JP3464002B2 - スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置Info
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Description
に関し、更に特定すれば、スペクトラム拡散通信システ
ムにおけるコヒーレント通信方法および装置に関するも
のである。
システムの目的は、一地点に配置されたソースからの情
報信号を、ある距離だけ離れた別の地点に配置されたユ
ーザ目的地に送信することである。一般的に、通信シス
テムは、送信機、チャンネル、および受信機という基本
構成から成る。送信機は、メッセージ信号をチャンネル
上で送信するのに適した形式に処理する機能を有する。
このメッセージ信号の処理は、変調と呼ばれる。チャン
ネルの機能は、送信機出力と受信機入力との間に実質的
な結合を提供することである。受信機の機能は、受信信
号を処理し、元のメッセージ信号の予測(estimate)を
生成することである。この受信信号の処理は、復調と呼
ばれる。
拡散システムがある。スペクトラム拡散システムでは、
送信信号を通信チャンネル内の広い周波数帯域に拡散さ
せる変調技法が利用される。この周波数帯は、送出され
る情報を送信するのに必要な最少帯域よりもかなり広い
ものである。例えば、音声信号は、振幅変調(AM)を用
いれば、情報自体のわずか2倍の帯域内で送ることがで
きる。偏移の少ない周波数変調(FM)或いは単側帯波AM
(singlesideband AM)のような他の変調形式も、情報
自体の帯域に相当する帯域内で、情報を送信することが
できる。しかし、スペクトラム拡散システムでは、送信
対象信号の変調は、多くの場合、数キロヘルツのみの帯
域のベースバンド信号(例えば、音声チャンネル)を取
り、この送信対象信号をメガヘルツ幅の周波数帯域にわ
たって分散することを含む。これは、送信される信号
を、送るべき情報および広帯域エンコーディング信号と
共に変調することによって、達成される。
プがあり、それらは、直接シーケンス変調(directsequ
ence modulation)、周波数および/または時間ホッピ
ング変調(hopping modulation)、およびチューブ変調
(chirp modulation)を含む。直接シーケンス変調で
は、ビット・レートが情報信号の帯域よりもはるかに高
い、デジタル・コード・シーケンスによって、キャリア
信号が変調される。
セージ信号)を、直接シーケンス・スペクトラム拡散信
号に変換するには、いくつかの方法がある。1つの方法
は、情報を拡散変調に用いる前に、それを拡散コードに
付加することである。拡散コードと情報との組み合わせ
は典型的にモデュロ−2の加算を含む二進コードである
ので、送信対象情報は、拡散コードに付加する前に、デ
ジタル形式になっていなければならない点に留意すべき
である。あるいは、情報またはメッセージ信号を用いて
それを拡散する前に変調することも可能である。
ステムは、多重アクセス通信システムとして、容易に設
計することができる。例えば、スペクトラム拡散システ
ムを、直接シーケンス・コード分割多重アクセス(DS−
CDMA)システムとして設計することもできる。DS−CDMA
システムでは、2台の通信ユニット間の通信は、通信チ
ャンネルの周波数帯域上の各送信信号を、固有のユーザ
拡散コードと共に拡散することによって達成される。結
果として、送信信号は通信チャンネルと同一周波数帯域
となり、固有のユーザ拡散コードによってのみ分離され
る。これら固有のユーザ拡散コードは互いに直交し、拡
散コード間の相互相関(cross−correlation)がほぼゼ
ロとなるようにする。
は、通信チャンネルから取り出すべき特定の送信信号に
関連するユーザ拡散コードを用いて、通信チャンネル内
の信号の和を表わす信号を拡散解除(despread)するこ
とによって可能である。更に、ユーザ拡散コードが互い
に直交する場合、受信信号を特定のユーザ拡散コードと
相関付けることができ、その特定の拡散コードに関連す
る所望のユーザ信号のみを強調し、他の全ユーザ用の他
の信号を強調しないようにすることもできる。
分離するために用いることができる他の拡散コードもい
くつかあることは、当業者であれば認めるであろう。こ
れらの拡散コードは、疑似ノイズ(PN)コードおよびウ
オルシュ・コード(Walsh code)が含まれるが、これら
に限定される訳ではない。ウオルシュ・コードは、アダ
マール・マトリクス(Hadamard matrix)の1つの行ま
たは列に対応するものである。
に使用可能であることも、当業者であれば認めるであろ
う。データ信号をチャンネル・コード化し、ノイズ、フ
ェーディング、およびジャミング(jamming)のような
種々のチャンネル妨害の影響に対して、送信信号の耐性
を強化することにより、通信システムの性能を改善す
る。典型的に、チャンネル・コーディングによって、ビ
ット・エラーの可能性が低下すると共に、ノイズ密度当
たりのエラー・ビットとして通常表される。必要な信号
対ノイズ比(即ち、情報ビット当たりのエネルギのノイ
ズ・スペクトラム密度に対する比として定義される、Eb
/N0)を低減し、他の場合にデータ信号を送信するのに
必要とするより広い帯域を用いることなく、信号を復元
する。例えば、データ信号を以後の送信のために変調す
る前に、ウオルシュコードを用いて、そのデータ信号を
チャンネル・コード化することができる。同様に、PN拡
散コードを用いて、データ信号をチャンネル・コード化
することもできる。
通信システムの設計上、システムが特定数の同時通信
(全てが最少の信号対ノイズ比を有する)を処理可能で
あることが要求される場合、必要な信号対ノイズ比を与
えられないことがある。ある場合には、非コヒーレント
受信技法を用いるのではなく、コヒーレントに送信信号
を検出する通信システムを設計することによって、この
設計上の制約を満足することができる。コヒーレント受
信機は、同一ビット・エラー・レート(即ち、許容干渉
レベルを表わす特定の設計上の制約)を有する非コヒー
レント受信機よりも信号対ノイズ比(Eb/N0)が低くて
もよいことは、当業者であれば認めるであろう。大まか
に言えば、レイリー・フェーディング・チャンネルにつ
いて、それらの間に3デシベル(dB)の差がある。コヒ
ーレント受信機の利点は、ダイバーシティ受信を用いる
場合に、更に重要になる。これは、コヒーレント受信機
の場合結合損失(combining loss)がないのに対し、非
コヒーレント受信機の場合常に結合損失があるからであ
る。
は、パイロット信号を用いることである。例えば、セル
ラ通信システムでは、フォーワード・チャンネルまたは
ダウン・リンク(即ち、基地局から移動機)は、既知局
がパイロット信号を送信すれば、コヒーレント検出を行
うことができる。以後、全ての移動機はそのパイロット
・チャンネル信号を用いて、チャンネル位相および強度
のパラメータを予測する。しかしながら、リバース・チ
ャンネルまたはアップ・リンク(即ち、移動機から基地
局)がこのような共通パイロット信号を用いることは不
可能である。結果として、アップ・リンク通信には、非
コヒーレント検出技法のみが適していると、当業者は多
くの場合考える。
いて非コヒーレント受信を最適化することに焦点を当て
てきた。例えば、以下の論文を参照していただきたい。
ign Aspects of Code Division Multiple Access(CDM
A)Applied to Digital Cellular And Personal Commun
ications Networks,"Proc.of VTC'91,pp.57−62,1991。
l Coding for Reverse Channel CDMA Communication,Pr
oc.of VTC'92,pp.63−66,1992年5月,Denver,CO。
Two Interleaving Techniques for CDMA Radio Communi
cation Systems,"Proc.of VTC'92,pp.275−278,1992年
5月,Denver,CO。
rleaved Convolutionally Encoded Code Division Mult
iple Access System over Rayleigh Fading Channel,"P
roc.of PIMRC'92,pp.128−132,1992年10月。
アップ・リンク通信に、異なるコーディング、変調、検
出およびインターリーブ技法を用いた場合、性能にかな
りの差が生じることを示している。
および直交コーディングにおいてビット毎のインターリ
ーブを用いて、DS−CDMA通信システムにおける非コヒー
レント受信を最適化する、DS−CDMA通信システムが記載
されている。
およびN.R.Sollenbergerの論文には、ウオルシュ・コー
ディング(即ち、直交コーディング)、非コヒーレント
検出を採用し、ビット毎のインターリーブの代わりに直
交シンボル・(即ち、ワード毎の)インターリーブを用
いた、アップ・リンクDS−CDMAシステムが開示された。
L.F.ChangとN.R.Sollenbergerの論文は、ビット毎のイ
ンターリーブを用いる、畳み込みおよび直交コーディン
グ体系は、いずれかの体系を採用する通信システムが、
異なる速度で移動する(例えば、毎時0から100キロメ
ートルの範囲の速度で移動する)移動通信ユニットの電
力制御も用いた場合、A.SalmasiおよびK.S.Gilhousenに
記載されている同様のビット毎のインターリーブ体系よ
りも、約1ないし1.4dB低いEb/N0でよいことを示してい
る。ワード毎のインターリーブを用いる畳み込み/直交
コーディング体系は、ビット毎のインターリーブよりも
性能はよいが、後者よりも暗黙のダイバーシティ(impl
icit diversity)が少ない、更に、これはまだ非コヒー
レント通信システムであり、結合損失を回避することが
できない。
を記載しており、ここでは、ウオルシュ・コーディング
およびビット−レベル・インターリーブを用いた、アッ
プ・リンクDS−CDMA通信システムの性能が、4−ポート
・ダイバーシティ結合によって、インターリーブ方法を
変えることなく改善することができる。
上述の改善を考慮しても、コヒーレント検出技法を用い
る通信システムに対する要請が、未だに存在するのであ
る。
びデコーディングを行う方法および装置が提供される。
エンコーディングでは、基準シンボルを入力データ・シ
ンボル・ストリームに挿入し、基準コード化入力データ
・シンボル・ストリームを形成する。続いて、通信チャ
ンネル上の送信に先だって、この基準コード化入力デー
タ・シンボル・ストリームを拡散コードを用いて拡散す
ることにより、基準コード化入力データ・シンボル・ス
トリームに対して、通信チャンネル上を送信するための
準備を行う。デコーディングでは、受信した通信信号
を、拡散コードを用いて縮減し、基準サンプル流および
データ・サンプル・ストリームを得る。前記基準サンプ
ル・ストリームを利用することによって、チャンネル応
答を予測する。最後に、前記予測チャンネル応答を利用
することによって、予測データ・シンボルを、データ・
サンプル・ストリームから検出する。
示すブロック図である。
に用いるための、好適実施例の通信チャンネル・フレー
ム構造を示すブロック図である。
に用いるための、好適実施例のチャンネル予測器を示す
ブロック図である。
ステムの新しい手法を紹介する。この新しい手法は、基
準シンボルに基づくチャンネル予測を用いたコヒーレン
ト検出を採用する。他の形式の通信システム(例えば、
個人通信システム、トランク・システム、衛星通信シス
テム、データ・ネットワーク等)も、ここに記載する原
理を用いるように改造および/または設計可能であるこ
とは、当業者であれば認めるであろう。このようなコヒ
ーレント検出方法をアップ−リンクDS−CDMA通信に適用
することによって、非コヒーレント検出技法に対して、
大幅なEb/N0の利得が得られることが示されるであろ
う。特に、この新しい手法を用いることによって必要と
されるEb/N0は、実際の移動通信ユニットの速度の全範
囲にわたって(即ち、毎秒0から100キロメートルの速
度)、ビット毎のインターリーブを用いたウオルシュ・
コーディングによる非コヒーレント検出よりも約2.5dB
低く、またウオルシュ・シンボル(即ちワード−バイ−
ワード)を用いた非コヒーレント検出よりも1.3dB低い
ことが、シミュレーション結果から示されている。この
新しい手法の分析は、周波数領域で行われる。この周波
数領域の分析の結果、完全なコヒーレント検出に対する
この手法の動作性能損失を特徴付ける簡単な式が得られ
る。
チャンネル予測を得ることが必要である。基本的に、デ
ータに基づくものと基準(reference)に基づくものと
の、2種類のチャンネル予測方法がある。データに基づ
くチャンネル予測は、判断−方向付け(decision−dire
cted)または非判断−方向付け(non−decison−direct
ed)として、実施することができる。DS−CDMAアップ−
リンク通信では、チャンネル予測器は、低い信号対ノイ
ズ比で動作しなければならず、またフェーディングは比
較的速い。結果的に、判断−方向付け手法は、高い判断
誤り率のため不適切である。一方、A.J.Viterbiおよび
A.M.Viterbiによる論文「Nonlinear Estimation of
PSK−Modulated Carrier Phase with Application to B
urst Digital Transmission」IEEE Trans.on Info.Theo
ry,Vol.IT−29,No.4,pp.543−551,Jul.1983に記載され
ているように、非判断−方向付け方法は、チャンネル予
測において、例えば、二進位相シフト・キーイング(BP
SK)に対する180度の曖昧さ、或いは直角位相シフト・
キーイング(QPSK)に対する90度の曖昧さのような、位
相の曖昧さを常に有する。結果として、差分コーディン
グ(differential coding)を用いてその効果を予測す
る必要がある。しかしながら、当業者は認めるであろう
が、差分コード化信号をレイレイ・フェーディング・チ
ャンネル上で送信する通信システムでは、コヒーレント
検出を用いるものでも、非差分コード化位相シフト・キ
ーイング(PSK)信号通信よりも、更に3dB以上高いEb/N
0を必要とするのである。
法は、チャンネル予測に基準シンボルを用いることであ
る。基準シンボルに基づくチャンネル予測について、以
下に説明する。受信機には知られている基準シンボル
を、データ・シンボルを保持する情報ストリームに挿入
する。データ・シンボルは、コード化シンボルでもよ
い。受信機では、基準シンボルに対応する受信信号サン
プルを用いて、チャンネル予測を生成する。この基準シ
ンボルは受信機には知られているので、判断エラーはな
く、しかも結果的に得られるチャンネル予測は、位相の
曖昧さを有することはない。結果として、非差分コード
化信号送信を用いた確実な(robust)通信システムが得
られる。
り、或いは不均一に分散することができる。フラット・
フェーディング・チャンネルでは、基準シンボルを周期
的かつ均一にデータ・ストリームに挿入することが望ま
しい。フロント・エンド・プロセッサにRAKE受信機を有
するDS−CDMAアップ−リンクでは、各RAKEの「フィンガ
(finger)」の出力を、フラット・フェーディング信号
として扱うことができる。このように、好適実施例の通
信システムは、1つの基準シンボルを、M個のコード化
データ・シンボル毎に、均一に挿入する。
E.Green,Jr.の「UA Communication Technique for Mult
ipath Channels」Proceedings of the IE,1958年3月,
第555−570頁に記載されている。端的に言えば、RAKE受
信機は、受信信号のマルチパス特性の連続的かつ詳細な
測定を行う。次にこの知識を利用して、相関方法を用い
て個々にエコー信号を検出し、代数的にこれらのエコー
信号を結合して単一の検出信号とすることによって、選
択的フェーディングを行う。シンボル間干渉は、代数的
結合に先だって、種々の検出されたエコー信号間の時間
遅れまたは位相を変えることによって減衰される。
ステムにおけるコヒーレント通信用システムが示されて
いる。この通信システムのエンコーディング部100で
は、トラフィック・チャンネル・データ・ビット102
が、特定のビット・レート(例えば、9.6キロビット/
秒)で、エンコーダ104に入力される。入力されるトラ
フィック・チャンネル・データ・ビットは、ボコーダに
よってデータに変換された音声、純粋なデータ、または
これらの2種類のデータの組み合わせを含むことができ
る。エンコーダ104は、入力データ・ビット102を、固定
エンコーディング・レート(1/r)で、データ・シンボ
ルにエンコードする。このエンコードは、後に行うデー
タ・シンボルのデータ・ビットへの最尤デコーディング
を容易にするエンコーディング・アルゴリズム(例え
ば、畳み込みまたはブロック・コーディング・アルゴリ
ズム)を用いる。例えば、エンコーダ104は、入力デー
タ・ビット102(例えば、9.6キロビット/秒のレートで
受信された192個の入力データ・ビット)を、1データ
・ビットに対して3データ・シンボル(即ち、1/3)の
固定エンコーディング・レートでエンコードし、エンコ
ーダ102がデータ・シンボル106(例えば、28.8キロシン
ボル/秒のレートで576個のデータ・シンボル出力)を
出力する。
力される。インターリーバ108は、データ・シンボル106
をブロック(即ち、フレーム)に組織化し、入力データ
・シンボル106を、シンボル・レベルで、ブロック・イ
ンターリーブする。インターリーバ108では、データ・
シンボルは、所定サイズのデータ・シンボル・ブロック
を規定するマトリクスに、個々に入力される。データ・
シンボルは、マトリクスが列単位に埋められるように、
マトリクス内の位置に入力される。データ・シンボル
は、マトリクスが行単位で空になるように、マトリクス
内の位置から個々に出力される。典型的に、このマトリ
クスは、行の数と等しい数の列を有する正方形マトリク
スであるが、他のマトリクス形状を選択して、連続的に
入力されるインターリーブされていないデータ・シンボ
ル間の出力インターリーブ距離を増加させることもでき
る。インターリーブされたデータ・シンボル110は、そ
れらが入力されたのと同じデータ・シンボル・レート
(例えば、28.8キロシンボル/秒)で、インターリーバ
108によって出力される。マトリクスによって規定され
た所定サイズのデータ・シンボル・ブロックは、所定長
の送信ブロック以内のコード化されたビット・レートで
送信することができる、最大数のデータ・シンボによっ
て規定される。例えば、データシンボル106が、エンコ
ーダ104から28.8キロシンボル/秒のレートで出力さ
れ、送信ブロックの所定長が20ミリ秒であるとすると、
データ・シンボルのブロックの所定長は、28.8キロシン
ボル/秒に20ミリ秒を乗算し、576データ・シンボルと
なる。これは、18x32のマトリクスを規定する。
基準ビット挿入器112に入力され、インターリーブされ
たデータ・シンボル110のM個毎に、L個の既知の基準
ビットを挿入する。以下の説明を簡素化するために、L
=1およびM=6と仮定する。加えて、挿入される各基
準ビットは、ゼロ・ビットであると仮定する。しかしな
がら、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、
LおよびMはいかなる他の値としてもよいことは、当業
者であれば認めるであろう。加えて、本発明の範囲およ
び精神から逸脱することなく、基準ビットは、全てが1
ビット、または数個の1ビットとそれに続く数個のゼロ
ビットのような既知の連続であれば、いかなるものとす
ることもできる。L=1およびM=6の場合、基準ビッ
ト挿入器112は、各ブロック(即ち、フレーム)毎に672
個の基準コード化したビット114を出力し、1つの基準
ビットが6個のデータ・シンボルから成る各群の間に挿
入されるようにする。42ビットで構成される基準コード
化されたデータ・シンボル114の送信ブロック(即ち、
フレーム)の一例を第2図に示す(ここで、各dは、デ
ータシンボルを表し、各rは基準ビットを表わす)。
ステムのエンコーディング部100から出力され、通信シ
ステムの送信部116に入力される。データ・シンボル114
に対して、変調器117により、通信チャンネル上の送信
のための準備を行う。次に、変調された信号をアンテナ
118に供給し、通信チャンネル120上を送信する。
準コード化されたデータ・シンボル114から固定長コー
ドのシーケンスを得ることによって、直接シーケンス・
コード分割スペクトラム拡散送信のための準備を、デー
タ・シンボル114に対して行う。例えば、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各データ
・シンボルを、固有の9ビット長コードに拡散し、6個
のデータ・シンボルから成る1つの群が、単一の54ビッ
ト長コードで表されるようにする。更に、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各基準ビ
ットは、10ビット長コードを選択してもよい。前記6個
のデータ・シンボルから成る群を表わすコード、および
関連する基準ビットを組み合わせて、単一の64ビット長
コードを形成することが好ましい。この拡散過程の結果
として、固定レート(例えば28.8キロシンボル/秒)で
基準コード化されたデータ・シンボル114を受け取った
変調器117は、より高い固定シンボル・レート(例え
ば、307.2キロシンボル/秒)を有する、64ビット長コ
ードの拡散シーケンスを有することになる。基準コード
化されたデータ・シンボル114のストリーム内の基準ビ
ットおよびデータ・シンボルは、本発明の範囲および精
神から逸脱することなく、多くの他のアルゴリズムによ
っても、より長いコード・シーケンスに拡散できること
は、当業者であれば認めるであろう。
ード)を用いて拡散することによって、拡散シーケンス
に対して、更に直接シーケンス・コード分割スペクトラ
ム拡散送信のための準備を行う。この拡散コードは、固
定チップ・レート(例えば、1228メガチップ/秒)で出
力される、ユーザによって特定されるシンボル・シーケ
ンス、即ち固有のユーザ・コードである。エンコードさ
れたトラフィック・チャンネル・データ・ビット102
を、通信チャンネル120上を送ったのはどのユーザか、
についての識別を与えることに加えて、この固有ユーザ
・コードは、エンコードされたトラフィック・チャンネ
ル・データ・ビット102をスクランブルすることによっ
て、通信チャンネル内の通信の保護を強化するものであ
る。更に、ユーザ・コードで拡散されたエンコード・デ
ータ・ビット(即ち、データ・シンボル)を用いて、正
弦波の電力レベル制御を実施することによって、当該正
弦波にバイ−フェーズ変調(bi−phase modulation)を
行う。この正弦波出力信号に帯域通過フィルタ処理を行
い、RF周波数に変換し、増幅し、フィルタ処理を行い、
そしてアンテナ118によって放射することによって、BPS
K変調を用いた通信チャンネル120における、トラフィッ
ク・チャンネル・データ・ビット102の送信を完了す
る。
て、通信チャンネル120上を送信されたスペクトラム拡
散信号を受信する。受信された信号は、デスプレッダ
(despreader)およびサンプラ126によって、データ・
サンプルにサンプルされる。続いて、このデータ・サン
プル142は、通信システムのデコーディング部154に出力
される。
復調、RF周波数からの変換、および所定レート(例え
ば、1.2288メガサンプル/秒)でのサンプリングによっ
て、受信したスペクトラム拡散信号にBPSKサンプリング
を行うことが好ましい。続いて、BPSKサンプル信号は、
受信サンプル信号を前記長い拡散コードと相関付けるこ
とによって、拡散解除(despread)される。結果的に得
られた拡散解除サンプル信号12は、所定レートで(例え
ば、受信拡散スペクトラム信号の4サンプルのシーケン
スを拡散解除し、および/または単一のデータ・サンプ
ルで表されるように、307.2キロサンプル/秒で)サン
プリングされ、基準ビット抽出器130に出力される。
ら基準ビット132を抽出し、この基準ビット132をチャン
ネル予測器134に出力することが好ましい。拡散解除サ
ンプル信号128の残りのデータ・サンプル138は、以後に
データ・サンプル142のコヒーレント検出を行うため
に、コヒーレント検出器140に出力される。
データ・サンプルの既知の基準シーケンスと相関付ける
ことによって、バイアスされていないが、ノイズの多い
チャンネル予測を得る。よりよいチャンネル予測136を
得るために、これらノイズを多い予測を、高周波数ノイ
ズ成分を除去するように固定されたまたは適合された、
低域フィルタに通す。結果的に得られるチャンネル予測
136は、比較的ノイズが少なく、コヒーレント検出に用
いることができる。尚、低域フィルタ処理は、(M+
1)T毎にチャンネル予測を与えるのみであることに注
意すべきである。ここで、Mは基準ビット挿入器112に
よって各基準ビット間に挿入されたデータシンボル数
(例えば、M=6)、そしてTは各データ・サンプルの
時間間隔である。送信データ・シンボルのコヒーレント
検出を行うためには、各T毎にチャンネル予測を有する
必要がある。(M+1)Tがチャンネル変動時定数に対
して短い場合、各T毎にチャンネル予測を得る簡単であ
るが効果的な方法は、(M+1)Tだけ分離された2つ
のチャンネル予測間で線形補間を行うことである。しか
しながら、当業者であれば認めるであろうが、必要であ
れば、より洗練された補間技法を用いることもできる。
御も用いて、システム全体の性能を高めることもでき
る。電力制御アルゴリズムは、非コヒーレント通信シス
テムで用いられるアルゴリズムに非常によく似ている。
好ましくは、好適実施例の電力制御アルゴリズムは、受
信電力を1.25ms毎(即ち、各ブロックまたはフレーム毎
に)、或いは、12情報ビット毎、即ち、36エンコード・
ビットまたは42の全受信信号サンプル毎に予測すること
を含む。電力予測は、いくつかの異なる技法で計算する
ことができる。1つの技法は、42ビット長ブロック内の
6つの基準信号サンプル(即ち、基準ビット抽出器130
からの基準ビット144)を単に用いることによって、チ
ャンネル予測を電力予測146と共に計算するというもの
である。次に、電力予測器146によって、チャンネル予
測強度の二乗を、電力予測148として出力する。
来通りである。コヒーレント検出器140は、拡散解除サ
ンプル信号128からの残りのデータ・サンプル138を、チ
ャンネル予測136の共役と乗算することによって、コヒ
ーレントに検出されたサンプル142を生成する。
3およびアンテナ124,125は、それぞれ空間ダイバーシテ
ィ(space diversity)を達成する。N番目の受信機部
は、上述の受信機部122とほぼ同様に動作し、通信チャ
ンネル120内で受信したスペクトラム拡散信号からデー
タ・サンプルを引き出す。N個の受信部の出力142ない
し152は、乗算器150に入力され、これら入力データ・サ
ンプルをダイバーシティ結合して、コヒーレントに検出
されたデータ・サンプル160の複合ストリームを得る。
160は、次に、デインターリーバ162を含むデコーディン
グ部154に入力され、この入力されたソフト判断データ1
60に対して、個々のデータ・レベルでデインターリーブ
を行う。デインターリーバ162では、ソフト判断データ
の所定サイズのブロックを規定するマトリクスに、ソフ
ト判断データ160がマトリクスに個々に入力される。ソ
フト判断データは、マトリクスが1行ずつで満たされる
ように、マトリクス内の位置に入力される。デインター
リーブされたソフト判断データ164は、マトリクスが1
列ずつ空になるように、マトリクス内の場所から個々に
出力される。デインターリーブされたソフト判断データ
164は、それらが入力されたのと同一レートで、デイン
ターリーバ162から出力される(例えば、288.8キロメト
リック/秒)。
・ブロックの所定サイズは、所定長の送信ブロック内で
受信されたスペクトラム拡散信号からの、データ・サン
プルをサンプリングする最大レートから得られる。
コーダ164に入力され、最尤デコーディング技法を用い
て、予備トラフィック・チャンネル・データ・ビット16
8を生成する。最尤デコーディング技法は、ビタビ・デ
コーディング・アルゴリズムに実質的に類似するアルゴ
リズムを用いることによって、強化する(augumented)
ことができる。デコーダ166は、1群のソフト判断デー
タ164を用いて、最尤シーケンス予測デコーダ166の各特
定時間状態において用いるための、1組のソフト判断遷
移メトリクス(soft decision transition metrics)を
形成する。ソフト判断遷移メトリクスの各組を形成する
ために用いられる前記群内のソフト判断データ164の数
は、各入力データ・ビット102から生成される、畳み込
みデコーダの出力におけるデータ・シンボルの数に対応
する。各組のソフト判断遷移メトリクスの数は、各群内
のソフト判断データ164の数の二乗に等しい。例えば、
送信機において1/3畳み込みエンコーダが用いられる場
合、各入力データ・ビット102から3つのデータ・シン
ボル106が生成される。したがって、デコーダ166は、3
つの個々のソフト判断データ164の群を用いて、最尤シ
ーケンス予測デコーダ166の各時間状態において用いる
ための、8個のソフト判断遷移マトリクスを形成する。
予測データ・ビット168は、ソフト判断データ164がデコ
ーダ166に入力されるレート、および最初に入力データ
・ビット102をエンコードするのに用いられた固定レー
トに関連するレートで生成される(例えば、ソフト判断
データが28.8キロメトリクス/秒で入力され、元のエン
コーディング・レートが1/3である場合、予測データ・
ビットは、9600ビット/秒のレートで出力される)。
ディング用通信システムを、第1図を参照して説明し
た。要約すれば、この通信システムは、入力データ・ビ
ットをデータ・シンボルにエンコードし、そのデータ・
シンボルを1シンボルずつインターリーブし、インター
リーブされたシンボルに基準ビットを挿入し、そして基
準コード化したデータ・シンボルを変調し通信チャンネ
ルを通じて送信する、第1部分を含む。前記通信システ
ムは、更に、通信チャンネル上からの信号を受信しかつ
変調し、当該通信チャンネルのパラメータを予測し、受
信信号内のデータ・サンプルをコヒーレントに復調し、
このコヒーレントに検出されたデータ・サンプルをデイ
ンターリーブして、各受信された送信ブロック内でソフ
ト判断データとして用い、続いてデインターリーブした
個々のソフト判断データからソフト判断遷移メトリクス
を生成し、そして次に最尤デコーディング技法を用いる
ことによって、ソフト判断メトリクスから予測データ・
ビットを発生する、第2部分を含む。
を検出する本方法の背後にある理由付けおよびチャンネ
ル予測器134の動作をより明確に説明すると共に、更に
議論を容易に進めるために、以下の数学的モデルを構築
する。
としてモデル化することができ、h(t)で示されるこ
とを、当業者は認めるであろう。畳み込みエンコードさ
れた基準ビットの時間間隔をTで表わす。すると、復調
および拡散解除後の受信信号は、T毎にサンプルされる
ことになる。1つの基準ビットを、各6エンコード・ビ
ット毎に挿入すると仮定すると、基準ビットに対応する
サンプルは、nTr=7nT,n=...,−1,0,1,...に現れる。
ここで、Tr=7Tが定義される。次に、ノイズ予測は、次
のように書くことができる。
る。(式1)に示したものよりもよい予測は、次のよう
にして得られる。
とによって、ノイズ予測の7を用いて、各基準ビット間
隔Tr毎に、予測が得られる。コヒーレント検出情報を生
成するために必要とされる、kTにおいてk≠7nについ
て、チャンネル予測を得るために、補間技法を用いるこ
とができる。最も簡単な補間方法は、線形補間を用いる
ことである。例えば、k=7n+i(ここで1≦i≦6)
と仮定すると、(式2)の結果は次のように書かれる。
することができる。しかしながら、チャンネル・フェー
ディングが、基準信号のサンプリング・レート1/Trに対
して遅い場合、上述の線形補間方法で十分である。
f<−fdおよびf>fd(ここでfdはドプラ周波数)に対
してΦ(f)=0となる、パワースペクトラムΦ(f)
を有する、ゆっくりと時間変化するランダムなプロセス
としてモデル化することができる。fdが未知であるか、
或いは時間と共に変化し得る場合、得ることができる最
良の予測h(n)は、周波数が|f|>fd,maxのノイズ成
分を除去する理想的な低域通過線形位相フィルタに、ノ
イズの多い予測h(kTr)を通過させることによって得
られる。最適なフィルタは、次に示す周波数応答、即ち
Wkのフーリエ変換を有するものであろう。
R)フィルタがある。これは、以下のように書くことが
できる出力を有する。
または重みである。上述の(2N+1)サンプル平均方法
は、Wk=1/(2N+1)の場合、この加重加算方法の特別
な場合であることは、容易に理解できる。上述の基準に
したがってWkを選択することによって、遅れが導入され
てしまうが、h(n)のよりよい予測を得ることができ
る。第3図は、基準信号に基づいて予測されたノイズ・
チャンネルの加重平均を用いて、どのようにして(式
5)を実施してチャンネル予測を生成するかを示すもの
である。
ヒーレント受信機の動作が公知であることは、当業者で
あれば認めるであろう。したがって、以下の議論で、こ
のようなチャンネルにおける、最適コヒーレント受信機
に対する、基準に基づくチャンネル予測方法の性能(pe
rformance)損失を分析する。この損失は、主として2
つの要因によって生じるものである。第1に、情報を保
持しない基準ビットを挿入することによって、全送信出
力が同一である場合、情報ビット(Eb)当たりのエネル
ギが事実上減少してしまう(即ちデータ・レートが低下
する)。第2に、ノイズが存在する下では、チャンネル
予測に誤差がある。全損失は、これら2つの要因を組み
合わせた結果となる。
次のように簡単に表わすことができる。
合、10log10(7/6)0.67dBの損失が生じる。
アップ−リンクに対して、チャンネルおよび信号通信モ
デルを、最初に確立しなければならない。DS−CDMAアッ
プ−リンクは、多重フラット・フェーディング・チャン
ネル(multiple flat fading channel)として見なすこ
とができる。フラット・フェーディング・チャンネルの
各々について、拡散解除後の受信信号は、次のように表
すことができる。
(k)は対応する送信データまたは基準シンボル、h
(k)はフェーディング・チャンネルを特徴付ける、低
域通過ランダム複素変数、およびz(k)は付加的ノイ
ズまたは妨害であり、これはほぼ白色およびガウス・ノ
イズである。平均信号対ノイズ比は、E[|a(k)|2]
E[|h(k)|2]/σZ 2に等しい。ここで、σZ 2はノイ
ズの変動(noise variance)である。Jakesのチャンネ
ル・モデルによれば(W.C.Jakes,Ed.,Microwave Mobile
Communications,John Wiley,New York,1974に記載さ
れている)、h(k)はバイアスされておらず、ガウス
分布されている。そのパワー・スペクトラムは、ドプラ
・スペクトラムと呼ばれ、次によって与えられる。
動通信ユニットの速度との関数である。また、BPSK信号
通信を用いると仮定することもできる。以下の仮定は、
直角位相シフト・キーイング信号通信にも適用可能であ
ることは、当業者であれば認めるであろう。|a(k)|
=1とすると、基準シンボルは(M+1)kTにて挿入さ
れ、したがってa((M+1)k)およびr((M+
1)k)は、それぞれ基準シンボルおよび対応する受信
サンプルであると仮定することができる。r(M+1)
k)を基準シンボルの共役と乗算することによって、次
のチャンネル予測が得られる。
h((M+1)k)は低域通過ランダム変数であり、第
2項はチャンネル予測誤差である。1/(M+1)T>2f
dの場合、(M+1)kTにおけるチャンネル予測は更に
改善することができる。即ち、チャンネル予測誤差の変
動を減少させることができる。Wienerのフィルタリング
定義からわかるのは、信号エネルギの予測誤差変動に対
する比を最大化する意味での、最適な無バイアス・チャ
ンネル・予測は、H(f)をノイズ・スペクトラムで除
算した商の平方根に強度応答(magnitude response)が
等しい線形位相フィルタに、h((M+1)k)を通過
させることによって得られるということである。挿入さ
れた基準シンボルに基づく最適チャンネル予測器は、実
際線形位相一致フィルタ(linear phase matched filte
r)であり、ノイズ・スペクトラムで除算したチャンネ
ル・ドプラ・スペクトラムに一致させている。
未知であり、しかも時間と共に変化するので、このよう
な最適予測器を実施することは困難である。次に最適で
現実的な解決法は、カットオフ周波数がドプラ周波数に
可能な最大値以上である、固定線形位相低域通過フィル
タを用いることである。
或いは同等な固定群遅延を有し、単位強度がその帯域に
ある、理想的な低域通過線形位相フィルタを用いて、h
((M+1)k)にフィルタ処理を行うことによって、
このフィルタの出力は次のように表すことができる。
(2fcut-off/fr)に等しく、ここでfr=1/(M+1)
T)は基準シンボル挿入周波数であることを示すことが
できる。より正確に言えば、フィルタ処理後、チャンネ
ル予測誤差の変動は、2fcut-off/fr分の1に低下する。
続いて、線形補間を用いることにより、k≠(M+1)
kに対するkTにおけるチャンネル予測を(式3)にした
がって生成する。(式7)および(式10)から、コヒー
レントに検出されるシンボルは、次のように書くことが
できる。
(k)が独立しており、高次誤差項z(k)z(k)が
無視し得ると仮定すると、検出器の出力における全ノイ
ズ変動は、|h(k)|2(σz 2+σz 2)に等しくなる。こ
の結果を、検出器出力において|h(k)|2σz 2のノイズ
変動を有する、最大比結合のための最適コヒーレント受
信機と比較すると、予測誤差による損失は、次の式にほ
ぼ等しいと、結論付けることができる。
fr) (式12) (式6)と(式12)とを組み合わせることによって、
全性能損失は、次のように表すことができる。
(式13) システム性能は、totalを最小化する適正なMを選択
することによって、最適化することができる。
畳み込みコード化システムでは、コード化ビット・レー
トは、毎秒28800ビットに等しい。M=6とすると、fr
=4800ヘルツ(Hz)となる。fcut-off=300Hzに対して
は、全損失は(1+1/8)x(1+1/6)=63/48、即ち
約1.14dBとなる。最適なコヒーレント受信機は、非コヒ
ーレント受信機が必要とするよりも3dB以上低いEb/N0で
よいので、2dB以上の利得が期待される。
信号のダイバシティ結合を用いる場合、コヒーレント受
信機と非コヒーレント受信機との間の性能の差は、更に
大きくなり得る。これは、非コヒーレント受信機の結合
損失はコヒーレント受信機には存在しないからである。
しかしながら、ダイバシティ結合を用いる場合、ダイバ
シティでない場合よりも、結合すべき個々の信号に対し
て、低い信号対ノイズ比で通信システムを動作させる可
能性があるという事実のため、この付加的な利点は部分
的に相殺されてしまう。結果として、(式11)の二次項
は無視することができない。
フィルタを用いると仮定した。このような理想的なフィ
ルタの実現には、無限の遅延を必要とする。実際のセン
サは遷移帯(transition band)を有さなければならな
いので、有限の遅延を有する。したがって、許容される
最大ドプラ周波数は、当該フィルタの有効帯域よりも低
くなければならない、例えば、200ヘルツから400ヘルツ
の遷移帯を有するフィルタを設計すればよい。結果的に
得られるフィルタは、300ヘルツに等しい有効帯域を保
持しつつ、5ミリ秒未満の遅延を有することになる。こ
のようなフィルタを用いれば、移動通信システムの速度
が毎時220キロメートル未満の場合、損失が加わること
はない。
続的に送信されると仮定した。結果として、基準信号は
時間間隔Tr毎に得られ、低域通過フィルタ処理によっ
て、これら基準信号を用いてチャンネル予測を行うこと
ができる。可変レートの音声送信を用いる場合のよう
に、場合によっては、データを短く不連続なブロックで
送信することが望ましい。このような場合、以下に述べ
るように、基準シンボルも不連続的に送信し、上述の低
域通過フィルタ処理方法も、適用可能とするために変更
しなければならない。
の時定数に対して短い時、チャンネル応答は1ブロック
の時間長内で線形的に変動すると予想されることは、当
業者であれば認めるであろう。したがって、チャンネル
応答h(kT)は、次のように表すことができる。
る。これら2つの定数は、最少二乗(LS)原理に基づい
た線形最良適合(linear best−fitting)による受信基
準サンプルを用いることによって決定することができ
る。
・シンボルと、6つの挿入された基準シンボル(図2参
照)とで構成されていると仮定する。結果として、デー
タ・ブロック当たり42のシンボルが送信される。このデ
ータ・ブロックは、データが送信されない時間間隔によ
って、分離することができる。この場合、このような短
いブロックを受信する時、この対象となる時間間隔の
間、6個の基準サンプルを有するのみである。
ャンネル予測を行う。受信サンプルは、r(k)(k=
0,...,41)で示され、次のように書くことができる。
はデータ・シンボル(受信機にはわからない)か基準シ
ンボル(受信機にはわかっている)のいずれかの可能性
がある。また、z(k)はkにおける付加ノイズであ
る。この例では、基準サンプルr(k)(k=7i+3,i
=0,1,2,3,4,5)について、a(k)はわかっているの
で、ノイズ・チャンネル予測は、次のようにして得るこ
とができる。
(式14)で与えられるh(kT)とh(kT)との間のLS誤
差を最少にすることによって、αおよびβのLS予測は、
次の式を満足することができる。
(式16)で与えられ、加算指数kは、k=3+7i(i=
0,1,...,5)の値を取る。αおよびβの解は、次の式で
与えられる。
チャンネル応答は、(式14)にしたがって、予測された
αおよびβを用いて計算することができる。
本実施例の開示は例として行われただけであり、部分の
構成および組み合わせならびにステップにおける数多く
の変更が、特許請求される本発明の精神および範囲から
逸脱することなく、当業者には思いつくことは理解され
よう。例えば、上述した好適実施例の通信システムの変
調器、アンテナおよび復調器部分は、無線通信チャンネ
ル上を送信されるCDMAスペクトラム拡散信号を対象にし
たものであった。しかしながら、当業者には理解される
であろうが、上述しここに特許請求するエンコーディン
グおよびデコーディング技法は、時分割多重アクセス
(TDMA)および周波数分割多重アクセス(FDMA)に基づ
くもののような、他のタイプの送信システムにおいて用
いることができるように適用させることもできる。更
に、通信チャンネルも、上記の代わりに、電子データ・
バス、有線、光ファイバ・リンク、衛星リンク、または
他のいかなるタイプの通信チャンネルとすることもでき
る。
Claims (6)
- 【請求項1】通信装置であって: (a)入力データ・シンボルのストリームに基準シンボ
ルを挿入し、基準コード化された入力データ・シンボル
のストリームを形成する基準手段であって、前記基準シ
ンボルは、M個の入力データ・シンボルにつき1つの割
合で挿入され、前記Mは自然数であるところの基準手
段;および (b)前記基準手段と動作可能に結合され、前記基準コ
ード化された入力データ・シンボルのストリームを拡散
コードを用いて拡散し、通信チャンネル上で送信するた
めの信号を作成する拡散手段; から成り、前記信号を受信した受信機が、前記基準シン
ボルに基づいてMシンボル毎にチャネル推定値を求め、
少なくとも2つのチャネル推定値の間を補間してコヒー
レント検出を行うように、前記基準シンボルが挿入さ
れ、 前記拡散手段は、前記基準シンボルを第1拡散レートで
拡散する第1拡散手段と、前記入力データ・シンボルの
ストリームを第2拡散レートで拡散する第2拡散手段か
ら成ることを特徴とする通信装置。 - 【請求項2】通信装置であって: (a)拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がMサンプル毎に得られ、前記Mは自然数であるところ
の復調器; (b)前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器;および (c)前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器; から成り、前記復調器は、第1拡散解除コードおよび第
1拡散解除レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信信
号を拡散解除し、前記基準サンプル・ストリームを得る
第1デスプレッダと、第2拡散解除コードおよび第2拡
散解除レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信信号を
拡散解除し、前記データ・サンプル・ストリームを得る
第2デスプレッダとを有することを特徴とする通信装
置。 - 【請求項3】通信装置であって: (a)拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がMサンプル毎に得られ、前記Mは自然数であるところ
の復調器; (b)前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器;および (c)前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器; から成り、前記チャンネル予測器は: (d)前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことにより、前記チャンネル応答を予測す
る手段; (e)前記チャンネル応答を、サンプリング時間の線形
関数として予測する手段;および (f)前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことにより、各基準サンプルに関連するチ
ャンネル応答の予測を生成するフィルタ手段と、該フィ
ルタ手段に動作可能に結合され、前記基準サンプルの予
測されたチャンネル応答の少なくとも2つの間において
予測チャンネル応答を生成する補間手段; から成る群の内の1つより成ることを特徴とする通信装
置。 - 【請求項4】通信装置であって: (a)拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がMサンプル毎に得られ、前記Mは自然数であるところ
の復調器; (b)前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器;および (c)前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器; から成り、前記検出器は: (d)前記予測チャンネル応答と前記データ・サンプル
・ストリームとの相関をとることによって、前記データ
・サンプル・ストリームから前記予測データ・シンボル
を生成する手段; (e)最尤デコーディング方法を利用して予測データ・
ビットを生成し、前記予測データ・シンボルから前記予
測データ・ビットを得る手段; (f)ビタビ最尤デコーディング・アルゴリズムを利用
して予測データ・ビットを生成し、前記予測データ・シ
ンボルから予測データ・ビットを得る手段; から成る群の内の1つより成ることを特徴とする通信装
置。 - 【請求項5】通信方法であって: (a)入力データ・シンボルのストリームに基準シンボ
ルを挿入し、基準コード化された入力データ・シンボル
のストリームを形成する挿入ステップであって、前記基
準シンボルは、M個の入力データ・シンボルにつき1つ
の割合で挿入され、前記Mは自然数であるところの挿入
ステップ; (b)通信チャンネル上での送信に先立って、前記基準
コード化された入力データ・シンボルのストリームを拡
散コードを用いて拡散し、通信チャンネル上で送信する
ための信号を作成するステップ;および (c)前記通信チャンネル上で送信するための信号を送
信するステップ; より成り、前記信号を受信した受信機が、前記基準シン
ボルに基づいてMシンボル毎にチャネル推定値を求め、
少なくとも2つのチャネル推定値の間を補間してコヒー
レント検出を行うように、前記基準シンボルが挿入さ
れ、 前記挿入ステップは、挿入アルゴリズムに従って、基準
シンボルを入力データ・シンボルのストリームに挿入
し、基準コード化された入力データ・シンボルのストリ
ームを形成するステップより成り、 前記挿入アルゴリズムは、前記拡散基準コード化された
入力データ・シンボルのストリームが送信される通信チ
ャンネルのチャンネル変動周波数の2倍よりも高いレー
トで、基準シンボルを挿入するようにすることを特徴と
する方法。 - 【請求項6】受信した通信信号を処理する方法であっ
て: (a)拡散コードを用いて前記受信した通信信号を拡散
解除し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプ
ルのストリームとを得るステップであって、前記基準サ
ンプルはMサンプル毎に得られ、前記Mは自然数である
ところのステップ; (b)前記基準サンプルのストリームを補間することに
よって、チャンネル応答を予測する予測ステップ;およ
び (c)予測されたチャンネル応答を利用することによ
り、前記データ・サンプルのストリームから予測データ
・シンボルを生成するステップ; より成り、前記予測ステップは: (d)前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことによって、各基準サンプルに関連する
前記チャンネル応答の予測を生成するステップ;および (e)前記基準サンプルによって予測されたチャンネル
応答の少なくとも2つの間において予測チャンネル応答
を生成するステップ; より成ることを特徴とする方法。
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