面的通信系统100的一个示例。各种算法和方法中的任一种皆可被用来调度系统100中的传送。系统100向多个蜂窝102A-102G提供通信，其中每一蜂窝分别由一相应的基站104A-104G提供服务。在该示例性实施例中，基站104当中的一些具有多个接收天线，而其它仅具有一个接收天线。类似地，基站104当中的一些具有多个发射天线，而其它具有单个发射天线。对于发射天线与接收天线的组合没有限制。因此，基站104可能具有多个发射天线和单个接收天线，或可具有多个接收天线和单个发射天线，或具有单个和多个发射与接收天线。

覆盖区域中的终端106可以是定点的(即，固定的)或移动的。如图1中所示，各种终端106分散在该系统各处。在任意给定时刻，每个终端106在下行链路(也称为“前向链路”或“FL”)和上行链路(也称为“反向链路”或“RL”)上根据例如是否采用了软换手或者该终端是否被设计成并用来(并发或顺序地)接收来自多个基站的多个传输，来与至少一个并且可能是多个基站104通信。CDMA通信系统中的软换手是本领域公知的，并且在转让给本发明受让人的题为“Methodand system for providing a Soft Handoff in a CDMA Cellular Telephone System(在CDMA蜂窝电话系统中提供软换手的方法和系统)”的美国专利No.5,101,501中详细描述。

前向链路或下行链路是指从基站104向终端106的传送，而反向链路或上行链路是指从终端106向基站104的传输。在该示例性实施例中，终端106中的一些具有多个接收天线，而其它仅具有一个接收天线。在图1中，基站104A在下行链路上向终端106A和106J发送数据，基站104B向终端106B和106J发送数据，基站104C向终端106C发送数据，诸如此类。

图2是通信系统中的基站108和移动台184的框图。基站182与在此处标示为移动台184的终端进行无线通信。如以上所提及的，基站182向移动台104发送信号，而后者接收这些信号。另外，移动台184也可向基站102发送信号。

图3是基站182和移动台184的框图，图中示出了前向链路302和反向链路304。前向链路302是指从基站182向移动台184的传送，而反向链路304是指从移动台184向基站182的传送。

图4是前向链路302的一个实施例中的信道的框图。前向链路302包括导频信道402、同步信道404、寻呼信道406、话务信道408、以及保留信道409。所示前向链路或前向链路302只是前向链路的一个可能的实施例，并且将可认识到，可向前向链路302添加其它信道或从中移除信道，并且还可认识到，同一信道类型的多个实例可被同时使用。

尽管在图中没有示出，但是反向链路304还包括各种信道。基站182还可包括频域均衡，然而现在所说明的实施例不再进一步描述反向链路304中的均衡，这里所描述的系统和方法也可应用以便于在基站182中进行频域均衡。

在电信工业协会的TIA/EIA/IS-95-A双模宽带扩频蜂窝系统的移动台-基站兼容性标准中所记载的一种CDMA标准下，每个基站182向其用户发送导频402、同步404、寻呼406、前向话务408和/或专用保留409信道。导频信道402是由每个基站182连续发送的未经调制的直接序列扩频信号。该导频信道402允许每个用户获取由基站182发送的这些信道的时基，并为相干解调提供相位基准。导频信道402还提供了在各基站182之间进行信号强度比较以确定何时在基站182之间进行换手(诸如何时在蜂窝之间移动)的手段。

图5说明了从输入数据比特202生成扩频码片序列c(n)228、并将其与一偏移矢量°Δ231组合以形成扩频偏移码片序列235的示例。输入数据比特202在本申请中也被称作“消息数据比特”或是“原始消息”。图5中所示的示例性系统200构成一般可驻留在基站、网关、或卫星中继器中的发射机的一部分，因为该传输是发生在前向链路中的。在图5中所示的例子里，输入数据比特202包含要从基站182(图2)跨通信信道向移动台184中的接收机(图2)发送的所关注的信息或消息。

消息数据比特202首先被输入到编码器204中。编码器204可以是通过使用本领域中已知的卷积编码技术在消息数据比特202中引入冗余的FEC(“前向纠错”)编码器。由编码器204引入的冗余使接收机能校正一些检测差错而无须提高发射功率。编码器204的输出一般被称为“编码码元”。一般而言，输入到编码器204的单个消息数据比特对应于自编码器204输出的数个编码码元。

在一种替换途径中，编码器204在上面讨论的冗余编码之前执行“源编码”功能。源编码涉及在引入冗余和生成编码码元之前执行数据压缩以便于高效地表示输入数据比特202。

调制交织器206从编码器204接收编码码元，并在由调制器208处理之前“交织”这些编码码元。在诸如图5中的系统200等传输系统中使用交织是为了使潜在可能的噪声猝发或“深度衰落”在接收机处显现为随机(即，独立)而不是相关。交织还用来确保在存在噪声猝发或深度衰落的情况下，源数据块中的重要比特不会同时被破坏。因为差错控制编码一般被设计成通过扰乱源数据比特的时序来防护可能随机发生的信道差错，所以交织器确保差错控制编码在差错检测和消除过程中保持有效。在图5中的示例性系统200中，交织器206可以是块交织器或卷积交织器，这两者在现有技术中均是已知的。

经交织编码的码元被传递给调制器208。在无线数字通信中，可在调制器208中使用多种不同但相关的调制方案。例如，二相相移键控(BPSK)、差分相移键控(DPSK)、正交相移键控(QPSK)(包括OQPSK和n/4QPSK)、以及正交振幅调制(QAM)是可在调制器208中使用以调制由调制交织器206生成的编码码元的数字调制技术。但是，调制器208并不限于任何特定类型的调制器，并且可以是在无线通信中使用的许多数字调制器中的任何一种。

如图5中所示，调制器208将已调制信号传递给信道交织器210。传输信道的一个本质特征在于，所传输的信号被诸如电子器件所产生的噪声猝发等各种可能的机制所破坏。事实上，在由调制器208进行调制期间，一些噪声猝发可能是由调制器本身引入的。为了使噪声猝发显现为随机，使用信道交织器210。信道交织器210修改要跨信道传送的信号的时序。信道交织器210可以是块交织器或卷积交织器。

在示例性系统200中，来自交织器210的经信道交织码元被传递给码元穿孔单元212。码元穿孔是删除消息码元中的一些并代之以所需的控制码元的过程。由此，穿孔通常被用于在源数据中插入诸如功率控制信息等控制信息，以便于正确处理发射机与接收机之间的通信。尽管码元穿孔有可能会在接收机处接收到的消息或源数据中引入差错，但是最近的技术最小化或消除了此类差错。在示例性系统200中，码元穿孔单元212被用于将诸如功率控制码元、以及提供时间、相位及信号强度基准的码元等各种控制码元插入到消息码元流中。被穿孔到消息码元中的控制码元被时分复用在这些消息码元中。

如图5中所示，由码元穿孔单元212输出的码元流被输入到分用器(DEMUX)214中。DEMUX 214用于将输入码元流分用成多个并行的输出码元流d。在图5中的示例性系统200中，DEMUX 214是1到16分用器。换言之，16个并行码元流被同时输出。需要16个并行输出的原因在于，在示例性系统200中的N码片Walsh覆盖218中使用的是16阶的Walsh函数矩阵。在其它实施例中，可使用64或128阶的Walsh函数矩阵，在此情形中，DEMUX 214将分别是1到64或1到128分用器。应注意，在示例性系统200中，DEMUX 214的16个并行输出可对应于单个用户或最多达16个不同的用户。当输入到DEMUX 214的数据码元对应于单个用户时，所输入的数据码元首先被缓冲，然后以16个并行的码元流d(也称为调制码元矢量)的形式输出到N码片Walsh覆盖218。

N码片Walsh覆盖218对来自DEMUX 214的并行输入码元d中的每一个执行Walsh覆盖(或Walsh调制)。如上所述，在本例中N＝16，即，该Walsh函数矩阵是一16阶矩阵。但是，N的值是设计选择，并且N可以是64或128。如图5中所示，DEMUX 214将16个并行码元流输出到N码片Walsh覆盖218。如先前所讨论的，Walsh函数是用来将每一输入码元变换为一相应的输出码片序列的正交函数，其中每一输出码片序列与每一其它输出码片序列正交。通常，此变换是通过将每一输入码元乘以一特定Walsh函数中的码片序列，或是通过使用更高效的快速Hadamard变换(FHT)来执行的。因此，对于每一码元，由N码片Walsh覆盖218输出一码片序列。该码片序列的长度为N，在本例中N为16。由此，在示例性系统200中，对于每一输入码元，由N码片Walsh覆盖218输出16个码片。在本申请中，“原始Walsh覆盖的码片序列”是指由示例性系统200中的N码片Walsh覆盖218输出的码片序列。

在CDMA通信中，在前向链路中使用Walsh函数来区分用户(即，用户单元)。作为一示例，对于一给定扇区(在CDMA中，每一扇区是蜂窝的一个子集)，每一前向信道被分配以一不同的Walsh函数。换言之，基站与每一用户单元之间的通信由一不同的Walsh码序列来编码。参见图5，输入到N码片Walsh覆盖218的每一码元与分配给特定用户单元(例如，特定蜂窝电话用户)的Walsh码序列中的所有码片相乘。Walsh函数的将每一码元转换成一码片序列的操作也称为Walsh“覆盖”。

通常，有一个或多个分配给前向链路导频的Walsh码序列。此类导频序列通常代表前向链路总发射功率的5％-20％。

经N码片Walsh覆盖218处理的这16个并行码片序列中的每一个被输出到码片级加法器224。码片级加法器224用于提供N码片Walsh覆盖218所输出的这些码片序列中的每一个的“纵向和”。为解释码片级加法器224的该“纵向和”运算，使用其中N码片Walsh覆盖中的N等于4(而不是在示例性系统200的情形中的N等于16)的简单例子。在此简单例子中，假设4个(通常是复)码元[a，b，c，d]是要被4阶Walsh函数矩阵“覆盖”的四个编码码元。4阶Walsh函数矩阵为：

通过将每个Walsh函数(即，该Walsh函数矩阵中的每一行)乘以每一输入编码码元得到的4个输出码片序列是：

·码片序列(1)＝[a，a，a，a]

·码片序列(2)＝[b，-b，b，-b]

·码片序列(3)＝[c，c，-c，-c]

·码片序列(4)＝[d，-d，-d，d]

这4个码片序列的“纵向和”是通过将相应各列中的码片相加得到的。由此，结果所得的纵向和为：

[a+b+c+d，a-b+c-d，a+b-c-d，a-b-c+d]。

如图5中所示，码片级加法器224的输出被提供给“PN”(“伪随机噪声”)扩展器226。作为背景知识，PN序列是一确定性的、但类似于随机二进制序列的二进制序列。由此，PN序列具有数目几乎相等的0和1，该序列的移位版本之间具有非常低的相关性，并且任意两个不同的PN序列之间有非常低的互相关性。这些性质使得PN序列在无线数字通信中非常理想。PN扩展器的输出码片序列也被称为扩频信号，因为其带宽比最小必要信号带宽大几个数量级。扩频信号在接收机处通过与该PN序列的本地生成版本互相关来解调。与正确PN序列的互相关“解扩展”该扩频信号并恢复已调制消息，而由非目标用户互相关一信号将导致接收机输出中有非常少量的宽带噪声。

使用PN扩展技术的一个重要原因是其固有的抗干扰能力。因为每一基站都被分配一个与分配给其它基站的码具有低互相关的独特PN码，所以即便这些基站总是占用相同频谱，接收机也可基于其相应的码来区分每一基站。因为所有用户能够共用相同频谱，所以扩频可消除频率规划，因为所有蜂窝可使用相同的频率信道。

PN序列通常使用时序逻辑来生成。通常使用由连续数级的状态存储单元构成的反馈移位寄存器。二进制序列响应于时钟脉冲被移动贯穿这些移位寄存器，并且各级的输出被逻辑地组合并作为输入反馈到第一级。最后一级的输出就是所需的PN序列。

PN扩展器226以本领域中已知的方式将一PN序列压印在由码片级加法器224输出的码片上。作为一示例，由PN扩展器226进行的调制可通过码片级加法器224所输出的每一码片与PN扩展器226所生成的PN序列中一相应码片的模2相加(即，异或)来执行。对码片级加法器224的输出执行的PN扩展的结果是输出码片序列c(n)228。

CDMA通信系统的一般原理，尤其是生成用于在通信信道上传送的扩频信号的一般原理在转让给本发明受让人的题为“Spread Spectrum Multiple AccessCommunication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters(使用卫星或地面中继器的扩频多址通信系统)”的美国专利No.4,901,307中记载。该专利，即美国专利No.4,901,307的公开内容由此被完全援引包含在本申请中。此外，转让给本发明受让人的题为“System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMACellular Telephone System(在CDMA蜂窝电话系统中生成信号波形的系统和方法)”的美国专利No.5,103,459公开了与PN扩展、Walsh覆盖相关的原理、以及生成CDMA扩频通信信号的技术。该发明，即美国专利No.5,103,459中的公开内容由此也被完全援引包含在本申请中。

此外，本发明利用数据的时间复用以及与“高数据率”通信系统相关的各种原理，并且本发明可在1997年11月3日提交、并转让给本发明受让人的题为“Method and Apparatus for High Rate Packet Data Transmission(高速率分组数据传送的方法和装置)”的序列号为08/963,386的美国专利申请中公开的“高数据率”通信系统中使用。

输入到DEMUX 214然后以例如16个并行码元流d的形式输出的数据码元还被传递给信号修饰器235。纳入信号修饰器235使得能够在移动台184(图2)中支持频域均衡器而无须更改CDMA空中接口规范。信号修改器235从DEMUX 214接收调制码元矢量d，并生成一偏移矢量Δ231，该偏移矢量Δ231在加法器229处与输出码片序列c(n)228相加。已调制码元矢量d与该偏移矢量Δ之和233被传递给“发射FIR”230和发射机236。发射FIR 230通常是用于在信号在通信信道上发送之前对其进行脉冲整形的FIR滤波器。发射FIR 230在本申请中也称为“发射滤波器”。该发射滤波器本身通常会在发射信号中引入一定量的ISI。通过使用本领域中已知的合适脉冲整形，所发射信号中的ISI可被降低。

回到信号修饰器235，可配置几个实施例来支持从基站182(图2)向移动台184(图2)的前向链路上的频域均衡方案而无须修改CDMA空中接口规范。

在信号修饰器235的一个实施例中，基站通过假定以下前提在不更改CDMA空中接口的情况下支持前向链路中的频域均衡：(i)可通过使用例如TDM导频和恰当的保护时间，来以最小干扰从数据测量导频；以及(ii)数据和导频两者(尤其是后者)均以等于最大可容许延迟扩展的重叠被循环卷绕(即，类似于OFDM中使用的循环前缀)。

重新设计空中接口可相对容易地满足上述条件。不幸的是，CDMA2000(除了DO以外)结构并不易于适合此类方案，至少不易于以后向兼容方式适合。这主要是因为连续导频以及可能还有其它额外开销信道不能被改变。为了维持移动台的后向或传统兼容性，前向链路信号被配置成使得(A)每一码元的前m个码片被设为‘ 0’；并且(B)在所发送信号的傅立叶频谱中有m个等间隔的值(即，导频音)，它们各自被设为对发射机和接收机两者皆已知的固定值。固定值对于所有导频音可以是相同的，或者也可以是不同的。在下文中，我们将假定这m个导频音的值各自被设为

，其中N(例如，128)是在移动台的快速傅立叶变换(FFT)块中使用的码元长度。如以上所提及的，其它的赋值方案也是可行的。应当认识到，前向链路可同时使用数种不同的Walsh码长度。这一假定的基础在于，均衡器处理是对例如128码片的码元进行的。在某种意义上，无论所使用的实际Walsh码长度为何，Tx或前向链路信号皆被分解成W₁₂₈个组分。这一途径是可行的，但是应认识到，较短的Walsh码可能导致实现性能影响。

作为示例而非限定，本实施例的信号修饰器235采取例示性而不应被视为限定性的一个或多个具体数目。在实现与传统移动台兼容的信号修饰器235时，一个示例性说明采取N＝128和m＝4，并且为简单起见，所选的m应可除尽N。继续，没有用于数据传送的最后2m＝8个Walsh码是保留的，但被设置以实现上述目的，即(A)每一码元的前m个码片被设为‘0’；并且(B)在所发送信号的傅立叶频谱中有m个等间隔的值，它们各自被设为

，其中N(例如，128)是在均衡器中使用的码元长度。这样的Walsh码保留可能招致约8/128或6％的频谱额外开销。

继续本实施例的说明，定义了以下矩阵：

·H是128×128 Walsh码矩阵，其中列代表Walsh码。

·d是(128-2m)×1的调制码元矢量

·S是128×128对角扰乱矩阵，其对角元代表短PN码。

·T是128×1的发送信号，其元项是码片×1时间样本。

还应认识到，在称为CDMA2000规范的一种CDMA空中接口规范中，T可被确定为：

T＝SHd式(1)此外，如果标识出满足以下条件的偏移矢量Δ231，则目标(A)和(B)皆达到：

G·(T+Δ)＝r    式(2)

其中

$G=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{SH}}_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\mathrm{SH}}_m\\ M_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ M_m\end{array}\right]$ 式(3)

其中SH_k是乘积矩阵SH的第k行，并且M_l是乘积矩阵FSH的第l行，其中F是FFT变换矩阵的m×128子矩阵，该子矩阵由对应于频率l·N/m+d的那些行构成(其中d可以是为避免跨邻近基站或邻近基站扇区有重叠导频音而使用的扇区专用频率偏移)。我们可计算F的元项如下：

$F_{1,n}=\sqrt{1/N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{SH}\right)}_{k,n}\·(\exp -2\mathrm{\πi}\·(l\·\frac{N}{m}+d-1)\·\frac{k}{N})$ 式(4)

回到式(2)，结果所得的矢量r应使‖r-s‖最小化，其中s是定义如下的目标矢量：

式(5)

我们使用线性估计来获得最佳可能的Δ。为此，我们定义一对角加权矩阵W，它控制每一所使用的Walsh信道中可允许的SNR降级、以及最后的2m个未使用Walsh信道中的功率额外开销。我们将W设置如下：

式(6)

以上的赋值方案确保SNR降级在所有Walsh信道上是平均的而无论其E_c/I_or分配如何。注意，如果诸如导频等一些Walsh信道比其它Walsh信道需要更多(或更少)的保护，则相应的W值可据此被减小(或增大)。反之，其它未使用的Walsh码的值可被增大(或减小)。还定义对角的2m乘2m加权矩阵U，它控制允许的误差‖r-s‖。我们设U_n，n＝6·10^-2对于1≤n≤2m。

在上述所有前提下，我们估计Δ为：

Δ＝W(Q^TQ+U)^-1Q^T v    式(7)

其中Q＝GW，并且v是定义如下的2m×1的‘测量’矢量：

式(8)

图6示出在以下假定下的模拟结果的实际标绘图：

·导频E_c/I_or＝-10dB

·同步E_c/I_or＝-13dB

·寻呼E_o/I_or＝-13dB

·话务E_c/I_or(每话务Walsh信道)＝(1-导频-同步-寻呼)/(N-3-2m)

·模拟运行：5000个码元

参考图6到8说明模拟结果。图6说明每一前向链路码信道中的‘发射’噪声信号比(NSR)。注意，由该NSR表示的降级相对较小，并且没有被E_c/I_or的倒数放大。另一方面，此降级将不会被MS中的均衡器所缓解。

图8示出W₁₂₈个码元内码片的平均能量。理想地，前m个码片将具有0能量以便于实现独特字的插入。图7示出前缀能量比平均码片能量低约12...16dB。

图9示出频谱的目标值与所实现的频谱之间的均方差，即，此标绘图示出下值：

$E\left\{{\left|\frac{1}{\sqrt{N}}\mathrm{FFT}\right\{T\}-\frac{1}{\sqrt{N}}|}^2\right\}$ 式(9)

作为模拟示例，功率额外开销约为5.8％，略低于类似的OFDM 6.25％的额外开销。还应注意，本示例不包括因后向兼容性而招致的10％的导频额外开销。

在信号修饰器235的又一个实施例中，基站不更改CDMA空中接口并且不创建显式的循环前缀或独特字地来支持前向链路中的频域均衡。传统地，CDMA系统已经考虑过时域均衡器(TDE)和频域均衡器(FED)。TDE不需要循环前缀，但是它们需要无限数目的抽头——至少在理论上如此——才能实现最优信噪比(SNR)，即便对于低延迟扩展信道也是如此。另一方面，FED总是能够以有限圆周卷积实现最优SNR，但是为此我们需要发射码元自身是循环的，这就要求插入循环前缀或独特字。如果没有在发射信号中插入循环前缀或独特字，则基于FDE的接收机的性能将受到负面影响。尽管以下讨论的实施例没有缓解此影响，但是它能够通过允许较佳的信道估计来对此进行补偿。

在针对TDE和FDE两种情形的常规均衡器方案中，问题是由以下事实引起的：在信道估计中导频信号不能被无干扰地观测到，因为在多径情形中，在执行均衡之前导频与其它码信道不是正交的。跨多个时隙的积分降低了导频信道观测噪声，但是也降低了均衡器适应高多普勒效应信道的能力。

获得较佳信道估计的一种导致非常高复杂度的方案的理论途径是执行穷举搜索以找到传播信道抽头系数，这些传播信道抽头系数进而可被用于找到均衡器滤波器抽头系数。这一途径假定前向链路(FL)信道延迟扩展被限制于m个码片。此理论途径还假定FL采用m个导频码信道，每一信道具有一已知调制。然后作为信道假设，接收机将测试被约束于一充分精细栅格的所有可能的延迟抽头组合。例如，对每一延迟抽头假定一覆盖两个正交相的2×6比特分辨率，则总共将有个2^2×6×m个假设。对于每一假设，可确定对接收信号进行滤波所使用的MMSE均衡器的信道反向滤波器系数。接下来，对于每一假设，可确定在信道反向滤波完成之后的m个经解扩展导频码元与已知导频调制码元之间的误差。其平均误差最小的那个假设可被选为最佳信道估计，并且接收信号可据此被滤波。肯定的是，只要可部署m个导频码信道就可使用以上给出的理论途径而无须更改现有空中接口标准，但是接收机复杂度不小。

作为示例而非限定，根据以下实现，当来自基站的前向链路信道在信号修饰器235中被修改时，现有或传统的移动台可与使用频域均衡的其它移动台在一通信系统中共存。在本实施例中，并且作为示例而非限定，前向链路信道延迟扩展被限制于m个码片，且2m-2个码信道409(图4)的假设被保留以增强移动台的接收机中的信道估计。这些码信道不携带数据，但由基站调制以实现期望的发射波形属性。如以上结合前一实施例所描述的，(A)每一码元的前m个码片被设为‘0’；并且(B)在所发送信号的FFT中有m个等间隔的值，它们各自被设为

，其中N(例如，128)是在均衡器中使用的码元长度。在前一实施例中，前提(A)和(B)两者的存在使得作为来自基站的发送前向链路信号的结果，在移动台中能够进行正确的频域均衡操作。相应地，频域均衡以类似于OFDM途径的方式进行，直至在每一频率槽中确定一信道频率响应估计的时刻，接下来进行接收信号频谱的MMSE频率响应反演，结果所得的频谱被变换回时域以便于通过FHT来展开。

在本实施例中，将每个码元的前m个码片设为‘0’的前提(A)被消除，并且前提(B)被修改以生成不包括循环前缀的前向链路信号以便于进行频域均衡。一般而言，本实施例修改前向链路信号中包括导频信道结构在内的部分，以便于在移动台中进行频域均衡，而不会使前向链路信号与传统移动台不兼容。

在本实施例中，假定发射信号的离散码片×1表示(即，忽略脉冲整形)具有N码片处理长度。如前一实施例那样，本实施例也可使用短于N的Walsh码长度而不会对频域均衡器的操作有性能影响。作为示例，采用以下符号表示作为本发明一实施例的一种实现的示例性表达。在本实施例中，定义了以下矩阵和矢量符号表示：

·H是N×NWalsh码矩阵，其中列代表Walsh码。

·d是128×1的调制码元矢量，其中最后2m个元项初始时设为0(但在进一步处理之后会被设为非0值)

·S是N×N对角扰乱矩阵，其对角元代表QPSK短PN码码元。

·T是N×1的发送信号，其元项是码片×1时间样本。

注意，在称为CDMA2000接口标准的一种已定义的CDMA接口标准中，T可被确定为：

T＝SHd    式(10)

希望找到满足以下条件的偏移矢量Δ：

G·(T+Δ)＝0    式(11)

其中(2m-2)乘(2m-2)矩阵G是通过从如下定义的2m乘2m矩阵G’删去索引为m和2m的行得到的。

式(12)

使用线性估计，以通过定义一对角加权矩阵W来得到最佳可能的Δ，W控制每一使用的Walsh信道中可允许的SNR降级、以及最后的2m-2个未使用Walsh信道中的功率额外开销。W被设置如下：

式(13)

以上赋值方案确保SNR降级在所有Walsh信道上是平均的而无论其E_c/I_or分配如何。注意，如果诸如导频等一些Walsh信道比其它Walsh信道需要更多(或少)的保护，则W的相应值可据此被减小(或增大)。反之，其它未使用的Walsh码的值可被增大(或减小)。

还定义对角的(2m-2)乘(2m-2)加权矩阵U，它控制允许的信道估计误差，并且U被设为U_n，n＝0.12，对于1≤n≤2m-2。

然后，估计最优Δ为：

Δ＝W(Q^TQ+U)^-1Q^T v式(14)

其中Q＝GW，并且v是定义如下的2m×1的‘测量’矢量：

v＝G·T式(15)

根据本实施例，以下假设被模拟，即：

·N＝256

·m＝8

·导频E_c/I_or＝-10dB

·同步E_c/I_or＝-13dB

·寻呼E_c/I_or＝-13dB

·话务E_c/I_or(每话务Walsh信道)＝(1-导频-同步-寻呼)/(N-3-(2m-2))

·模拟运行：1000个码元

作为示例而非限定，结合图9和图10说明根据以上假设的模拟结果。具体而言，图9示出每一前向链路(FL)码信道中的‘发射’SNR。注意，由此SNR表示的降级相对较小，并且没有被E_c/I_or的倒数放大。另一方面，此降级将不会被移动台中的均衡器所缓解。

图10示出对应于理想信道的平均延迟分布估计。这是通过对G′·(T+Δ)求值来得到的。注意，仅正(在图中为＞8的码片)延迟值将被实际测量(假定接收机已知第一到达路径的时基)，但是，负值也可作为噪声被包括在估计中。图10示出多径估计中的噪声比信道抽头系数低约16dB。注意，在此模拟中，功率额外开销为5％，略低于等效的OFDM 6.25％的额外开销。

在本发明的又一个实施例中，信道估计中未经修改的导频信道(例如，IS-95或cdma2000标准的导频信道)的功率。这是通过置于第一到达信号路径之后的码片×1耙指(finger)来执行的。采用与以上结合式(9)-(14)说明的相同方法，可操纵发射信号使其对移动台的接收机显现为多径无噪。

这涉及基站的发射机中的以下操作：

步骤(TX-A)如在传统系统中那样对合成的发射信号进行编码、调制、扩展和扰码

步骤(TX-B)标识未使用的时间片段(码片)或未使用的Walsh码，并为其每一个标识一优选的功率分配上限。

步骤(TX-C)确定当前用于携带数据、控制或导频码元的Walsh码或时间片段上可允许的SNR降级

步骤(TX-D)基于给定相关期间，确定该合成发射信号(包含导频)与导频信号的互相关。(理想地，此互相关在0时移点外的任何地方均为0。)在此确定中，我们可使用超越相关周期的过去和将来的码元的级联来得到更准确的互相关估计。过去的样本对于发射机而言是完全已知的，而将来的样本可被很好地近似。

步骤(TX-E)使用在步骤(TX-B)和步骤(TX-C)中标识出的这些资源，创建其与导频的互相关与步骤(TX-D)中所确定的互相关幅值相同但相位相反的差分矢量，此差分矢量将与发射信号相加。在此相加之后，结果所得的合成信号在给定相关期间里与导频应具有所需的0异相互相关。

步骤(TX-F)发射由加法器229(图5)将在步骤(TX-E)中确定的矢量231与在步骤(TX-A)中确定的矢量228相加所得的和233(图5)。

接收机执行以下操作：

步骤(RX-A)将时基调整到估计的第一到达多径

步骤(RX-B)在导频滤波器中，将相关期间设为与以上步骤(TX-D)中使用的相同。

步骤(RX-C)以与传统系统中相同的方式执行解调、均衡器操作等。

作为示例，本实施例使CDMA信号能被修饰成包括与OFDM信号的导频组分相似的导频组分。参考图10与参考矩阵G’相比，与p(kT_c)的这一比较更为显而易见。例如，考虑不带保护频带、每OFDM码元N个码片并具有m个等间隔导频音的简单OFDM设置的情形。我们将导频音与信号的数据部分分开，并仅对导频音作IFFT；称IFFT的结果为p(kT_c)。因为导频音的频谱是周期性的，所以其时域等效也将是周期性的，有N/m个平均分布的波峰，间隔m个码片。

式(16)

显然，时域信号p(kT_c)及其任何循环移位与发射OFDM码元的数据部分及其任何循环移位总是正交的。由此我们可通过将p(kT_c)与接收信号卷积来获得信道冲激响应抽头系数的无干扰估计c(j)，j＝0，1，...，m-1。

c＝p(kT_c)*r(lT_c)    式(17)

上述各个实施例中一个或多个的结合并不以显著方式重大地影响能力较弱或传统的接收机。不使用与基站发射机采取的相同的相关周期的移动台接收机将不能如在此参考各实施例描述的那样得益于无多径干扰的导频估计，但是移动台接收机中的性能应与传统情形中的相当。尽管所描述的各个实施例提供了便于在移动台的接收机中使用频域均衡的改善性能，但是在发射之前，在基站中执行的计算复杂度提高了。

提供对所公开实施例的以上说明是为了使本领域任何技术人员能够制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改易于为本领域技术人员所显而易见，并且本文中所定义的一般化原理可应用于其它实施例而不会偏离本发明的精神或范围。由此，本发明并不旨在被限定于本文中所示出的实施例，而是应与符合本文中公开的原理和新颖特征的最广义的范围一致。

Claims (23)

1.一种用于维持可根据第一格式操作的一个或多个传统移动台的互操作、同时支持可根据第二格式操作的一个或多个频域均衡可用移动台的方法，包括：

生成符合第一格式的第一信号序列；

生成一偏移矢量；以及

将所述第一信号序列与所述偏移矢量相组合以形成符合第二格式的第二信号序列，所述第二格式的所述第二信号序列支持在一个或多个频域可用移动台中的频域均衡，所述第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括将所述第一信号序列中的每个码元的前m个码片设为0。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括将所述第二格式的FFT中的m个等间隔值设为一已知值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述已知值是

，其中N是在频域均衡移动台中使用的码元长度，并且I_or是基站扇区的总发射功率。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述生成一偏移矢量包括创建一要与所述第一格式相加的差分矢量，所述差分矢量与导频信道的互相关和所述第二信号序列与所述导频信道的互相关幅值相同但相位相反。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括发射所述第二信号序列，以实现所述一个或多个传统移动台以及所述另一个或多个频域均衡可用移动台两者的可操作性。

7.一种基站，包括：

编码器，用于将多个消息数据比特编码成多个编码码元；

信号修饰器，它被配置成生成符合第一格式的第一信号序列并生成一偏移矢量；以及

加法器，用于将所述第一信号序列与所述偏移矢量组合以形成符合第二格式的第二信号序列，所述第二格式的所述第二信号序列支持一个或多个频域可用移动台中的频域均衡，所述第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

8.如权利要求7所述的基站，其特征在于，所述信号修饰器被进一步配置成将所述第一信号序列中的每一码元的前m个码片设为0。

9.如权利要求7所述的基站，其特征在于，所述信号修饰器被进一步配置成将所述第二格式的FFT的m个等间隔值设为一已知值。

10.如权利要求9所述的基站，其特征在于，所述已知值是，其中N是在频域均衡移动台中使用的码元长度，并且I_or是基站扇区的总发射功率。

11.如权利要求7所述的基站，其特征在于，所述信号修饰器被配置成通过创建一要与所述第一格式相加的差分矢量来生成所述偏移矢量，所述差分矢量与导频信道的互相关和所述第二信号序列与所述导频信道的互相关幅值相同但相位相反。

12.如权利要求7所述的基站，其特征在于，进一步包括一发射机，所述发射机被配置成发射所述第二信号序列，以实现所述一个或多个传统移动台以及所述另一个或多个频域均衡可用移动台两者的可操作性。

13.一种无线通信系统，包括：

一个或多个非频域均衡可用移动台，被配置成根据第一格式操作；

另一个或多个频域均衡可用移动台，被配置成根据第二格式操作；

基站，被配置成维持可根据第一格式操作的一个或多个非频域均衡可用移动台的互操作性、同时支持可根据第二格式操作的一个或多个频域均衡可用移动台。

14.如权利要求13所述的无线通信系统，其特征在于，所述基站包括：

编码器，用于将多个消息数据比特编码成多个编码码元；

信号修饰器，被配置成生成符合第一格式的第一信号序列并生成一偏移矢量；以及

加法器，用于将所述第一信号序列与所述偏移矢量组合以形成符合第二格式的第二信号序列，所述第二格式的所述第二信号序列支持一个或多个频域可用移动台中的频域均衡，所述第二信号序列保持与一个或多个非频域可用移动台的兼容性。

15.如权利要求14所述的无线通信系统，其特征在于，所述信号修饰器被进一步配置成将所述第一信号序列中的每一码元的前m个码片设为一已知值。

16.如权利要求14所述的无线通信系统，其特征在于，所述信号修饰器被进一步配置成将所述第二格式的FFT中的m个等间隔值设为

，其中N是在频域均衡移动台中使用的码元长度，并且I_or是基站扇区的总发射功率。

17.如权利要求14所述的无线通信系统，其特征在于，所述信号修饰器被配置成通过创建一要与所述第一格式相加的差分矢量来生成所述偏移矢量，所述差分矢量与导频信道的互相关和所述第二信号序列与所述导频信道的互相关幅值相同但相位相反。

18.如权利要求14所述的无线通信系统，其特征在于，进一步包括一发射机，所述发射机被配置成发射所述第二信号序列，以实现所述一个或多个传统移动台以及所述另一个或多个频域均衡可用移动台两者的可操作性。

19.一种用于维持可根据第一格式操作的一个或多个传统移动台的互操作、同时支持能根据第二格式操作的一个或多个频域可用移动台的系统，包括：

用于生成符合第一格式的第一信号序列的装置；

用于生成一偏移矢量的装置；以及

用于将所述第一信号序列与所述偏移矢量相组合以形成符合第二格式的第二信号序列的装置，所述第二格式的所述第二信号序列支持在一个或多个频域可用移动台中的频域均衡，所述第二信号序列保持与一个或多个传统移动台的兼容性。

20.如权利要求19所述的系统，其特征在于，进一步包括用于将所述第一信号序列中的每个码元的前m个码片设为0的装置。

21.如权利要求19所述的系统，其特征在于，进一步包括将所述第二格式的FFT中的m个等间隔值设为

的装置，其中N是在频域均衡移动台中使用的码元长度，并且I_or是基站扇区的总发射功率。

22.如权利要求19所述的系统，其特征在于，所述用于生成偏移矢量的装置包括创建一要与所述第一格式相加的差分矢量，所述差分矢量与导频信道的互相关和所述第二信号序列与所述导频信道的互相关幅值相同但相位相反。

23.如权利要求19所述的系统，其特征在于，进一步包括用于发射所述第二信号序列以实现所述一个或多个传统移动台以及所述另一个或多个频域均衡可用移动台两者的可操作性的装置。

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