JP3464002B2 - スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置Info
- Publication number
- JP3464002B2 JP3464002B2 JP52000694A JP52000694A JP3464002B2 JP 3464002 B2 JP3464002 B2 JP 3464002B2 JP 52000694 A JP52000694 A JP 52000694A JP 52000694 A JP52000694 A JP 52000694A JP 3464002 B2 JP3464002 B2 JP 3464002B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- stream
- channel
- data
- samples
- symbols
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 104
- 230000006854 communication Effects 0.000 title claims description 104
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 title claims description 47
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 42
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title description 26
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 43
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 27
- 239000000523 sample Substances 0.000 claims description 23
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 21
- 239000013074 reference sample Substances 0.000 claims description 11
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 claims description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 8
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 4
- 238000012886 linear function Methods 0.000 claims 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 17
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 13
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 7
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 7
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 6
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 2
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000003190 augmentative effect Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明はスペクトラム拡散信号を用いる通信システム
に関し、更に特定すれば、スペクトラム拡散通信システ
ムにおけるコヒーレント通信方法および装置に関するも
のである。
に関し、更に特定すれば、スペクトラム拡散通信システ
ムにおけるコヒーレント通信方法および装置に関するも
のである。
発明の背景
通信システムには多くの形式がある。一般的に、通信
システムの目的は、一地点に配置されたソースからの情
報信号を、ある距離だけ離れた別の地点に配置されたユ
ーザ目的地に送信することである。一般的に、通信シス
テムは、送信機、チャンネル、および受信機という基本
構成から成る。送信機は、メッセージ信号をチャンネル
上で送信するのに適した形式に処理する機能を有する。
このメッセージ信号の処理は、変調と呼ばれる。チャン
ネルの機能は、送信機出力と受信機入力との間に実質的
な結合を提供することである。受信機の機能は、受信信
号を処理し、元のメッセージ信号の予測（estimate）を
生成することである。この受信信号の処理は、復調と呼
ばれる。
システムの目的は、一地点に配置されたソースからの情
報信号を、ある距離だけ離れた別の地点に配置されたユ
ーザ目的地に送信することである。一般的に、通信シス
テムは、送信機、チャンネル、および受信機という基本
構成から成る。送信機は、メッセージ信号をチャンネル
上で送信するのに適した形式に処理する機能を有する。
このメッセージ信号の処理は、変調と呼ばれる。チャン
ネルの機能は、送信機出力と受信機入力との間に実質的
な結合を提供することである。受信機の機能は、受信信
号を処理し、元のメッセージ信号の予測（estimate）を
生成することである。この受信信号の処理は、復調と呼
ばれる。
通信システムの１種に、多重アクセス・スペクトラム
拡散システムがある。スペクトラム拡散システムでは、
送信信号を通信チャンネル内の広い周波数帯域に拡散さ
せる変調技法が利用される。この周波数帯は、送出され
る情報を送信するのに必要な最少帯域よりもかなり広い
ものである。例えば、音声信号は、振幅変調（AM）を用
いれば、情報自体のわずか２倍の帯域内で送ることがで
きる。偏移の少ない周波数変調（FM）或いは単側帯波AM
（singlesideband AM）のような他の変調形式も、情報
自体の帯域に相当する帯域内で、情報を送信することが
できる。しかし、スペクトラム拡散システムでは、送信
対象信号の変調は、多くの場合、数キロヘルツのみの帯
域のベースバンド信号（例えば、音声チャンネル）を取
り、この送信対象信号をメガヘルツ幅の周波数帯域にわ
たって分散することを含む。これは、送信される信号
を、送るべき情報および広帯域エンコーディング信号と
共に変調することによって、達成される。
拡散システムがある。スペクトラム拡散システムでは、
送信信号を通信チャンネル内の広い周波数帯域に拡散さ
せる変調技法が利用される。この周波数帯は、送出され
る情報を送信するのに必要な最少帯域よりもかなり広い
ものである。例えば、音声信号は、振幅変調（AM）を用
いれば、情報自体のわずか２倍の帯域内で送ることがで
きる。偏移の少ない周波数変調（FM）或いは単側帯波AM
（singlesideband AM）のような他の変調形式も、情報
自体の帯域に相当する帯域内で、情報を送信することが
できる。しかし、スペクトラム拡散システムでは、送信
対象信号の変調は、多くの場合、数キロヘルツのみの帯
域のベースバンド信号（例えば、音声チャンネル）を取
り、この送信対象信号をメガヘルツ幅の周波数帯域にわ
たって分散することを含む。これは、送信される信号
を、送るべき情報および広帯域エンコーディング信号と
共に変調することによって、達成される。
スペクトラム拡散通信技法には、３つの一般的なタイ
プがあり、それらは、直接シーケンス変調（directsequ
ence modulation）、周波数および／または時間ホッピ
ング変調（hopping modulation）、およびチューブ変調
（chirp modulation）を含む。直接シーケンス変調で
は、ビット・レートが情報信号の帯域よりもはるかに高
い、デジタル・コード・シーケンスによって、キャリア
信号が変調される。
プがあり、それらは、直接シーケンス変調（directsequ
ence modulation）、周波数および／または時間ホッピ
ング変調（hopping modulation）、およびチューブ変調
（chirp modulation）を含む。直接シーケンス変調で
は、ビット・レートが情報信号の帯域よりもはるかに高
い、デジタル・コード・シーケンスによって、キャリア
信号が変調される。
情報（即ち、音声および／またはデータから成るメッ
セージ信号）を、直接シーケンス・スペクトラム拡散信
号に変換するには、いくつかの方法がある。１つの方法
は、情報を拡散変調に用いる前に、それを拡散コードに
付加することである。拡散コードと情報との組み合わせ
は典型的にモデュロ−２の加算を含む二進コードである
ので、送信対象情報は、拡散コードに付加する前に、デ
ジタル形式になっていなければならない点に留意すべき
である。あるいは、情報またはメッセージ信号を用いて
それを拡散する前に変調することも可能である。
セージ信号）を、直接シーケンス・スペクトラム拡散信
号に変換するには、いくつかの方法がある。１つの方法
は、情報を拡散変調に用いる前に、それを拡散コードに
付加することである。拡散コードと情報との組み合わせ
は典型的にモデュロ−２の加算を含む二進コードである
ので、送信対象情報は、拡散コードに付加する前に、デ
ジタル形式になっていなければならない点に留意すべき
である。あるいは、情報またはメッセージ信号を用いて
それを拡散する前に変調することも可能である。
このような直接シーケンス・スペクトラム拡散通信シ
ステムは、多重アクセス通信システムとして、容易に設
計することができる。例えば、スペクトラム拡散システ
ムを、直接シーケンス・コード分割多重アクセス（DS−
CDMA）システムとして設計することもできる。DS−CDMA
システムでは、２台の通信ユニット間の通信は、通信チ
ャンネルの周波数帯域上の各送信信号を、固有のユーザ
拡散コードと共に拡散することによって達成される。結
果として、送信信号は通信チャンネルと同一周波数帯域
となり、固有のユーザ拡散コードによってのみ分離され
る。これら固有のユーザ拡散コードは互いに直交し、拡
散コード間の相互相関（cross−correlation）がほぼゼ
ロとなるようにする。
ステムは、多重アクセス通信システムとして、容易に設
計することができる。例えば、スペクトラム拡散システ
ムを、直接シーケンス・コード分割多重アクセス（DS−
CDMA）システムとして設計することもできる。DS−CDMA
システムでは、２台の通信ユニット間の通信は、通信チ
ャンネルの周波数帯域上の各送信信号を、固有のユーザ
拡散コードと共に拡散することによって達成される。結
果として、送信信号は通信チャンネルと同一周波数帯域
となり、固有のユーザ拡散コードによってのみ分離され
る。これら固有のユーザ拡散コードは互いに直交し、拡
散コード間の相互相関（cross−correlation）がほぼゼ
ロとなるようにする。
特定の送信信号を通信チャンネルから取り出すこと
は、通信チャンネルから取り出すべき特定の送信信号に
関連するユーザ拡散コードを用いて、通信チャンネル内
の信号の和を表わす信号を拡散解除（despread）するこ
とによって可能である。更に、ユーザ拡散コードが互い
に直交する場合、受信信号を特定のユーザ拡散コードと
相関付けることができ、その特定の拡散コードに関連す
る所望のユーザ信号のみを強調し、他の全ユーザ用の他
の信号を強調しないようにすることもできる。
は、通信チャンネルから取り出すべき特定の送信信号に
関連するユーザ拡散コードを用いて、通信チャンネル内
の信号の和を表わす信号を拡散解除（despread）するこ
とによって可能である。更に、ユーザ拡散コードが互い
に直交する場合、受信信号を特定のユーザ拡散コードと
相関付けることができ、その特定の拡散コードに関連す
る所望のユーザ信号のみを強調し、他の全ユーザ用の他
の信号を強調しないようにすることもできる。
DS−CDMA通信システムにおいて、データ信号を互いに
分離するために用いることができる他の拡散コードもい
くつかあることは、当業者であれば認めるであろう。こ
れらの拡散コードは、疑似ノイズ（PN）コードおよびウ
オルシュ・コード（Walsh code）が含まれるが、これら
に限定される訳ではない。ウオルシュ・コードは、アダ
マール・マトリクス（Hadamard matrix）の１つの行ま
たは列に対応するものである。
分離するために用いることができる他の拡散コードもい
くつかあることは、当業者であれば認めるであろう。こ
れらの拡散コードは、疑似ノイズ（PN）コードおよびウ
オルシュ・コード（Walsh code）が含まれるが、これら
に限定される訳ではない。ウオルシュ・コードは、アダ
マール・マトリクス（Hadamard matrix）の１つの行ま
たは列に対応するものである。
更に、拡散コードをチャンネル・コード・データ信号
に使用可能であることも、当業者であれば認めるであろ
う。データ信号をチャンネル・コード化し、ノイズ、フ
ェーディング、およびジャミング（jamming）のような
種々のチャンネル妨害の影響に対して、送信信号の耐性
を強化することにより、通信システムの性能を改善す
る。典型的に、チャンネル・コーディングによって、ビ
ット・エラーの可能性が低下すると共に、ノイズ密度当
たりのエラー・ビットとして通常表される。必要な信号
対ノイズ比（即ち、情報ビット当たりのエネルギのノイ
ズ・スペクトラム密度に対する比として定義される、Eb
/N0）を低減し、他の場合にデータ信号を送信するのに
必要とするより広い帯域を用いることなく、信号を復元
する。例えば、データ信号を以後の送信のために変調す
る前に、ウオルシュコードを用いて、そのデータ信号を
チャンネル・コード化することができる。同様に、PN拡
散コードを用いて、データ信号をチャンネル・コード化
することもできる。
に使用可能であることも、当業者であれば認めるであろ
う。データ信号をチャンネル・コード化し、ノイズ、フ
ェーディング、およびジャミング（jamming）のような
種々のチャンネル妨害の影響に対して、送信信号の耐性
を強化することにより、通信システムの性能を改善す
る。典型的に、チャンネル・コーディングによって、ビ
ット・エラーの可能性が低下すると共に、ノイズ密度当
たりのエラー・ビットとして通常表される。必要な信号
対ノイズ比（即ち、情報ビット当たりのエネルギのノイ
ズ・スペクトラム密度に対する比として定義される、Eb
/N0）を低減し、他の場合にデータ信号を送信するのに
必要とするより広い帯域を用いることなく、信号を復元
する。例えば、データ信号を以後の送信のために変調す
る前に、ウオルシュコードを用いて、そのデータ信号を
チャンネル・コード化することができる。同様に、PN拡
散コードを用いて、データ信号をチャンネル・コード化
することもできる。
しかしながら、チャンネル・コーディングだけでは、
通信システムの設計上、システムが特定数の同時通信
（全てが最少の信号対ノイズ比を有する）を処理可能で
あることが要求される場合、必要な信号対ノイズ比を与
えられないことがある。ある場合には、非コヒーレント
受信技法を用いるのではなく、コヒーレントに送信信号
を検出する通信システムを設計することによって、この
設計上の制約を満足することができる。コヒーレント受
信機は、同一ビット・エラー・レート（即ち、許容干渉
レベルを表わす特定の設計上の制約）を有する非コヒー
レント受信機よりも信号対ノイズ比（Eb/N0）が低くて
もよいことは、当業者であれば認めるであろう。大まか
に言えば、レイリー・フェーディング・チャンネルにつ
いて、それらの間に３デシベル（dB）の差がある。コヒ
ーレント受信機の利点は、ダイバーシティ受信を用いる
場合に、更に重要になる。これは、コヒーレント受信機
の場合結合損失（combining loss）がないのに対し、非
コヒーレント受信機の場合常に結合損失があるからであ
る。
通信システムの設計上、システムが特定数の同時通信
（全てが最少の信号対ノイズ比を有する）を処理可能で
あることが要求される場合、必要な信号対ノイズ比を与
えられないことがある。ある場合には、非コヒーレント
受信技法を用いるのではなく、コヒーレントに送信信号
を検出する通信システムを設計することによって、この
設計上の制約を満足することができる。コヒーレント受
信機は、同一ビット・エラー・レート（即ち、許容干渉
レベルを表わす特定の設計上の制約）を有する非コヒー
レント受信機よりも信号対ノイズ比（Eb/N0）が低くて
もよいことは、当業者であれば認めるであろう。大まか
に言えば、レイリー・フェーディング・チャンネルにつ
いて、それらの間に３デシベル（dB）の差がある。コヒ
ーレント受信機の利点は、ダイバーシティ受信を用いる
場合に、更に重要になる。これは、コヒーレント受信機
の場合結合損失（combining loss）がないのに対し、非
コヒーレント受信機の場合常に結合損失があるからであ
る。
送信信号のコヒーレント検出を容易にする１つの方法
は、パイロット信号を用いることである。例えば、セル
ラ通信システムでは、フォーワード・チャンネルまたは
ダウン・リンク（即ち、基地局から移動機）は、既知局
がパイロット信号を送信すれば、コヒーレント検出を行
うことができる。以後、全ての移動機はそのパイロット
・チャンネル信号を用いて、チャンネル位相および強度
のパラメータを予測する。しかしながら、リバース・チ
ャンネルまたはアップ・リンク（即ち、移動機から基地
局）がこのような共通パイロット信号を用いることは不
可能である。結果として、アップ・リンク通信には、非
コヒーレント検出技法のみが適していると、当業者は多
くの場合考える。
は、パイロット信号を用いることである。例えば、セル
ラ通信システムでは、フォーワード・チャンネルまたは
ダウン・リンク（即ち、基地局から移動機）は、既知局
がパイロット信号を送信すれば、コヒーレント検出を行
うことができる。以後、全ての移動機はそのパイロット
・チャンネル信号を用いて、チャンネル位相および強度
のパラメータを予測する。しかしながら、リバース・チ
ャンネルまたはアップ・リンク（即ち、移動機から基地
局）がこのような共通パイロット信号を用いることは不
可能である。結果として、アップ・リンク通信には、非
コヒーレント検出技法のみが適していると、当業者は多
くの場合考える。
結果として、多くの出版物が、DS−CDMSシステムにお
いて非コヒーレント受信を最適化することに焦点を当て
てきた。例えば、以下の論文を参照していただきたい。
いて非コヒーレント受信を最適化することに焦点を当て
てきた。例えば、以下の論文を参照していただきたい。
・A.SalmasiおよびK.S.Gilhousen,“On The System Des
ign Aspects of Code Division Multiple Access（CDM
A）Applied to Digital Cellular And Personal Commun
ications Networks,"Proc.of VTC'91,pp.57−62,1991。
ign Aspects of Code Division Multiple Access（CDM
A）Applied to Digital Cellular And Personal Commun
ications Networks,"Proc.of VTC'91,pp.57−62,1991。
・F.LingおよびD.Falconer,“Orthogonal/Convolutiona
l Coding for Reverse Channel CDMA Communication,Pr
oc.of VTC'92,pp.63−66,1992年５月,Denver,CO。
l Coding for Reverse Channel CDMA Communication,Pr
oc.of VTC'92,pp.63−66,1992年５月,Denver,CO。
・L.F.ChangおよびN.R.Sollenberger,“Comparison of
Two Interleaving Techniques for CDMA Radio Communi
cation Systems,"Proc.of VTC'92,pp.275−278,1992年
５月,Denver,CO。
Two Interleaving Techniques for CDMA Radio Communi
cation Systems,"Proc.of VTC'92,pp.275−278,1992年
５月,Denver,CO。
・Y.J.Liu,“Soft Decision Decoding for a Bit−lnte
rleaved Convolutionally Encoded Code Division Mult
iple Access System over Rayleigh Fading Channel,"P
roc.of PIMRC'92,pp.128−132,1992年10月。
rleaved Convolutionally Encoded Code Division Mult
iple Access System over Rayleigh Fading Channel,"P
roc.of PIMRC'92,pp.128−132,1992年10月。
これらの論文の各々は、セルラ通信システムにおいて
アップ・リンク通信に、異なるコーディング、変調、検
出およびインターリーブ技法を用いた場合、性能にかな
りの差が生じることを示している。
アップ・リンク通信に、異なるコーディング、変調、検
出およびインターリーブ技法を用いた場合、性能にかな
りの差が生じることを示している。
A.SalmasiおよびK.S.Gilhousenの論文には、畳み込み
および直交コーディングにおいてビット毎のインターリ
ーブを用いて、DS−CDMA通信システムにおける非コヒー
レント受信を最適化する、DS−CDMA通信システムが記載
されている。
および直交コーディングにおいてビット毎のインターリ
ーブを用いて、DS−CDMA通信システムにおける非コヒー
レント受信を最適化する、DS−CDMA通信システムが記載
されている。
F.LingおよびD.Falconerの論文、ならびにL.F.Chang
およびN.R.Sollenbergerの論文には、ウオルシュ・コー
ディング（即ち、直交コーディング）、非コヒーレント
検出を採用し、ビット毎のインターリーブの代わりに直
交シンボル・（即ち、ワード毎の）インターリーブを用
いた、アップ・リンクDS−CDMAシステムが開示された。
L.F.ChangとN.R.Sollenbergerの論文は、ビット毎のイ
ンターリーブを用いる、畳み込みおよび直交コーディン
グ体系は、いずれかの体系を採用する通信システムが、
異なる速度で移動する（例えば、毎時０から100キロメ
ートルの範囲の速度で移動する）移動通信ユニットの電
力制御も用いた場合、A.SalmasiおよびK.S.Gilhousenに
記載されている同様のビット毎のインターリーブ体系よ
りも、約１ないし1.4dB低いEb/N0でよいことを示してい
る。ワード毎のインターリーブを用いる畳み込み／直交
コーディング体系は、ビット毎のインターリーブよりも
性能はよいが、後者よりも暗黙のダイバーシティ（impl
icit diversity）が少ない、更に、これはまだ非コヒー
レント通信システムであり、結合損失を回避することが
できない。
およびN.R.Sollenbergerの論文には、ウオルシュ・コー
ディング（即ち、直交コーディング）、非コヒーレント
検出を採用し、ビット毎のインターリーブの代わりに直
交シンボル・（即ち、ワード毎の）インターリーブを用
いた、アップ・リンクDS−CDMAシステムが開示された。
L.F.ChangとN.R.Sollenbergerの論文は、ビット毎のイ
ンターリーブを用いる、畳み込みおよび直交コーディン
グ体系は、いずれかの体系を採用する通信システムが、
異なる速度で移動する（例えば、毎時０から100キロメ
ートルの範囲の速度で移動する）移動通信ユニットの電
力制御も用いた場合、A.SalmasiおよびK.S.Gilhousenに
記載されている同様のビット毎のインターリーブ体系よ
りも、約１ないし1.4dB低いEb/N0でよいことを示してい
る。ワード毎のインターリーブを用いる畳み込み／直交
コーディング体系は、ビット毎のインターリーブよりも
性能はよいが、後者よりも暗黙のダイバーシティ（impl
icit diversity）が少ない、更に、これはまだ非コヒー
レント通信システムであり、結合損失を回避することが
できない。
最後に、Y.J.Liuの論文は、より洗練された検出技法
を記載しており、ここでは、ウオルシュ・コーディング
およびビット−レベル・インターリーブを用いた、アッ
プ・リンクDS−CDMA通信システムの性能が、４−ポート
・ダイバーシティ結合によって、インターリーブ方法を
変えることなく改善することができる。
を記載しており、ここでは、ウオルシュ・コーディング
およびビット−レベル・インターリーブを用いた、アッ
プ・リンクDS−CDMA通信システムの性能が、４−ポート
・ダイバーシティ結合によって、インターリーブ方法を
変えることなく改善することができる。
しかしながら、非コヒーレント通信システムに対する
上述の改善を考慮しても、コヒーレント検出技法を用い
る通信システムに対する要請が、未だに存在するのであ
る。
上述の改善を考慮しても、コヒーレント検出技法を用い
る通信システムに対する要請が、未だに存在するのであ
る。
発明の概要
コヒーレント通信を容易にするエンコーディングおよ
びデコーディングを行う方法および装置が提供される。
エンコーディングでは、基準シンボルを入力データ・シ
ンボル・ストリームに挿入し、基準コード化入力データ
・シンボル・ストリームを形成する。続いて、通信チャ
ンネル上の送信に先だって、この基準コード化入力デー
タ・シンボル・ストリームを拡散コードを用いて拡散す
ることにより、基準コード化入力データ・シンボル・ス
トリームに対して、通信チャンネル上を送信するための
準備を行う。デコーディングでは、受信した通信信号
を、拡散コードを用いて縮減し、基準サンプル流および
データ・サンプル・ストリームを得る。前記基準サンプ
ル・ストリームを利用することによって、チャンネル応
答を予測する。最後に、前記予測チャンネル応答を利用
することによって、予測データ・シンボルを、データ・
サンプル・ストリームから検出する。
びデコーディングを行う方法および装置が提供される。
エンコーディングでは、基準シンボルを入力データ・シ
ンボル・ストリームに挿入し、基準コード化入力データ
・シンボル・ストリームを形成する。続いて、通信チャ
ンネル上の送信に先だって、この基準コード化入力デー
タ・シンボル・ストリームを拡散コードを用いて拡散す
ることにより、基準コード化入力データ・シンボル・ス
トリームに対して、通信チャンネル上を送信するための
準備を行う。デコーディングでは、受信した通信信号
を、拡散コードを用いて縮減し、基準サンプル流および
データ・サンプル・ストリームを得る。前記基準サンプ
ル・ストリームを利用することによって、チャンネル応
答を予測する。最後に、前記予測チャンネル応答を利用
することによって、予測データ・シンボルを、データ・
サンプル・ストリームから検出する。
図面の簡単な説明
第１図は、本発明による好適実施例の通信システムを
示すブロック図である。
示すブロック図である。
第２図は、第１図に示した好適実施例の通信システム
に用いるための、好適実施例の通信チャンネル・フレー
ム構造を示すブロック図である。
に用いるための、好適実施例の通信チャンネル・フレー
ム構造を示すブロック図である。
第３図は、第１図に示した好適実施例の通信システム
に用いるための、好適実施例のチャンネル予測器を示す
ブロック図である。
に用いるための、好適実施例のチャンネル予測器を示す
ブロック図である。
好適実施例の詳細な説明
以下の説明において、アップ−リンクDC−CDMA通信シ
ステムの新しい手法を紹介する。この新しい手法は、基
準シンボルに基づくチャンネル予測を用いたコヒーレン
ト検出を採用する。他の形式の通信システム（例えば、
個人通信システム、トランク・システム、衛星通信シス
テム、データ・ネットワーク等）も、ここに記載する原
理を用いるように改造および／または設計可能であるこ
とは、当業者であれば認めるであろう。このようなコヒ
ーレント検出方法をアップ−リンクDS−CDMA通信に適用
することによって、非コヒーレント検出技法に対して、
大幅なEb/N0の利得が得られることが示されるであろ
う。特に、この新しい手法を用いることによって必要と
されるEb/N0は、実際の移動通信ユニットの速度の全範
囲にわたって（即ち、毎秒０から100キロメートルの速
度）、ビット毎のインターリーブを用いたウオルシュ・
コーディングによる非コヒーレント検出よりも約2.5dB
低く、またウオルシュ・シンボル（即ちワード−バイ−
ワード）を用いた非コヒーレント検出よりも1.3dB低い
ことが、シミュレーション結果から示されている。この
新しい手法の分析は、周波数領域で行われる。この周波
数領域の分析の結果、完全なコヒーレント検出に対する
この手法の動作性能損失を特徴付ける簡単な式が得られ
る。
ステムの新しい手法を紹介する。この新しい手法は、基
準シンボルに基づくチャンネル予測を用いたコヒーレン
ト検出を採用する。他の形式の通信システム（例えば、
個人通信システム、トランク・システム、衛星通信シス
テム、データ・ネットワーク等）も、ここに記載する原
理を用いるように改造および／または設計可能であるこ
とは、当業者であれば認めるであろう。このようなコヒ
ーレント検出方法をアップ−リンクDS−CDMA通信に適用
することによって、非コヒーレント検出技法に対して、
大幅なEb/N0の利得が得られることが示されるであろ
う。特に、この新しい手法を用いることによって必要と
されるEb/N0は、実際の移動通信ユニットの速度の全範
囲にわたって（即ち、毎秒０から100キロメートルの速
度）、ビット毎のインターリーブを用いたウオルシュ・
コーディングによる非コヒーレント検出よりも約2.5dB
低く、またウオルシュ・シンボル（即ちワード−バイ−
ワード）を用いた非コヒーレント検出よりも1.3dB低い
ことが、シミュレーション結果から示されている。この
新しい手法の分析は、周波数領域で行われる。この周波
数領域の分析の結果、完全なコヒーレント検出に対する
この手法の動作性能損失を特徴付ける簡単な式が得られ
る。
効果的なコヒーレント検出を行うためには、高精度の
チャンネル予測を得ることが必要である。基本的に、デ
ータに基づくものと基準（reference）に基づくものと
の、２種類のチャンネル予測方法がある。データに基づ
くチャンネル予測は、判断−方向付け（decision−dire
cted）または非判断−方向付け（non−decison−direct
ed）として、実施することができる。DS−CDMAアップ−
リンク通信では、チャンネル予測器は、低い信号対ノイ
ズ比で動作しなければならず、またフェーディングは比
較的速い。結果的に、判断−方向付け手法は、高い判断
誤り率のため不適切である。一方、A.J.Viterbiおよび
A.M.Viterbiによる論文「Nonlinear Estimation of
PSK−Modulated Carrier Phase with Application to B
urst Digital Transmission」IEEE Trans.on Info.Theo
ry,Vol.IT−29,No.4,pp.543−551,Jul.1983に記載され
ているように、非判断−方向付け方法は、チャンネル予
測において、例えば、二進位相シフト・キーイング（BP
SK）に対する180度の曖昧さ、或いは直角位相シフト・
キーイング（QPSK）に対する90度の曖昧さのような、位
相の曖昧さを常に有する。結果として、差分コーディン
グ（differential coding）を用いてその効果を予測す
る必要がある。しかしながら、当業者は認めるであろう
が、差分コード化信号をレイレイ・フェーディング・チ
ャンネル上で送信する通信システムでは、コヒーレント
検出を用いるものでも、非差分コード化位相シフト・キ
ーイング（PSK）信号通信よりも、更に3dB以上高いEb/N
0を必要とするのである。
チャンネル予測を得ることが必要である。基本的に、デ
ータに基づくものと基準（reference）に基づくものと
の、２種類のチャンネル予測方法がある。データに基づ
くチャンネル予測は、判断−方向付け（decision−dire
cted）または非判断−方向付け（non−decison−direct
ed）として、実施することができる。DS−CDMAアップ−
リンク通信では、チャンネル予測器は、低い信号対ノイ
ズ比で動作しなければならず、またフェーディングは比
較的速い。結果的に、判断−方向付け手法は、高い判断
誤り率のため不適切である。一方、A.J.Viterbiおよび
A.M.Viterbiによる論文「Nonlinear Estimation of
PSK−Modulated Carrier Phase with Application to B
urst Digital Transmission」IEEE Trans.on Info.Theo
ry,Vol.IT−29,No.4,pp.543−551,Jul.1983に記載され
ているように、非判断−方向付け方法は、チャンネル予
測において、例えば、二進位相シフト・キーイング（BP
SK）に対する180度の曖昧さ、或いは直角位相シフト・
キーイング（QPSK）に対する90度の曖昧さのような、位
相の曖昧さを常に有する。結果として、差分コーディン
グ（differential coding）を用いてその効果を予測す
る必要がある。しかしながら、当業者は認めるであろう
が、差分コード化信号をレイレイ・フェーディング・チ
ャンネル上で送信する通信システムでは、コヒーレント
検出を用いるものでも、非差分コード化位相シフト・キ
ーイング（PSK）信号通信よりも、更に3dB以上高いEb/N
0を必要とするのである。
判断エラーおよび位相曖昧の問題を解決する１つの方
法は、チャンネル予測に基準シンボルを用いることであ
る。基準シンボルに基づくチャンネル予測について、以
下に説明する。受信機には知られている基準シンボル
を、データ・シンボルを保持する情報ストリームに挿入
する。データ・シンボルは、コード化シンボルでもよ
い。受信機では、基準シンボルに対応する受信信号サン
プルを用いて、チャンネル予測を生成する。この基準シ
ンボルは受信機には知られているので、判断エラーはな
く、しかも結果的に得られるチャンネル予測は、位相の
曖昧さを有することはない。結果として、非差分コード
化信号送信を用いた確実な（robust）通信システムが得
られる。
法は、チャンネル予測に基準シンボルを用いることであ
る。基準シンボルに基づくチャンネル予測について、以
下に説明する。受信機には知られている基準シンボル
を、データ・シンボルを保持する情報ストリームに挿入
する。データ・シンボルは、コード化シンボルでもよ
い。受信機では、基準シンボルに対応する受信信号サン
プルを用いて、チャンネル予測を生成する。この基準シ
ンボルは受信機には知られているので、判断エラーはな
く、しかも結果的に得られるチャンネル予測は、位相の
曖昧さを有することはない。結果として、非差分コード
化信号送信を用いた確実な（robust）通信システムが得
られる。
挿入した基準シンボルは、ブロック単位に組織化した
り、或いは不均一に分散することができる。フラット・
フェーディング・チャンネルでは、基準シンボルを周期
的かつ均一にデータ・ストリームに挿入することが望ま
しい。フロント・エンド・プロセッサにRAKE受信機を有
するDS−CDMAアップ−リンクでは、各RAKEの「フィンガ
（finger）」の出力を、フラット・フェーディング信号
として扱うことができる。このように、好適実施例の通
信システムは、１つの基準シンボルを、Ｍ個のコード化
データ・シンボル毎に、均一に挿入する。
り、或いは不均一に分散することができる。フラット・
フェーディング・チャンネルでは、基準シンボルを周期
的かつ均一にデータ・ストリームに挿入することが望ま
しい。フロント・エンド・プロセッサにRAKE受信機を有
するDS−CDMAアップ−リンクでは、各RAKEの「フィンガ
（finger）」の出力を、フラット・フェーディング信号
として扱うことができる。このように、好適実施例の通
信システムは、１つの基準シンボルを、Ｍ個のコード化
データ・シンボル毎に、均一に挿入する。
RAKE受信機の基本動作については、R.PriceおよびP.
E.Green,Jr.の「UA Communication Technique for Mult
ipath Channels」Proceedings of the IE,1958年３月，
第555−570頁に記載されている。端的に言えば、RAKE受
信機は、受信信号のマルチパス特性の連続的かつ詳細な
測定を行う。次にこの知識を利用して、相関方法を用い
て個々にエコー信号を検出し、代数的にこれらのエコー
信号を結合して単一の検出信号とすることによって、選
択的フェーディングを行う。シンボル間干渉は、代数的
結合に先だって、種々の検出されたエコー信号間の時間
遅れまたは位相を変えることによって減衰される。
E.Green,Jr.の「UA Communication Technique for Mult
ipath Channels」Proceedings of the IE,1958年３月，
第555−570頁に記載されている。端的に言えば、RAKE受
信機は、受信信号のマルチパス特性の連続的かつ詳細な
測定を行う。次にこの知識を利用して、相関方法を用い
て個々にエコー信号を検出し、代数的にこれらのエコー
信号を結合して単一の検出信号とすることによって、選
択的フェーディングを行う。シンボル間干渉は、代数的
結合に先だって、種々の検出されたエコー信号間の時間
遅れまたは位相を変えることによって減衰される。
ここで第１図を参照すると、スペクトラム拡散通信シ
ステムにおけるコヒーレント通信用システムが示されて
いる。この通信システムのエンコーディング部100で
は、トラフィック・チャンネル・データ・ビット102
が、特定のビット・レート（例えば、9.6キロビット／
秒）で、エンコーダ104に入力される。入力されるトラ
フィック・チャンネル・データ・ビットは、ボコーダに
よってデータに変換された音声、純粋なデータ、または
これらの２種類のデータの組み合わせを含むことができ
る。エンコーダ104は、入力データ・ビット102を、固定
エンコーディング・レート（1/r）で、データ・シンボ
ルにエンコードする。このエンコードは、後に行うデー
タ・シンボルのデータ・ビットへの最尤デコーディング
を容易にするエンコーディング・アルゴリズム（例え
ば、畳み込みまたはブロック・コーディング・アルゴリ
ズム）を用いる。例えば、エンコーダ104は、入力デー
タ・ビット102（例えば、9.6キロビット／秒のレートで
受信された192個の入力データ・ビット）を、１データ
・ビットに対して３データ・シンボル（即ち、1/3）の
固定エンコーディング・レートでエンコードし、エンコ
ーダ102がデータ・シンボル106（例えば、28.8キロシン
ボル／秒のレートで576個のデータ・シンボル出力）を
出力する。
ステムにおけるコヒーレント通信用システムが示されて
いる。この通信システムのエンコーディング部100で
は、トラフィック・チャンネル・データ・ビット102
が、特定のビット・レート（例えば、9.6キロビット／
秒）で、エンコーダ104に入力される。入力されるトラ
フィック・チャンネル・データ・ビットは、ボコーダに
よってデータに変換された音声、純粋なデータ、または
これらの２種類のデータの組み合わせを含むことができ
る。エンコーダ104は、入力データ・ビット102を、固定
エンコーディング・レート（1/r）で、データ・シンボ
ルにエンコードする。このエンコードは、後に行うデー
タ・シンボルのデータ・ビットへの最尤デコーディング
を容易にするエンコーディング・アルゴリズム（例え
ば、畳み込みまたはブロック・コーディング・アルゴリ
ズム）を用いる。例えば、エンコーダ104は、入力デー
タ・ビット102（例えば、9.6キロビット／秒のレートで
受信された192個の入力データ・ビット）を、１データ
・ビットに対して３データ・シンボル（即ち、1/3）の
固定エンコーディング・レートでエンコードし、エンコ
ーダ102がデータ・シンボル106（例えば、28.8キロシン
ボル／秒のレートで576個のデータ・シンボル出力）を
出力する。
データ・シンボル106は、次にインターリーバ108に入
力される。インターリーバ108は、データ・シンボル106
をブロック（即ち、フレーム）に組織化し、入力データ
・シンボル106を、シンボル・レベルで、ブロック・イ
ンターリーブする。インターリーバ108では、データ・
シンボルは、所定サイズのデータ・シンボル・ブロック
を規定するマトリクスに、個々に入力される。データ・
シンボルは、マトリクスが列単位に埋められるように、
マトリクス内の位置に入力される。データ・シンボル
は、マトリクスが行単位で空になるように、マトリクス
内の位置から個々に出力される。典型的に、このマトリ
クスは、行の数と等しい数の列を有する正方形マトリク
スであるが、他のマトリクス形状を選択して、連続的に
入力されるインターリーブされていないデータ・シンボ
ル間の出力インターリーブ距離を増加させることもでき
る。インターリーブされたデータ・シンボル110は、そ
れらが入力されたのと同じデータ・シンボル・レート
（例えば、28.8キロシンボル／秒）で、インターリーバ
108によって出力される。マトリクスによって規定され
た所定サイズのデータ・シンボル・ブロックは、所定長
の送信ブロック以内のコード化されたビット・レートで
送信することができる、最大数のデータ・シンボによっ
て規定される。例えば、データシンボル106が、エンコ
ーダ104から28.8キロシンボル／秒のレートで出力さ
れ、送信ブロックの所定長が20ミリ秒であるとすると、
データ・シンボルのブロックの所定長は、28.8キロシン
ボル／秒に20ミリ秒を乗算し、576データ・シンボルと
なる。これは、18x32のマトリクスを規定する。
力される。インターリーバ108は、データ・シンボル106
をブロック（即ち、フレーム）に組織化し、入力データ
・シンボル106を、シンボル・レベルで、ブロック・イ
ンターリーブする。インターリーバ108では、データ・
シンボルは、所定サイズのデータ・シンボル・ブロック
を規定するマトリクスに、個々に入力される。データ・
シンボルは、マトリクスが列単位に埋められるように、
マトリクス内の位置に入力される。データ・シンボル
は、マトリクスが行単位で空になるように、マトリクス
内の位置から個々に出力される。典型的に、このマトリ
クスは、行の数と等しい数の列を有する正方形マトリク
スであるが、他のマトリクス形状を選択して、連続的に
入力されるインターリーブされていないデータ・シンボ
ル間の出力インターリーブ距離を増加させることもでき
る。インターリーブされたデータ・シンボル110は、そ
れらが入力されたのと同じデータ・シンボル・レート
（例えば、28.8キロシンボル／秒）で、インターリーバ
108によって出力される。マトリクスによって規定され
た所定サイズのデータ・シンボル・ブロックは、所定長
の送信ブロック以内のコード化されたビット・レートで
送信することができる、最大数のデータ・シンボによっ
て規定される。例えば、データシンボル106が、エンコ
ーダ104から28.8キロシンボル／秒のレートで出力さ
れ、送信ブロックの所定長が20ミリ秒であるとすると、
データ・シンボルのブロックの所定長は、28.8キロシン
ボル／秒に20ミリ秒を乗算し、576データ・シンボルと
なる。これは、18x32のマトリクスを規定する。
インターリーブされたデータ・シンボル110は、次に
基準ビット挿入器112に入力され、インターリーブされ
たデータ・シンボル110のＭ個毎に、Ｌ個の既知の基準
ビットを挿入する。以下の説明を簡素化するために、Ｌ
＝１およびＭ＝６と仮定する。加えて、挿入される各基
準ビットは、ゼロ・ビットであると仮定する。しかしな
がら、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、
ＬおよびＭはいかなる他の値としてもよいことは、当業
者であれば認めるであろう。加えて、本発明の範囲およ
び精神から逸脱することなく、基準ビットは、全てが１
ビット、または数個の１ビットとそれに続く数個のゼロ
ビットのような既知の連続であれば、いかなるものとす
ることもできる。Ｌ＝１およびＭ＝６の場合、基準ビッ
ト挿入器112は、各ブロック（即ち、フレーム）毎に672
個の基準コード化したビット114を出力し、１つの基準
ビットが６個のデータ・シンボルから成る各群の間に挿
入されるようにする。42ビットで構成される基準コード
化されたデータ・シンボル114の送信ブロック（即ち、
フレーム）の一例を第２図に示す（ここで、各ｄは、デ
ータシンボルを表し、各ｒは基準ビットを表わす）。
基準ビット挿入器112に入力され、インターリーブされ
たデータ・シンボル110のＭ個毎に、Ｌ個の既知の基準
ビットを挿入する。以下の説明を簡素化するために、Ｌ
＝１およびＭ＝６と仮定する。加えて、挿入される各基
準ビットは、ゼロ・ビットであると仮定する。しかしな
がら、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、
ＬおよびＭはいかなる他の値としてもよいことは、当業
者であれば認めるであろう。加えて、本発明の範囲およ
び精神から逸脱することなく、基準ビットは、全てが１
ビット、または数個の１ビットとそれに続く数個のゼロ
ビットのような既知の連続であれば、いかなるものとす
ることもできる。Ｌ＝１およびＭ＝６の場合、基準ビッ
ト挿入器112は、各ブロック（即ち、フレーム）毎に672
個の基準コード化したビット114を出力し、１つの基準
ビットが６個のデータ・シンボルから成る各群の間に挿
入されるようにする。42ビットで構成される基準コード
化されたデータ・シンボル114の送信ブロック（即ち、
フレーム）の一例を第２図に示す（ここで、各ｄは、デ
ータシンボルを表し、各ｒは基準ビットを表わす）。
基準コード化されたデータ・シンボル114は、通信シ
ステムのエンコーディング部100から出力され、通信シ
ステムの送信部116に入力される。データ・シンボル114
に対して、変調器117により、通信チャンネル上の送信
のための準備を行う。次に、変調された信号をアンテナ
118に供給し、通信チャンネル120上を送信する。
ステムのエンコーディング部100から出力され、通信シ
ステムの送信部116に入力される。データ・シンボル114
に対して、変調器117により、通信チャンネル上の送信
のための準備を行う。次に、変調された信号をアンテナ
118に供給し、通信チャンネル120上を送信する。
好ましくは、変調器117は、拡散プロセスにおいて基
準コード化されたデータ・シンボル114から固定長コー
ドのシーケンスを得ることによって、直接シーケンス・
コード分割スペクトラム拡散送信のための準備を、デー
タ・シンボル114に対して行う。例えば、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各データ
・シンボルを、固有の９ビット長コードに拡散し、６個
のデータ・シンボルから成る１つの群が、単一の54ビッ
ト長コードで表されるようにする。更に、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各基準ビ
ットは、10ビット長コードを選択してもよい。前記６個
のデータ・シンボルから成る群を表わすコード、および
関連する基準ビットを組み合わせて、単一の64ビット長
コードを形成することが好ましい。この拡散過程の結果
として、固定レート（例えば28.8キロシンボル／秒）で
基準コード化されたデータ・シンボル114を受け取った
変調器117は、より高い固定シンボル・レート（例え
ば、307.2キロシンボル／秒）を有する、64ビット長コ
ードの拡散シーケンスを有することになる。基準コード
化されたデータ・シンボル114のストリーム内の基準ビ
ットおよびデータ・シンボルは、本発明の範囲および精
神から逸脱することなく、多くの他のアルゴリズムによ
っても、より長いコード・シーケンスに拡散できること
は、当業者であれば認めるであろう。
準コード化されたデータ・シンボル114から固定長コー
ドのシーケンスを得ることによって、直接シーケンス・
コード分割スペクトラム拡散送信のための準備を、デー
タ・シンボル114に対して行う。例えば、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各データ
・シンボルを、固有の９ビット長コードに拡散し、６個
のデータ・シンボルから成る１つの群が、単一の54ビッ
ト長コードで表されるようにする。更に、基準コード化
されたデータ・シンボル114のストリーム内の各基準ビ
ットは、10ビット長コードを選択してもよい。前記６個
のデータ・シンボルから成る群を表わすコード、および
関連する基準ビットを組み合わせて、単一の64ビット長
コードを形成することが好ましい。この拡散過程の結果
として、固定レート（例えば28.8キロシンボル／秒）で
基準コード化されたデータ・シンボル114を受け取った
変調器117は、より高い固定シンボル・レート（例え
ば、307.2キロシンボル／秒）を有する、64ビット長コ
ードの拡散シーケンスを有することになる。基準コード
化されたデータ・シンボル114のストリーム内の基準ビ
ットおよびデータ・シンボルは、本発明の範囲および精
神から逸脱することなく、多くの他のアルゴリズムによ
っても、より長いコード・シーケンスに拡散できること
は、当業者であれば認めるであろう。
この拡散シーケンスを長い拡散コード（例えば、PNコ
ード）を用いて拡散することによって、拡散シーケンス
に対して、更に直接シーケンス・コード分割スペクトラ
ム拡散送信のための準備を行う。この拡散コードは、固
定チップ・レート（例えば、1228メガチップ／秒）で出
力される、ユーザによって特定されるシンボル・シーケ
ンス、即ち固有のユーザ・コードである。エンコードさ
れたトラフィック・チャンネル・データ・ビット102
を、通信チャンネル120上を送ったのはどのユーザか、
についての識別を与えることに加えて、この固有ユーザ
・コードは、エンコードされたトラフィック・チャンネ
ル・データ・ビット102をスクランブルすることによっ
て、通信チャンネル内の通信の保護を強化するものであ
る。更に、ユーザ・コードで拡散されたエンコード・デ
ータ・ビット（即ち、データ・シンボル）を用いて、正
弦波の電力レベル制御を実施することによって、当該正
弦波にバイ−フェーズ変調（bi−phase modulation）を
行う。この正弦波出力信号に帯域通過フィルタ処理を行
い、RF周波数に変換し、増幅し、フィルタ処理を行い、
そしてアンテナ118によって放射することによって、BPS
K変調を用いた通信チャンネル120における、トラフィッ
ク・チャンネル・データ・ビット102の送信を完了す
る。
ード）を用いて拡散することによって、拡散シーケンス
に対して、更に直接シーケンス・コード分割スペクトラ
ム拡散送信のための準備を行う。この拡散コードは、固
定チップ・レート（例えば、1228メガチップ／秒）で出
力される、ユーザによって特定されるシンボル・シーケ
ンス、即ち固有のユーザ・コードである。エンコードさ
れたトラフィック・チャンネル・データ・ビット102
を、通信チャンネル120上を送ったのはどのユーザか、
についての識別を与えることに加えて、この固有ユーザ
・コードは、エンコードされたトラフィック・チャンネ
ル・データ・ビット102をスクランブルすることによっ
て、通信チャンネル内の通信の保護を強化するものであ
る。更に、ユーザ・コードで拡散されたエンコード・デ
ータ・ビット（即ち、データ・シンボル）を用いて、正
弦波の電力レベル制御を実施することによって、当該正
弦波にバイ−フェーズ変調（bi−phase modulation）を
行う。この正弦波出力信号に帯域通過フィルタ処理を行
い、RF周波数に変換し、増幅し、フィルタ処理を行い、
そしてアンテナ118によって放射することによって、BPS
K変調を用いた通信チャンネル120における、トラフィッ
ク・チャンネル・データ・ビット102の送信を完了す
る。
前記通信システムの受信部122は、アンテナ124を通じ
て、通信チャンネル120上を送信されたスペクトラム拡
散信号を受信する。受信された信号は、デスプレッダ
（despreader）およびサンプラ126によって、データ・
サンプルにサンプルされる。続いて、このデータ・サン
プル142は、通信システムのデコーディング部154に出力
される。
て、通信チャンネル120上を送信されたスペクトラム拡
散信号を受信する。受信された信号は、デスプレッダ
（despreader）およびサンプラ126によって、データ・
サンプルにサンプルされる。続いて、このデータ・サン
プル142は、通信システムのデコーディング部154に出力
される。
デスプレッダおよびサンプラ126は、フィルタ処理、
復調、RF周波数からの変換、および所定レート（例え
ば、1.2288メガサンプル／秒）でのサンプリングによっ
て、受信したスペクトラム拡散信号にBPSKサンプリング
を行うことが好ましい。続いて、BPSKサンプル信号は、
受信サンプル信号を前記長い拡散コードと相関付けるこ
とによって、拡散解除（despread）される。結果的に得
られた拡散解除サンプル信号12は、所定レートで（例え
ば、受信拡散スペクトラム信号の４サンプルのシーケン
スを拡散解除し、および／または単一のデータ・サンプ
ルで表されるように、307.2キロサンプル／秒で）サン
プリングされ、基準ビット抽出器130に出力される。
復調、RF周波数からの変換、および所定レート（例え
ば、1.2288メガサンプル／秒）でのサンプリングによっ
て、受信したスペクトラム拡散信号にBPSKサンプリング
を行うことが好ましい。続いて、BPSKサンプル信号は、
受信サンプル信号を前記長い拡散コードと相関付けるこ
とによって、拡散解除（despread）される。結果的に得
られた拡散解除サンプル信号12は、所定レートで（例え
ば、受信拡散スペクトラム信号の４サンプルのシーケン
スを拡散解除し、および／または単一のデータ・サンプ
ルで表されるように、307.2キロサンプル／秒で）サン
プリングされ、基準ビット抽出器130に出力される。
基準ビット抽出機130は、拡散解除サンプル信号128か
ら基準ビット132を抽出し、この基準ビット132をチャン
ネル予測器134に出力することが好ましい。拡散解除サ
ンプル信号128の残りのデータ・サンプル138は、以後に
データ・サンプル142のコヒーレント検出を行うため
に、コヒーレント検出器140に出力される。
ら基準ビット132を抽出し、この基準ビット132をチャン
ネル予測器134に出力することが好ましい。拡散解除サ
ンプル信号128の残りのデータ・サンプル138は、以後に
データ・サンプル142のコヒーレント検出を行うため
に、コヒーレント検出器140に出力される。
チャンネル予測器134は、抽出された基準ビット132を
データ・サンプルの既知の基準シーケンスと相関付ける
ことによって、バイアスされていないが、ノイズの多い
チャンネル予測を得る。よりよいチャンネル予測136を
得るために、これらノイズを多い予測を、高周波数ノイ
ズ成分を除去するように固定されたまたは適合された、
低域フィルタに通す。結果的に得られるチャンネル予測
136は、比較的ノイズが少なく、コヒーレント検出に用
いることができる。尚、低域フィルタ処理は、（Ｍ＋
１）Ｔ毎にチャンネル予測を与えるのみであることに注
意すべきである。ここで、Ｍは基準ビット挿入器112に
よって各基準ビット間に挿入されたデータシンボル数
（例えば、Ｍ＝６）、そしてＴは各データ・サンプルの
時間間隔である。送信データ・シンボルのコヒーレント
検出を行うためには、各Ｔ毎にチャンネル予測を有する
必要がある。（Ｍ＋１）Ｔがチャンネル変動時定数に対
して短い場合、各Ｔ毎にチャンネル予測を得る簡単であ
るが効果的な方法は、（Ｍ＋１）Ｔだけ分離された２つ
のチャンネル予測間で線形補間を行うことである。しか
しながら、当業者であれば認めるであろうが、必要であ
れば、より洗練された補間技法を用いることもできる。
データ・サンプルの既知の基準シーケンスと相関付ける
ことによって、バイアスされていないが、ノイズの多い
チャンネル予測を得る。よりよいチャンネル予測136を
得るために、これらノイズを多い予測を、高周波数ノイ
ズ成分を除去するように固定されたまたは適合された、
低域フィルタに通す。結果的に得られるチャンネル予測
136は、比較的ノイズが少なく、コヒーレント検出に用
いることができる。尚、低域フィルタ処理は、（Ｍ＋
１）Ｔ毎にチャンネル予測を与えるのみであることに注
意すべきである。ここで、Ｍは基準ビット挿入器112に
よって各基準ビット間に挿入されたデータシンボル数
（例えば、Ｍ＝６）、そしてＴは各データ・サンプルの
時間間隔である。送信データ・シンボルのコヒーレント
検出を行うためには、各Ｔ毎にチャンネル予測を有する
必要がある。（Ｍ＋１）Ｔがチャンネル変動時定数に対
して短い場合、各Ｔ毎にチャンネル予測を得る簡単であ
るが効果的な方法は、（Ｍ＋１）Ｔだけ分離された２つ
のチャンネル予測間で線形補間を行うことである。しか
しながら、当業者であれば認めるであろうが、必要であ
れば、より洗練された補間技法を用いることもできる。
好適実施例のコヒーレント通信システムでは、電力制
御も用いて、システム全体の性能を高めることもでき
る。電力制御アルゴリズムは、非コヒーレント通信シス
テムで用いられるアルゴリズムに非常によく似ている。
好ましくは、好適実施例の電力制御アルゴリズムは、受
信電力を1.25ms毎（即ち、各ブロックまたはフレーム毎
に）、或いは、12情報ビット毎、即ち、36エンコード・
ビットまたは42の全受信信号サンプル毎に予測すること
を含む。電力予測は、いくつかの異なる技法で計算する
ことができる。１つの技法は、42ビット長ブロック内の
６つの基準信号サンプル（即ち、基準ビット抽出器130
からの基準ビット144）を単に用いることによって、チ
ャンネル予測を電力予測146と共に計算するというもの
である。次に、電力予測器146によって、チャンネル予
測強度の二乗を、電力予測148として出力する。
御も用いて、システム全体の性能を高めることもでき
る。電力制御アルゴリズムは、非コヒーレント通信シス
テムで用いられるアルゴリズムに非常によく似ている。
好ましくは、好適実施例の電力制御アルゴリズムは、受
信電力を1.25ms毎（即ち、各ブロックまたはフレーム毎
に）、或いは、12情報ビット毎、即ち、36エンコード・
ビットまたは42の全受信信号サンプル毎に予測すること
を含む。電力予測は、いくつかの異なる技法で計算する
ことができる。１つの技法は、42ビット長ブロック内の
６つの基準信号サンプル（即ち、基準ビット抽出器130
からの基準ビット144）を単に用いることによって、チ
ャンネル予測を電力予測146と共に計算するというもの
である。次に、電力予測器146によって、チャンネル予
測強度の二乗を、電力予測148として出力する。
チャンネル予測136を生成した後、受信機の残りは従
来通りである。コヒーレント検出器140は、拡散解除サ
ンプル信号128からの残りのデータ・サンプル138を、チ
ャンネル予測136の共役と乗算することによって、コヒ
ーレントに検出されたサンプル142を生成する。
来通りである。コヒーレント検出器140は、拡散解除サ
ンプル信号128からの残りのデータ・サンプル138を、チ
ャンネル予測136の共役と乗算することによって、コヒ
ーレントに検出されたサンプル142を生成する。
当業者であれば認めるであろうが、多重受信部122,12
3およびアンテナ124,125は、それぞれ空間ダイバーシテ
ィ（space diversity）を達成する。Ｎ番目の受信機部
は、上述の受信機部122とほぼ同様に動作し、通信チャ
ンネル120内で受信したスペクトラム拡散信号からデー
タ・サンプルを引き出す。Ｎ個の受信部の出力142ない
し152は、乗算器150に入力され、これら入力データ・サ
ンプルをダイバーシティ結合して、コヒーレントに検出
されたデータ・サンプル160の複合ストリームを得る。
3およびアンテナ124,125は、それぞれ空間ダイバーシテ
ィ（space diversity）を達成する。Ｎ番目の受信機部
は、上述の受信機部122とほぼ同様に動作し、通信チャ
ンネル120内で受信したスペクトラム拡散信号からデー
タ・サンプルを引き出す。Ｎ個の受信部の出力142ない
し152は、乗算器150に入力され、これら入力データ・サ
ンプルをダイバーシティ結合して、コヒーレントに検出
されたデータ・サンプル160の複合ストリームを得る。
ソフト判断データを形成する個々のデータ・サンプル
160は、次に、デインターリーバ162を含むデコーディン
グ部154に入力され、この入力されたソフト判断データ1
60に対して、個々のデータ・レベルでデインターリーブ
を行う。デインターリーバ162では、ソフト判断データ
の所定サイズのブロックを規定するマトリクスに、ソフ
ト判断データ160がマトリクスに個々に入力される。ソ
フト判断データは、マトリクスが１行ずつで満たされる
ように、マトリクス内の位置に入力される。デインター
リーブされたソフト判断データ164は、マトリクスが１
列ずつ空になるように、マトリクス内の場所から個々に
出力される。デインターリーブされたソフト判断データ
164は、それらが入力されたのと同一レートで、デイン
ターリーバ162から出力される（例えば、288.8キロメト
リック／秒）。
160は、次に、デインターリーバ162を含むデコーディン
グ部154に入力され、この入力されたソフト判断データ1
60に対して、個々のデータ・レベルでデインターリーブ
を行う。デインターリーバ162では、ソフト判断データ
の所定サイズのブロックを規定するマトリクスに、ソフ
ト判断データ160がマトリクスに個々に入力される。ソ
フト判断データは、マトリクスが１行ずつで満たされる
ように、マトリクス内の位置に入力される。デインター
リーブされたソフト判断データ164は、マトリクスが１
列ずつ空になるように、マトリクス内の場所から個々に
出力される。デインターリーブされたソフト判断データ
164は、それらが入力されたのと同一レートで、デイン
ターリーバ162から出力される（例えば、288.8キロメト
リック／秒）。
前記マトリクスによって規定されたソフト判断データ
・ブロックの所定サイズは、所定長の送信ブロック内で
受信されたスペクトラム拡散信号からの、データ・サン
プルをサンプリングする最大レートから得られる。
・ブロックの所定サイズは、所定長の送信ブロック内で
受信されたスペクトラム拡散信号からの、データ・サン
プルをサンプリングする最大レートから得られる。
デインターリーブされたソフト判断データ164は、デ
コーダ164に入力され、最尤デコーディング技法を用い
て、予備トラフィック・チャンネル・データ・ビット16
8を生成する。最尤デコーディング技法は、ビタビ・デ
コーディング・アルゴリズムに実質的に類似するアルゴ
リズムを用いることによって、強化する（augumented）
ことができる。デコーダ166は、１群のソフト判断デー
タ164を用いて、最尤シーケンス予測デコーダ166の各特
定時間状態において用いるための、１組のソフト判断遷
移メトリクス（soft decision transition metrics）を
形成する。ソフト判断遷移メトリクスの各組を形成する
ために用いられる前記群内のソフト判断データ164の数
は、各入力データ・ビット102から生成される、畳み込
みデコーダの出力におけるデータ・シンボルの数に対応
する。各組のソフト判断遷移メトリクスの数は、各群内
のソフト判断データ164の数の二乗に等しい。例えば、
送信機において1/3畳み込みエンコーダが用いられる場
合、各入力データ・ビット102から３つのデータ・シン
ボル106が生成される。したがって、デコーダ166は、３
つの個々のソフト判断データ164の群を用いて、最尤シ
ーケンス予測デコーダ166の各時間状態において用いる
ための、８個のソフト判断遷移マトリクスを形成する。
予測データ・ビット168は、ソフト判断データ164がデコ
ーダ166に入力されるレート、および最初に入力データ
・ビット102をエンコードするのに用いられた固定レー
トに関連するレートで生成される（例えば、ソフト判断
データが28.8キロメトリクス／秒で入力され、元のエン
コーディング・レートが1/3である場合、予測データ・
ビットは、9600ビット／秒のレートで出力される）。
コーダ164に入力され、最尤デコーディング技法を用い
て、予備トラフィック・チャンネル・データ・ビット16
8を生成する。最尤デコーディング技法は、ビタビ・デ
コーディング・アルゴリズムに実質的に類似するアルゴ
リズムを用いることによって、強化する（augumented）
ことができる。デコーダ166は、１群のソフト判断デー
タ164を用いて、最尤シーケンス予測デコーダ166の各特
定時間状態において用いるための、１組のソフト判断遷
移メトリクス（soft decision transition metrics）を
形成する。ソフト判断遷移メトリクスの各組を形成する
ために用いられる前記群内のソフト判断データ164の数
は、各入力データ・ビット102から生成される、畳み込
みデコーダの出力におけるデータ・シンボルの数に対応
する。各組のソフト判断遷移メトリクスの数は、各群内
のソフト判断データ164の数の二乗に等しい。例えば、
送信機において1/3畳み込みエンコーダが用いられる場
合、各入力データ・ビット102から３つのデータ・シン
ボル106が生成される。したがって、デコーダ166は、３
つの個々のソフト判断データ164の群を用いて、最尤シ
ーケンス予測デコーダ166の各時間状態において用いる
ための、８個のソフト判断遷移マトリクスを形成する。
予測データ・ビット168は、ソフト判断データ164がデコ
ーダ166に入力されるレート、および最初に入力データ
・ビット102をエンコードするのに用いられた固定レー
トに関連するレートで生成される（例えば、ソフト判断
データが28.8キロメトリクス／秒で入力され、元のエン
コーディング・レートが1/3である場合、予測データ・
ビットは、9600ビット／秒のレートで出力される）。
以上、コヒーレント・エンコーディングおよびデコー
ディング用通信システムを、第１図を参照して説明し
た。要約すれば、この通信システムは、入力データ・ビ
ットをデータ・シンボルにエンコードし、そのデータ・
シンボルを１シンボルずつインターリーブし、インター
リーブされたシンボルに基準ビットを挿入し、そして基
準コード化したデータ・シンボルを変調し通信チャンネ
ルを通じて送信する、第１部分を含む。前記通信システ
ムは、更に、通信チャンネル上からの信号を受信しかつ
変調し、当該通信チャンネルのパラメータを予測し、受
信信号内のデータ・サンプルをコヒーレントに復調し、
このコヒーレントに検出されたデータ・サンプルをデイ
ンターリーブして、各受信された送信ブロック内でソフ
ト判断データとして用い、続いてデインターリーブした
個々のソフト判断データからソフト判断遷移メトリクス
を生成し、そして次に最尤デコーディング技法を用いる
ことによって、ソフト判断メトリクスから予測データ・
ビットを発生する、第２部分を含む。
ディング用通信システムを、第１図を参照して説明し
た。要約すれば、この通信システムは、入力データ・ビ
ットをデータ・シンボルにエンコードし、そのデータ・
シンボルを１シンボルずつインターリーブし、インター
リーブされたシンボルに基準ビットを挿入し、そして基
準コード化したデータ・シンボルを変調し通信チャンネ
ルを通じて送信する、第１部分を含む。前記通信システ
ムは、更に、通信チャンネル上からの信号を受信しかつ
変調し、当該通信チャンネルのパラメータを予測し、受
信信号内のデータ・サンプルをコヒーレントに復調し、
このコヒーレントに検出されたデータ・サンプルをデイ
ンターリーブして、各受信された送信ブロック内でソフ
ト判断データとして用い、続いてデインターリーブした
個々のソフト判断データからソフト判断遷移メトリクス
を生成し、そして次に最尤デコーディング技法を用いる
ことによって、ソフト判断メトリクスから予測データ・
ビットを発生する、第２部分を含む。
基準ビットを用いてコヒーレントにデータ・サンプル
を検出する本方法の背後にある理由付けおよびチャンネ
ル予測器134の動作をより明確に説明すると共に、更に
議論を容易に進めるために、以下の数学的モデルを構築
する。
を検出する本方法の背後にある理由付けおよびチャンネ
ル予測器134の動作をより明確に説明すると共に、更に
議論を容易に進めるために、以下の数学的モデルを構築
する。
フェーディング・チャンネルは、時間ｔの複素数関数
としてモデル化することができ、ｈ（ｔ）で示されるこ
とを、当業者は認めるであろう。畳み込みエンコードさ
れた基準ビットの時間間隔をＴで表わす。すると、復調
および拡散解除後の受信信号は、Ｔ毎にサンプルされる
ことになる。１つの基準ビットを、各６エンコード・ビ
ット毎に挿入すると仮定すると、基準ビットに対応する
サンプルは、nTr＝7nT,n＝...,−1,0,1,...に現れる。
ここで、Tr＝7Tが定義される。次に、ノイズ予測は、次
のように書くことができる。
としてモデル化することができ、ｈ（ｔ）で示されるこ
とを、当業者は認めるであろう。畳み込みエンコードさ
れた基準ビットの時間間隔をＴで表わす。すると、復調
および拡散解除後の受信信号は、Ｔ毎にサンプルされる
ことになる。１つの基準ビットを、各６エンコード・ビ
ット毎に挿入すると仮定すると、基準ビットに対応する
サンプルは、nTr＝7nT,n＝...,−1,0,1,...に現れる。
ここで、Tr＝7Tが定義される。次に、ノイズ予測は、次
のように書くことができる。
（nTr）＝ｈ（nTr）＋ｚ（nTr） （式１）
ここで、ｚ（nTr）はサンプルされた付加ノイズであ
る。（式１）に示したものよりもよい予測は、次のよう
にして得られる。
る。（式１）に示したものよりもよい予測は、次のよう
にして得られる。
例えば、Ｎ＝３を選択することができる。こうするこ
とによって、ノイズ予測の７を用いて、各基準ビット間
隔Tr毎に、予測が得られる。コヒーレント検出情報を生
成するために必要とされる、kTにおいてｋ≠7nについ
て、チャンネル予測を得るために、補間技法を用いるこ
とができる。最も簡単な補間方法は、線形補間を用いる
ことである。例えば、ｋ＝7n＋ｉ（ここで１≦ｉ≦６）
と仮定すると、（式２）の結果は次のように書かれる。
とによって、ノイズ予測の７を用いて、各基準ビット間
隔Tr毎に、予測が得られる。コヒーレント検出情報を生
成するために必要とされる、kTにおいてｋ≠7nについ
て、チャンネル予測を得るために、補間技法を用いるこ
とができる。最も簡単な補間方法は、線形補間を用いる
ことである。例えば、ｋ＝7n＋ｉ（ここで１≦ｉ≦６）
と仮定すると、（式２）の結果は次のように書かれる。
他のより洗練された補間技法を用いて予測を更に改善
することができる。しかしながら、チャンネル・フェー
ディングが、基準信号のサンプリング・レート1/Trに対
して遅い場合、上述の線形補間方法で十分である。
することができる。しかしながら、チャンネル・フェー
ディングが、基準信号のサンプリング・レート1/Trに対
して遅い場合、上述の線形補間方法で十分である。
サンプル・チャンネル応答ｈ（ｎ）≡ｈ（nTr）は、
ｆ＜−fdおよびｆ＞fd（ここでfdはドプラ周波数）に対
してΦ（ｆ）＝０となる、パワースペクトラムΦ（ｆ）
を有する、ゆっくりと時間変化するランダムなプロセス
としてモデル化することができる。fdが未知であるか、
或いは時間と共に変化し得る場合、得ることができる最
良の予測ｈ（ｎ）は、周波数が|f|＞ｆd,maxのノイズ成
分を除去する理想的な低域通過線形位相フィルタに、ノ
イズの多い予測ｈ（kTr）を通過させることによって得
られる。最適なフィルタは、次に示す周波数応答、即ち
Wkのフーリエ変換を有するものであろう。
ｆ＜−fdおよびｆ＞fd（ここでfdはドプラ周波数）に対
してΦ（ｆ）＝０となる、パワースペクトラムΦ（ｆ）
を有する、ゆっくりと時間変化するランダムなプロセス
としてモデル化することができる。fdが未知であるか、
或いは時間と共に変化し得る場合、得ることができる最
良の予測ｈ（ｎ）は、周波数が|f|＞ｆd,maxのノイズ成
分を除去する理想的な低域通過線形位相フィルタに、ノ
イズの多い予測ｈ（kTr）を通過させることによって得
られる。最適なフィルタは、次に示す周波数応答、即ち
Wkのフーリエ変換を有するものであろう。
このようなフィルタの１つに、有限インパルス応答（FI
R）フィルタがある。これは、以下のように書くことが
できる出力を有する。
R）フィルタがある。これは、以下のように書くことが
できる出力を有する。
ここで、Wkは、予測を生成するためのFIRフィルタ係数
または重みである。上述の（2N＋１）サンプル平均方法
は、Wk＝1/（2N＋１）の場合、この加重加算方法の特別
な場合であることは、容易に理解できる。上述の基準に
したがってWkを選択することによって、遅れが導入され
てしまうが、ｈ（ｎ）のよりよい予測を得ることができ
る。第３図は、基準信号に基づいて予測されたノイズ・
チャンネルの加重平均を用いて、どのようにして（式
５）を実施してチャンネル予測を生成するかを示すもの
である。
または重みである。上述の（2N＋１）サンプル平均方法
は、Wk＝1/（2N＋１）の場合、この加重加算方法の特別
な場合であることは、容易に理解できる。上述の基準に
したがってWkを選択することによって、遅れが導入され
てしまうが、ｈ（ｎ）のよりよい予測を得ることができ
る。第３図は、基準信号に基づいて予測されたノイズ・
チャンネルの加重平均を用いて、どのようにして（式
５）を実施してチャンネル予測を生成するかを示すもの
である。
レイリー・フェーディング・チャンネル上の理想的コ
ヒーレント受信機の動作が公知であることは、当業者で
あれば認めるであろう。したがって、以下の議論で、こ
のようなチャンネルにおける、最適コヒーレント受信機
に対する、基準に基づくチャンネル予測方法の性能（pe
rformance）損失を分析する。この損失は、主として２
つの要因によって生じるものである。第１に、情報を保
持しない基準ビットを挿入することによって、全送信出
力が同一である場合、情報ビット（Eb）当たりのエネル
ギが事実上減少してしまう（即ちデータ・レートが低下
する）。第２に、ノイズが存在する下では、チャンネル
予測に誤差がある。全損失は、これら２つの要因を組み
合わせた結果となる。
ヒーレント受信機の動作が公知であることは、当業者で
あれば認めるであろう。したがって、以下の議論で、こ
のようなチャンネルにおける、最適コヒーレント受信機
に対する、基準に基づくチャンネル予測方法の性能（pe
rformance）損失を分析する。この損失は、主として２
つの要因によって生じるものである。第１に、情報を保
持しない基準ビットを挿入することによって、全送信出
力が同一である場合、情報ビット（Eb）当たりのエネル
ギが事実上減少してしまう（即ちデータ・レートが低下
する）。第２に、ノイズが存在する下では、チャンネル
予測に誤差がある。全損失は、これら２つの要因を組み
合わせた結果となる。
基準を挿入することによるEbの損失を、ｉとすると、
次のように簡単に表わすことができる。
次のように簡単に表わすことができる。
ζｉ＝（Ｍ＋１）/M＝１＋1/M （式６）
ここで、1/Mは挿入レートである。例えば、Ｍ＝６の場
合、10log10（7/6）0.67dBの損失が生じる。
合、10log10（7/6）0.67dBの損失が生じる。
予測誤差による性能損失を分析するために、DS−CDMA
アップ−リンクに対して、チャンネルおよび信号通信モ
デルを、最初に確立しなければならない。DS−CDMAアッ
プ−リンクは、多重フラット・フェーディング・チャン
ネル（multiple flat fading channel）として見なすこ
とができる。フラット・フェーディング・チャンネルの
各々について、拡散解除後の受信信号は、次のように表
すことができる。
アップ−リンクに対して、チャンネルおよび信号通信モ
デルを、最初に確立しなければならない。DS−CDMAアッ
プ−リンクは、多重フラット・フェーディング・チャン
ネル（multiple flat fading channel）として見なすこ
とができる。フラット・フェーディング・チャンネルの
各々について、拡散解除後の受信信号は、次のように表
すことができる。
ｒ（ｋ）＝ｈ（ｋ）ａ（ｋ）＋ｚ（ｋ） （式７）
ここで、ｒ（ｋ）は、kTにおける受信サンプル、ａ
（ｋ）は対応する送信データまたは基準シンボル、ｈ
（ｋ）はフェーディング・チャンネルを特徴付ける、低
域通過ランダム複素変数、およびｚ（ｋ）は付加的ノイ
ズまたは妨害であり、これはほぼ白色およびガウス・ノ
イズである。平均信号対ノイズ比は、Ｅ［|a（ｋ）|2］
Ｅ［|h（ｋ）|2］／σZ 2に等しい。ここで、σZ 2はノイ
ズの変動（noise variance）である。Jakesのチャンネ
ル・モデルによれば（W.C.Jakes,Ed.,Microwave Mobile
Communications,John Wiley,New York,1974に記載さ
れている）、ｈ（ｋ）はバイアスされておらず、ガウス
分布されている。そのパワー・スペクトラムは、ドプラ
・スペクトラムと呼ばれ、次によって与えられる。
（ｋ）は対応する送信データまたは基準シンボル、ｈ
（ｋ）はフェーディング・チャンネルを特徴付ける、低
域通過ランダム複素変数、およびｚ（ｋ）は付加的ノイ
ズまたは妨害であり、これはほぼ白色およびガウス・ノ
イズである。平均信号対ノイズ比は、Ｅ［|a（ｋ）|2］
Ｅ［|h（ｋ）|2］／σZ 2に等しい。ここで、σZ 2はノイ
ズの変動（noise variance）である。Jakesのチャンネ
ル・モデルによれば（W.C.Jakes,Ed.,Microwave Mobile
Communications,John Wiley,New York,1974に記載さ
れている）、ｈ（ｋ）はバイアスされておらず、ガウス
分布されている。そのパワー・スペクトラムは、ドプラ
・スペクトラムと呼ばれ、次によって与えられる。
ここで、fdはドプラ周波数であり、キャリア周波数と移
動通信ユニットの速度との関数である。また、BPSK信号
通信を用いると仮定することもできる。以下の仮定は、
直角位相シフト・キーイング信号通信にも適用可能であ
ることは、当業者であれば認めるであろう。|a（ｋ）｜
＝１とすると、基準シンボルは（Ｍ＋１）kTにて挿入さ
れ、したがってａ（（Ｍ＋１）ｋ）およびｒ（（Ｍ＋
１）ｋ）は、それぞれ基準シンボルおよび対応する受信
サンプルであると仮定することができる。ｒ（Ｍ＋１）
ｋ）を基準シンボルの共役と乗算することによって、次
のチャンネル予測が得られる。
動通信ユニットの速度との関数である。また、BPSK信号
通信を用いると仮定することもできる。以下の仮定は、
直角位相シフト・キーイング信号通信にも適用可能であ
ることは、当業者であれば認めるであろう。|a（ｋ）｜
＝１とすると、基準シンボルは（Ｍ＋１）kTにて挿入さ
れ、したがってａ（（Ｍ＋１）ｋ）およびｒ（（Ｍ＋
１）ｋ）は、それぞれ基準シンボルおよび対応する受信
サンプルであると仮定することができる。ｒ（Ｍ＋１）
ｋ）を基準シンボルの共役と乗算することによって、次
のチャンネル予測が得られる。
（（Ｍ＋１）ｋ）＝ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）
ａ（（Ｍ＋１）ｋ）ｚ（（Ｍ＋１）ｋ）．（式９）
（式９）によって与えられるチャンネル予測において
ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）は低域通過ランダム変数であり、第
２項はチャンネル予測誤差である。1/（Ｍ＋１）Ｔ＞2f
dの場合、（Ｍ＋１）kTにおけるチャンネル予測は更に
改善することができる。即ち、チャンネル予測誤差の変
動を減少させることができる。Wienerのフィルタリング
定義からわかるのは、信号エネルギの予測誤差変動に対
する比を最大化する意味での、最適な無バイアス・チャ
ンネル・予測は、Ｈ（ｆ）をノイズ・スペクトラムで除
算した商の平方根に強度応答（magnitude response）が
等しい線形位相フィルタに、ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）を通過
させることによって得られるということである。挿入さ
れた基準シンボルに基づく最適チャンネル予測器は、実
際線形位相一致フィルタ（linear phase matched filte
r）であり、ノイズ・スペクトラムで除算したチャンネ
ル・ドプラ・スペクトラムに一致させている。
ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）は低域通過ランダム変数であり、第
２項はチャンネル予測誤差である。1/（Ｍ＋１）Ｔ＞2f
dの場合、（Ｍ＋１）kTにおけるチャンネル予測は更に
改善することができる。即ち、チャンネル予測誤差の変
動を減少させることができる。Wienerのフィルタリング
定義からわかるのは、信号エネルギの予測誤差変動に対
する比を最大化する意味での、最適な無バイアス・チャ
ンネル・予測は、Ｈ（ｆ）をノイズ・スペクトラムで除
算した商の平方根に強度応答（magnitude response）が
等しい線形位相フィルタに、ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）を通過
させることによって得られるということである。挿入さ
れた基準シンボルに基づく最適チャンネル予測器は、実
際線形位相一致フィルタ（linear phase matched filte
r）であり、ノイズ・スペクトラムで除算したチャンネ
ル・ドプラ・スペクトラムに一致させている。
実際には、ドプラおよびノイズ・スペクトラムは通常
未知であり、しかも時間と共に変化するので、このよう
な最適予測器を実施することは困難である。次に最適で
現実的な解決法は、カットオフ周波数がドプラ周波数に
可能な最大値以上である、固定線形位相低域通過フィル
タを用いることである。
未知であり、しかも時間と共に変化するので、このよう
な最適予測器を実施することは困難である。次に最適で
現実的な解決法は、カットオフ周波数がドプラ周波数に
可能な最大値以上である、固定線形位相低域通過フィル
タを用いることである。
カットオフ周波数がfcut-offであり、群遅延がゼロ、
或いは同等な固定群遅延を有し、単位強度がその帯域に
ある、理想的な低域通過線形位相フィルタを用いて、ｈ
（（Ｍ＋１）ｋ）にフィルタ処理を行うことによって、
このフィルタの出力は次のように表すことができる。
或いは同等な固定群遅延を有し、単位強度がその帯域に
ある、理想的な低域通過線形位相フィルタを用いて、ｈ
（（Ｍ＋１）ｋ）にフィルタ処理を行うことによって、
このフィルタの出力は次のように表すことができる。
ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）＝ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）＋ｚ（（Ｍ＋１）ｋ） （式10）
ｚ（（Ｍ＋１）ｋ）の変動、残留予測誤差は、σz 2X
（2fcut-off/fr）に等しく、ここでfr＝1/（Ｍ＋１）
Ｔ）は基準シンボル挿入周波数であることを示すことが
できる。より正確に言えば、フィルタ処理後、チャンネ
ル予測誤差の変動は、2fcut-off/fr分の１に低下する。
続いて、線形補間を用いることにより、ｋ≠（Ｍ＋１）
ｋに対するkTにおけるチャンネル予測を（式３）にした
がって生成する。（式７）および（式10）から、コヒー
レントに検出されるシンボルは、次のように書くことが
できる。
（2fcut-off/fr）に等しく、ここでfr＝1/（Ｍ＋１）
Ｔ）は基準シンボル挿入周波数であることを示すことが
できる。より正確に言えば、フィルタ処理後、チャンネ
ル予測誤差の変動は、2fcut-off/fr分の１に低下する。
続いて、線形補間を用いることにより、ｋ≠（Ｍ＋１）
ｋに対するkTにおけるチャンネル予測を（式３）にした
がって生成する。（式７）および（式10）から、コヒー
レントに検出されるシンボルは、次のように書くことが
できる。
更に、ｚ（ｋ）ｈ（ｋ）ａ（ｋ）およびｚ（ｋ）ｈ
（ｋ）が独立しており、高次誤差項ｚ（ｋ）ｚ（ｋ）が
無視し得ると仮定すると、検出器の出力における全ノイ
ズ変動は、|h（ｋ）|2（σz 2＋σz 2）に等しくなる。こ
の結果を、検出器出力において|h（ｋ）|2σz 2のノイズ
変動を有する、最大比結合のための最適コヒーレント受
信機と比較すると、予測誤差による損失は、次の式にほ
ぼ等しいと、結論付けることができる。
（ｋ）が独立しており、高次誤差項ｚ（ｋ）ｚ（ｋ）が
無視し得ると仮定すると、検出器の出力における全ノイ
ズ変動は、|h（ｋ）|2（σz 2＋σz 2）に等しくなる。こ
の結果を、検出器出力において|h（ｋ）|2σz 2のノイズ
変動を有する、最大比結合のための最適コヒーレント受
信機と比較すると、予測誤差による損失は、次の式にほ
ぼ等しいと、結論付けることができる。
ζest１＋▲σ2 ▼／▲σ2 z▼＝１＋（2fcut-off/
fr） （式12） （式６）と（式12）とを組み合わせることによって、
全性能損失は、次のように表すことができる。
fr） （式12） （式６）と（式12）とを組み合わせることによって、
全性能損失は、次のように表すことができる。
ζtotal［１＋（2fcut-off/fr）］×（１＋1/M）
（式13） システム性能は、totalを最小化する適正なＭを選択
することによって、最適化することができる。
（式13） システム性能は、totalを最小化する適正なＭを選択
することによって、最適化することができる。
ｒ＝1/3で、情報ビット・レートが毎秒9600ビットの
畳み込みコード化システムでは、コード化ビット・レー
トは、毎秒28800ビットに等しい。Ｍ＝６とすると、fr
＝4800ヘルツ（Hz）となる。fcut-off＝300Hzに対して
は、全損失は（１＋1/8）ｘ（１＋1/6）＝63/48、即ち
約1.14dBとなる。最適なコヒーレント受信機は、非コヒ
ーレント受信機が必要とするよりも3dB以上低いEb/N0で
よいので、2dB以上の利得が期待される。
畳み込みコード化システムでは、コード化ビット・レー
トは、毎秒28800ビットに等しい。Ｍ＝６とすると、fr
＝4800ヘルツ（Hz）となる。fcut-off＝300Hzに対して
は、全損失は（１＋1/8）ｘ（１＋1/6）＝63/48、即ち
約1.14dBとなる。最適なコヒーレント受信機は、非コヒ
ーレント受信機が必要とするよりも3dB以上低いEb/N0で
よいので、2dB以上の利得が期待される。
多重RAKEフィンガおよび／または多重アンテナからの
信号のダイバシティ結合を用いる場合、コヒーレント受
信機と非コヒーレント受信機との間の性能の差は、更に
大きくなり得る。これは、非コヒーレント受信機の結合
損失はコヒーレント受信機には存在しないからである。
しかしながら、ダイバシティ結合を用いる場合、ダイバ
シティでない場合よりも、結合すべき個々の信号に対し
て、低い信号対ノイズ比で通信システムを動作させる可
能性があるという事実のため、この付加的な利点は部分
的に相殺されてしまう。結果として、（式11）の二次項
は無視することができない。
信号のダイバシティ結合を用いる場合、コヒーレント受
信機と非コヒーレント受信機との間の性能の差は、更に
大きくなり得る。これは、非コヒーレント受信機の結合
損失はコヒーレント受信機には存在しないからである。
しかしながら、ダイバシティ結合を用いる場合、ダイバ
シティでない場合よりも、結合すべき個々の信号に対し
て、低い信号対ノイズ比で通信システムを動作させる可
能性があるという事実のため、この付加的な利点は部分
的に相殺されてしまう。結果として、（式11）の二次項
は無視することができない。
上述の分析では、チャンネル予測に理想的な低域通過
フィルタを用いると仮定した。このような理想的なフィ
ルタの実現には、無限の遅延を必要とする。実際のセン
サは遷移帯（transition band）を有さなければならな
いので、有限の遅延を有する。したがって、許容される
最大ドプラ周波数は、当該フィルタの有効帯域よりも低
くなければならない、例えば、200ヘルツから400ヘルツ
の遷移帯を有するフィルタを設計すればよい。結果的に
得られるフィルタは、300ヘルツに等しい有効帯域を保
持しつつ、５ミリ秒未満の遅延を有することになる。こ
のようなフィルタを用いれば、移動通信システムの速度
が毎時220キロメートル未満の場合、損失が加わること
はない。
フィルタを用いると仮定した。このような理想的なフィ
ルタの実現には、無限の遅延を必要とする。実際のセン
サは遷移帯（transition band）を有さなければならな
いので、有限の遅延を有する。したがって、許容される
最大ドプラ周波数は、当該フィルタの有効帯域よりも低
くなければならない、例えば、200ヘルツから400ヘルツ
の遷移帯を有するフィルタを設計すればよい。結果的に
得られるフィルタは、300ヘルツに等しい有効帯域を保
持しつつ、５ミリ秒未満の遅延を有することになる。こ
のようなフィルタを用いれば、移動通信システムの速度
が毎時220キロメートル未満の場合、損失が加わること
はない。
更に上述の分析では、データおよび基準シンボルが連
続的に送信されると仮定した。結果として、基準信号は
時間間隔Tr毎に得られ、低域通過フィルタ処理によっ
て、これら基準信号を用いてチャンネル予測を行うこと
ができる。可変レートの音声送信を用いる場合のよう
に、場合によっては、データを短く不連続なブロックで
送信することが望ましい。このような場合、以下に述べ
るように、基準シンボルも不連続的に送信し、上述の低
域通過フィルタ処理方法も、適用可能とするために変更
しなければならない。
続的に送信されると仮定した。結果として、基準信号は
時間間隔Tr毎に得られ、低域通過フィルタ処理によっ
て、これら基準信号を用いてチャンネル予測を行うこと
ができる。可変レートの音声送信を用いる場合のよう
に、場合によっては、データを短く不連続なブロックで
送信することが望ましい。このような場合、以下に述べ
るように、基準シンボルも不連続的に送信し、上述の低
域通過フィルタ処理方法も、適用可能とするために変更
しなければならない。
まず、データ・ブロックの持続期間がチャンネル変動
の時定数に対して短い時、チャンネル応答は１ブロック
の時間長内で線形的に変動すると予想されることは、当
業者であれば認めるであろう。したがって、チャンネル
応答ｈ（kT）は、次のように表すことができる。
の時定数に対して短い時、チャンネル応答は１ブロック
の時間長内で線形的に変動すると予想されることは、当
業者であれば認めるであろう。したがって、チャンネル
応答ｈ（kT）は、次のように表すことができる。
ｈ（kT）＝α＋βｋ （式14）
ここで、αおよびβは、予測すべき２つの複素定数であ
る。これら２つの定数は、最少二乗（LS）原理に基づい
た線形最良適合（linear best−fitting）による受信基
準サンプルを用いることによって決定することができ
る。
る。これら２つの定数は、最少二乗（LS）原理に基づい
た線形最良適合（linear best−fitting）による受信基
準サンプルを用いることによって決定することができ
る。
このような方法の詳細を、以下の例に示す。
送信データ・ブロック（即ち、フレーム）は、データ
・シンボルと、６つの挿入された基準シンボル（図２参
照）とで構成されていると仮定する。結果として、デー
タ・ブロック当たり42のシンボルが送信される。このデ
ータ・ブロックは、データが送信されない時間間隔によ
って、分離することができる。この場合、このような短
いブロックを受信する時、この対象となる時間間隔の
間、６個の基準サンプルを有するのみである。
・シンボルと、６つの挿入された基準シンボル（図２参
照）とで構成されていると仮定する。結果として、デー
タ・ブロック当たり42のシンボルが送信される。このデ
ータ・ブロックは、データが送信されない時間間隔によ
って、分離することができる。この場合、このような短
いブロックを受信する時、この対象となる時間間隔の
間、６個の基準サンプルを有するのみである。
この例では、受信した基準サンプルのみを用いて、チ
ャンネル予測を行う。受信サンプルは、ｒ（ｋ）（ｋ＝
0,...,41）で示され、次のように書くことができる。
ャンネル予測を行う。受信サンプルは、ｒ（ｋ）（ｋ＝
0,...,41）で示され、次のように書くことができる。
ｒ（ｋ）＝ｈ（kT）ａ（ｋ）＋ｚ（ｋ） （式15）
ここで、ａ（ｋ）はｋ番目の送信シンボルであり、それ
はデータ・シンボル（受信機にはわからない）か基準シ
ンボル（受信機にはわかっている）のいずれかの可能性
がある。また、ｚ（ｋ）はｋにおける付加ノイズであ
る。この例では、基準サンプルｒ（ｋ）（ｋ＝7i＋3,i
＝0,1,2,3,4,5）について、ａ（ｋ）はわかっているの
で、ノイズ・チャンネル予測は、次のようにして得るこ
とができる。
はデータ・シンボル（受信機にはわからない）か基準シ
ンボル（受信機にはわかっている）のいずれかの可能性
がある。また、ｚ（ｋ）はｋにおける付加ノイズであ
る。この例では、基準サンプルｒ（ｋ）（ｋ＝7i＋3,i
＝0,1,2,3,4,5）について、ａ（ｋ）はわかっているの
で、ノイズ・チャンネル予測は、次のようにして得るこ
とができる。
ｈ（kT）＝ｒ（ｋ）ａ＊（ｋ） （式16）
ここで、ａ＊（ｋ）はａ（ｋ）の複素共役を阿合わす。
（式14）で与えられるｈ（kT）とｈ（kT）との間のLS誤
差を最少にすることによって、αおよびβのLS予測は、
次の式を満足することができる。
（式14）で与えられるｈ（kT）とｈ（kT）との間のLS誤
差を最少にすることによって、αおよびβのLS予測は、
次の式を満足することができる。
ここで、Ｎは加算における要素の数であり、ｈ（kT）は
（式16）で与えられ、加算指数ｋは、ｋ＝３＋7i（ｉ＝
0,1,...,5）の値を取る。αおよびβの解は、次の式で
与えられる。
（式16）で与えられ、加算指数ｋは、ｋ＝３＋7i（ｉ＝
0,1,...,5）の値を取る。αおよびβの解は、次の式で
与えられる。
ここで、
したがって、時刻kT（ｋ＝0,1,...,41）における予測
チャンネル応答は、（式14）にしたがって、予測された
αおよびβを用いて計算することができる。
チャンネル応答は、（式14）にしたがって、予測された
αおよびβを用いて計算することができる。
以上、本発明をある程度特定して記載し図示したが、
本実施例の開示は例として行われただけであり、部分の
構成および組み合わせならびにステップにおける数多く
の変更が、特許請求される本発明の精神および範囲から
逸脱することなく、当業者には思いつくことは理解され
よう。例えば、上述した好適実施例の通信システムの変
調器、アンテナおよび復調器部分は、無線通信チャンネ
ル上を送信されるCDMAスペクトラム拡散信号を対象にし
たものであった。しかしながら、当業者には理解される
であろうが、上述しここに特許請求するエンコーディン
グおよびデコーディング技法は、時分割多重アクセス
（TDMA）および周波数分割多重アクセス（FDMA）に基づ
くもののような、他のタイプの送信システムにおいて用
いることができるように適用させることもできる。更
に、通信チャンネルも、上記の代わりに、電子データ・
バス、有線、光ファイバ・リンク、衛星リンク、または
他のいかなるタイプの通信チャンネルとすることもでき
る。
本実施例の開示は例として行われただけであり、部分の
構成および組み合わせならびにステップにおける数多く
の変更が、特許請求される本発明の精神および範囲から
逸脱することなく、当業者には思いつくことは理解され
よう。例えば、上述した好適実施例の通信システムの変
調器、アンテナおよび復調器部分は、無線通信チャンネ
ル上を送信されるCDMAスペクトラム拡散信号を対象にし
たものであった。しかしながら、当業者には理解される
であろうが、上述しここに特許請求するエンコーディン
グおよびデコーディング技法は、時分割多重アクセス
（TDMA）および周波数分割多重アクセス（FDMA）に基づ
くもののような、他のタイプの送信システムにおいて用
いることができるように適用させることもできる。更
に、通信チャンネルも、上記の代わりに、電子データ・
バス、有線、光ファイバ・リンク、衛星リンク、または
他のいかなるタイプの通信チャンネルとすることもでき
る。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−68724（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−182133（ＪＰ，Ａ)
三瓶ほか，陸上移動通信用16ＱＡＭの
フェージングひずみ補償方式，電子情報
通信学会技術研究報告，日本，（社）電
子情報通信学会，1988年，Ｖｏｌ．88,
Ｎｏ．39，ＲＣＳ88−１，ｐｐ１−８
須永ほか，陸上移動通信用16ＱＡＭ変
復調器の試作，電子情報通信学会技術研
究報告，日本，（社）電子情報通信学
会，1988年，Ｖｏｌ．88，Ｎｏ．39，Ｒ
ＣＳ88−２，ｐｐ９−16
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/69
H04K 1/00
Claims (6)
- 【請求項１】通信装置であって： （ａ）入力データ・シンボルのストリームに基準シンボ
ルを挿入し、基準コード化された入力データ・シンボル
のストリームを形成する基準手段であって、前記基準シ
ンボルは、Ｍ個の入力データ・シンボルにつき１つの割
合で挿入され、前記Ｍは自然数であるところの基準手
段；および （ｂ）前記基準手段と動作可能に結合され、前記基準コ
ード化された入力データ・シンボルのストリームを拡散
コードを用いて拡散し、通信チャンネル上で送信するた
めの信号を作成する拡散手段； から成り、前記信号を受信した受信機が、前記基準シン
ボルに基づいてＭシンボル毎にチャネル推定値を求め、
少なくとも２つのチャネル推定値の間を補間してコヒー
レント検出を行うように、前記基準シンボルが挿入さ
れ、 前記拡散手段は、前記基準シンボルを第１拡散レートで
拡散する第１拡散手段と、前記入力データ・シンボルの
ストリームを第２拡散レートで拡散する第２拡散手段か
ら成ることを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】通信装置であって： （ａ）拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がＭサンプル毎に得られ、前記Ｍは自然数であるところ
の復調器； （ｂ）前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器；および （ｃ）前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器； から成り、前記復調器は、第１拡散解除コードおよび第
１拡散解除レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信信
号を拡散解除し、前記基準サンプル・ストリームを得る
第１デスプレッダと、第２拡散解除コードおよび第２拡
散解除レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信信号を
拡散解除し、前記データ・サンプル・ストリームを得る
第２デスプレッダとを有することを特徴とする通信装
置。 - 【請求項３】通信装置であって： （ａ）拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がＭサンプル毎に得られ、前記Ｍは自然数であるところ
の復調器； （ｂ）前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器；および （ｃ）前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器； から成り、前記チャンネル予測器は： （ｄ）前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことにより、前記チャンネル応答を予測す
る手段； （ｅ）前記チャンネル応答を、サンプリング時間の線形
関数として予測する手段；および （ｆ）前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことにより、各基準サンプルに関連するチ
ャンネル応答の予測を生成するフィルタ手段と、該フィ
ルタ手段に動作可能に結合され、前記基準サンプルの予
測されたチャンネル応答の少なくとも２つの間において
予測チャンネル応答を生成する補間手段； から成る群の内の１つより成ることを特徴とする通信装
置。 - 【請求項４】通信装置であって： （ａ）拡散コードを用いて受信した通信信号を拡散解除
し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプルの
ストリームとを得る復調器であって、前記基準サンプル
がＭサンプル毎に得られ、前記Ｍは自然数であるところ
の復調器； （ｂ）前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サン
プルのストリームを補間することによって、チャンネル
応答を予測するチャンネル予測器；および （ｃ）前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可
能に結合され、予測されたチャンネル応答を利用するこ
とにより、前記データ・サンプルのストリームから予測
データ・シンボルを生成する検出器； から成り、前記検出器は： （ｄ）前記予測チャンネル応答と前記データ・サンプル
・ストリームとの相関をとることによって、前記データ
・サンプル・ストリームから前記予測データ・シンボル
を生成する手段； （ｅ）最尤デコーディング方法を利用して予測データ・
ビットを生成し、前記予測データ・シンボルから前記予
測データ・ビットを得る手段； （ｆ）ビタビ最尤デコーディング・アルゴリズムを利用
して予測データ・ビットを生成し、前記予測データ・シ
ンボルから予測データ・ビットを得る手段； から成る群の内の１つより成ることを特徴とする通信装
置。 - 【請求項５】通信方法であって： （ａ）入力データ・シンボルのストリームに基準シンボ
ルを挿入し、基準コード化された入力データ・シンボル
のストリームを形成する挿入ステップであって、前記基
準シンボルは、Ｍ個の入力データ・シンボルにつき１つ
の割合で挿入され、前記Ｍは自然数であるところの挿入
ステップ； （ｂ）通信チャンネル上での送信に先立って、前記基準
コード化された入力データ・シンボルのストリームを拡
散コードを用いて拡散し、通信チャンネル上で送信する
ための信号を作成するステップ；および （ｃ）前記通信チャンネル上で送信するための信号を送
信するステップ； より成り、前記信号を受信した受信機が、前記基準シン
ボルに基づいてＭシンボル毎にチャネル推定値を求め、
少なくとも２つのチャネル推定値の間を補間してコヒー
レント検出を行うように、前記基準シンボルが挿入さ
れ、 前記挿入ステップは、挿入アルゴリズムに従って、基準
シンボルを入力データ・シンボルのストリームに挿入
し、基準コード化された入力データ・シンボルのストリ
ームを形成するステップより成り、 前記挿入アルゴリズムは、前記拡散基準コード化された
入力データ・シンボルのストリームが送信される通信チ
ャンネルのチャンネル変動周波数の２倍よりも高いレー
トで、基準シンボルを挿入するようにすることを特徴と
する方法。 - 【請求項６】受信した通信信号を処理する方法であっ
て： （ａ）拡散コードを用いて前記受信した通信信号を拡散
解除し、基準サンプルのストリームと、データ・サンプ
ルのストリームとを得るステップであって、前記基準サ
ンプルはＭサンプル毎に得られ、前記Ｍは自然数である
ところのステップ； （ｂ）前記基準サンプルのストリームを補間することに
よって、チャンネル応答を予測する予測ステップ；およ
び （ｃ）予測されたチャンネル応答を利用することによ
り、前記データ・サンプルのストリームから予測データ
・シンボルを生成するステップ； より成り、前記予測ステップは： （ｄ）前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィル
タ処理を行うことによって、各基準サンプルに関連する
前記チャンネル応答の予測を生成するステップ；および （ｅ）前記基準サンプルによって予測されたチャンネル
応答の少なくとも２つの間において予測チャンネル応答
を生成するステップ； より成ることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US031,258 | 1993-03-11 | ||
| US08/031,258 US5329547A (en) | 1993-03-11 | 1993-03-11 | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
| PCT/US1994/001746 WO1994021065A1 (en) | 1993-03-11 | 1994-02-16 | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07506713A JPH07506713A (ja) | 1995-07-20 |
| JP3464002B2 true JP3464002B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=21858459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52000694A Expired - Lifetime JP3464002B2 (ja) | 1993-03-11 | 1994-02-16 | スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5329547A (ja) |
| EP (1) | EP0643889B1 (ja) |
| JP (1) | JP3464002B2 (ja) |
| CN (1) | CN1048606C (ja) |
| BR (1) | BR9404420A (ja) |
| CA (1) | CA2134230C (ja) |
| DE (1) | DE69430720T2 (ja) |
| FI (1) | FI112010B (ja) |
| MY (1) | MY125586A (ja) |
| PL (1) | PL174713B1 (ja) |
| SE (1) | SE520542C2 (ja) |
| SG (1) | SG46295A1 (ja) |
| TW (1) | TW295754B (ja) |
| WO (1) | WO1994021065A1 (ja) |
Families Citing this family (106)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US6693951B1 (en) * | 1990-06-25 | 2004-02-17 | Qualcomm Incorporated | System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system |
| US5506864A (en) * | 1990-12-05 | 1996-04-09 | Interdigital Technology Corporation | CDMA communications and geolocation system and method |
| US7020125B2 (en) * | 1990-12-05 | 2006-03-28 | Interdigital Technology Corporation | Broadband CDMA overlay system and method |
| JPH0754991B2 (ja) * | 1993-01-21 | 1995-06-07 | 日本電気株式会社 | ディジタル移動無線通信方式 |
| US5793796A (en) * | 1993-06-02 | 1998-08-11 | Roke Manor Research Limited | Apparatus for use in equipment providing a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit |
| US5446757A (en) * | 1993-06-14 | 1995-08-29 | Chang; Chen-Yi | Code-division-multiple-access-system based on M-ary pulse-position modulated direct-sequence |
| US5412686A (en) * | 1993-09-17 | 1995-05-02 | Motorola Inc. | Method and apparatus for power estimation in a communication system |
| GB2282300B (en) * | 1993-09-22 | 1997-10-22 | Northern Telecom Ltd | Communications system and receiver devices therefor |
| US5446727A (en) * | 1993-11-30 | 1995-08-29 | Motorola Inc. | Method and apparatus for time aligning signals for reception in a code-division multiple access communication system |
| US5418813A (en) * | 1993-12-06 | 1995-05-23 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for creating a composite waveform |
| US5490148A (en) * | 1993-12-15 | 1996-02-06 | Motorola, Inc. | Bit error rate estimator |
| FI94579C (fi) * | 1994-01-12 | 1995-09-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Tiedonsiirtomenetelmä |
| US5768684A (en) * | 1994-03-04 | 1998-06-16 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for bi-directional power control in a digital communication system |
| JP3202125B2 (ja) * | 1994-03-10 | 2001-08-27 | 沖電気工業株式会社 | 符号分割多元接続システム |
| US5497395A (en) * | 1994-04-04 | 1996-03-05 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for modulating signal waveforms in a CDMA communication system |
| US5544156A (en) * | 1994-04-29 | 1996-08-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Direct sequence CDMA coherent uplink detector |
| US5751739A (en) * | 1994-04-29 | 1998-05-12 | Lucent Technologies, Inc. | Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology |
| CA2145566C (en) * | 1994-04-29 | 1999-12-28 | Nambirajan Seshadri | Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology |
| US5519779A (en) * | 1994-08-05 | 1996-05-21 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for inserting signaling in a communication system |
| US5559828A (en) * | 1994-05-16 | 1996-09-24 | Armstrong; John T. | Transmitted reference spread spectrum communication using a single carrier with two mutually orthogonal modulated basis vectors |
| CN1082757C (zh) * | 1994-06-22 | 2002-04-10 | Ntt移动通信网株式会社 | 用于数字通信接收机的相干检测器和相干检测方法 |
| EP1361687B1 (en) * | 1994-06-23 | 2006-05-10 | NTT DoCoMo, Inc. | CDMA demodulation circuit and demodulation method |
| US5619524A (en) * | 1994-10-04 | 1997-04-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
| US5659573A (en) * | 1994-10-04 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
| US5822359A (en) * | 1994-10-17 | 1998-10-13 | Motorola, Inc. | Coherent random access channel in a spread-spectrum communication system and method |
| FI97180C (fi) * | 1994-11-03 | 1996-10-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä kanavan estimoimiseksi ja vastaanotin |
| US5623485A (en) * | 1995-02-21 | 1997-04-22 | Lucent Technologies Inc. | Dual mode code division multiple access communication system and method |
| US5498512A (en) * | 1995-03-10 | 1996-03-12 | Eastman Kodak Company | Photographic element having a transparent magnetic recording layer |
| US5640431A (en) * | 1995-03-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for offset frequency estimation for a coherent receiver |
| US7072380B2 (en) | 1995-06-30 | 2006-07-04 | Interdigital Technology Corporation | Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications |
| US6885652B1 (en) | 1995-06-30 | 2005-04-26 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| ZA965340B (en) | 1995-06-30 | 1997-01-27 | Interdigital Tech Corp | Code division multiple access (cdma) communication system |
| US7020111B2 (en) | 1996-06-27 | 2006-03-28 | Interdigital Technology Corporation | System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications |
| US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US5677930A (en) * | 1995-07-19 | 1997-10-14 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for spread spectrum channel estimation |
| US6018651A (en) * | 1995-11-29 | 2000-01-25 | Motorola, Inc. | Radio subscriber unit having a switched antenna diversity apparatus and method therefor |
| WO1997033400A1 (fr) * | 1996-03-05 | 1997-09-12 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Procede de transmission de signaux, emetteur, recepteur, et procede de synchronisation de code a etalement de spectre pour systeme de communication mobile |
| JP2934185B2 (ja) | 1996-03-15 | 1999-08-16 | 松下電器産業株式会社 | Ｃｄｍａセルラ無線基地局装置および移動局装置および送信方法 |
| US5737327A (en) * | 1996-03-29 | 1998-04-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for demodulation and power control bit detection in a spread spectrum communication system |
| FR2747870B1 (fr) * | 1996-04-19 | 1998-11-06 | Wavecom Sa | Signal numerique a blocs de reference multiples pour l'estimation de canal, procedes d'estimation de canal et recepteurs correspondants |
| US5926500A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-20 | Qualcomm Incorporated | Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system |
| US6678311B2 (en) | 1996-05-28 | 2004-01-13 | Qualcomm Incorporated | High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |
| US5930230A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-27 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US6396804B2 (en) * | 1996-05-28 | 2002-05-28 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US5784366A (en) * | 1996-08-27 | 1998-07-21 | Transsky Corp. | Wideband code-division-multiple access system and method |
| US5757846A (en) * | 1996-08-30 | 1998-05-26 | Vasudevan; Subramanian | CDMA communication system and method with dual-mode receiver |
| JP3796870B2 (ja) * | 1997-01-21 | 2006-07-12 | ソニー株式会社 | 受信装置及び受信方法、並びに携帯電話システムの端末装置 |
| US6360079B2 (en) * | 1997-02-12 | 2002-03-19 | Interdigital Technology Corporation | Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment |
| US7046682B2 (en) | 1997-02-12 | 2006-05-16 | Elster Electricity, Llc. | Network-enabled, extensible metering system |
| US6072785A (en) * | 1997-03-04 | 2000-06-06 | At&T Corp | Differential PSK signalling in CDMA networks |
| US6094428A (en) * | 1997-04-30 | 2000-07-25 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for transmission and reception of a transmission rate in a CDMA communication system |
| CN1279702C (zh) * | 1997-05-14 | 2006-10-11 | 高通股份有限公司 | 用于产生数据以及用于解调信号的设备和方法 |
| US6021309A (en) * | 1997-05-22 | 2000-02-01 | Globalstar L.P. | Channel frequency allocation for multiple-satellite communication network |
| US6088659A (en) * | 1997-09-11 | 2000-07-11 | Abb Power T&D Company Inc. | Automated meter reading system |
| US20020051434A1 (en) * | 1997-10-23 | 2002-05-02 | Ozluturk Fatih M. | Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications |
| US6408019B1 (en) | 1997-12-29 | 2002-06-18 | Georgia Tech Research Corporation | System and method for communication using noise |
| US6208632B1 (en) | 1998-01-29 | 2001-03-27 | Sharp Laboratories Of America | System and method for CDMA channel estimation |
| US6292912B1 (en) * | 1998-02-27 | 2001-09-18 | Western Digital Technologies, Inc. | Disk drive having built-in self-test system for characterizing performance of the drive |
| US6085104A (en) * | 1998-03-25 | 2000-07-04 | Sharp Laboratories Of America, Inc. | Pilot aided, time-varying finite impulse response, adaptive channel matching receiving system and method |
| US6724741B1 (en) | 1998-06-29 | 2004-04-20 | L-3 Communications Corporation | PN code selection for synchronous CDMA |
| US6091760A (en) * | 1998-06-29 | 2000-07-18 | L-3 Communications Corporation | Non-recursively generated orthogonal PN codes for variable rate CDMA |
| ATE270482T1 (de) | 1998-07-21 | 2004-07-15 | Nokia Corp | Schätzung der kanalimpulsantwort mittels der streuung vom empfangenen signal |
| GB2340352B (en) * | 1998-07-31 | 2003-05-07 | Roke Manor Research | Sampling means for use with rake receiver |
| US6643338B1 (en) | 1998-10-07 | 2003-11-04 | Texas Instruments Incorporated | Space time block coded transmit antenna diversity for WCDMA |
| US6700902B1 (en) | 1998-10-19 | 2004-03-02 | Elster Electricity, Llc | Method and system for improving wireless data packet delivery |
| US6128330A (en) | 1998-11-24 | 2000-10-03 | Linex Technology, Inc. | Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum |
| KR100388980B1 (ko) | 1998-11-26 | 2003-10-10 | 엘지정보통신주식회사 | 시디엠에이통신시스템의데이터송신장치및방법 |
| US6526103B1 (en) * | 1998-12-23 | 2003-02-25 | Nortel Networks Limited | Multi-stage receiver |
| US6587517B1 (en) * | 1998-12-23 | 2003-07-01 | Nortel Networks Limited | Multi-stage receiver |
| US6721349B1 (en) | 1999-01-28 | 2004-04-13 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for reducing peak-to-average ratio in a CDMA communication system |
| US6970415B1 (en) | 1999-11-11 | 2005-11-29 | Tokyo Electron Limited | Method and apparatus for characterization of disturbers in communication systems |
| US6978015B1 (en) | 1999-11-11 | 2005-12-20 | Tokyo Electron Limited | Method and apparatus for cooperative diagnosis of impairments and mitigation of disturbers in communication systems |
| US6970560B1 (en) | 1999-11-11 | 2005-11-29 | Tokyo Electron Limited | Method and apparatus for impairment diagnosis in communication systems |
| US6870901B1 (en) | 1999-11-11 | 2005-03-22 | Tokyo Electron Limited | Design and architecture of an impairment diagnosis system for use in communications systems |
| US7864692B1 (en) | 1999-11-11 | 2011-01-04 | Tokyo Electron Limited | Method and apparatus for the prediction and optimization in impaired communication systems |
| US6463279B1 (en) * | 1999-11-17 | 2002-10-08 | Globalstar L.P. | Channel frequency allocation for multiple-satellite communication network |
| AR031539A1 (es) | 1999-12-01 | 2003-09-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Metodo y aparato para estimar la calidad de enlace en un sistema de radiotelecomunicaciones |
| US6301291B1 (en) | 2000-02-03 | 2001-10-09 | Tantivy Communications, Inc. | Pilot symbol assisted modulation and demodulation in wireless communication systems |
| US6801564B2 (en) | 2000-02-23 | 2004-10-05 | Ipr Licensing, Inc. | Reverse link correlation filter in wireless communication systems |
| US6542559B1 (en) * | 2000-05-15 | 2003-04-01 | Qualcomm, Incorporated | Decoding method and apparatus |
| JP3464645B2 (ja) * | 2000-08-30 | 2003-11-10 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置 |
| US6977974B1 (en) * | 2000-11-20 | 2005-12-20 | At&T Corp. | De-modulation of MOK(M-ary orthogonal modulation) |
| US7580488B2 (en) * | 2000-11-29 | 2009-08-25 | The Penn State Research Foundation | Broadband modulation/demodulation apparatus and a method thereof |
| US7697594B2 (en) * | 2001-03-30 | 2010-04-13 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for regenerative based interference cancellation within a communication system |
| CN1110163C (zh) * | 2001-04-16 | 2003-05-28 | 华为技术有限公司 | 码分多址通信系统中平坦衰落信道的估计方法及其装置 |
| US7088955B2 (en) * | 2001-07-16 | 2006-08-08 | Qualcomm Inc. | Method and apparatus for acquiring and tracking pilots in a CDMA communication system |
| GB0120535D0 (en) * | 2001-08-23 | 2001-10-17 | Roke Manor Research | Space-time interleaving transmit diversity |
| US7116957B2 (en) * | 2001-10-22 | 2006-10-03 | Qualcomm Incorporated | Velocity responsive filtering for pilot signal reception |
| US6867707B1 (en) | 2002-04-24 | 2005-03-15 | Elster Electricity, Llc | Automated on-site meter registration confirmation using a portable, wireless computing device |
| US20040165683A1 (en) * | 2002-09-04 | 2004-08-26 | Gupta Alok Kumar | Channel estimation for communication systems |
| US7161973B2 (en) * | 2002-12-17 | 2007-01-09 | Sbc Properties, L.P. | Pilot aided adaptive minimum mean square interference cancellation and detection |
| TW200428839A (en) * | 2003-02-20 | 2004-12-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frame synchronization method |
| JP4470377B2 (ja) | 2003-02-28 | 2010-06-02 | 株式会社日立製作所 | 移動通信システムにおける伝搬路推定方法 |
| US7702594B2 (en) | 2004-09-24 | 2010-04-20 | Elster Electricity, Llc | System and method for automated configuration of meters |
| US7742430B2 (en) | 2004-09-24 | 2010-06-22 | Elster Electricity, Llc | System for automated management of spontaneous node migration in a distributed fixed wireless network |
| US7352795B2 (en) * | 2005-05-04 | 2008-04-01 | Harris Corporation | System and method for communicating data using constant amplitude waveform with hybrid orthogonal and MSK or GMSK modulation |
| EP1746756B1 (en) * | 2005-07-21 | 2013-01-16 | STMicroelectronics Srl | A method and system for decoding signals, corresponding receiver and computer program product |
| US7310391B2 (en) * | 2005-08-12 | 2007-12-18 | At&T Corp. | De-modulation of MOK(M-ary orthogonal modulation) |
| US8073384B2 (en) | 2006-12-14 | 2011-12-06 | Elster Electricity, Llc | Optimization of redundancy and throughput in an automated meter data collection system using a wireless network |
| US8320302B2 (en) | 2007-04-20 | 2012-11-27 | Elster Electricity, Llc | Over the air microcontroller flash memory updates |
| US9612132B2 (en) | 2007-12-26 | 2017-04-04 | Elster Solutions, Llc | Optimized data collection in a wireless fixed network metering system |
| US8077770B2 (en) * | 2008-05-20 | 2011-12-13 | Panasonic Corporation | Methods and apparatus for reducing modulation signal bandwidth in polar modulation transmitters |
| US8525692B2 (en) | 2008-06-13 | 2013-09-03 | Elster Solutions, Llc | Techniques for limiting demand from an electricity meter with an installed relay |
| US8203463B2 (en) | 2009-02-13 | 2012-06-19 | Elster Electricity Llc | Wakeup and interrogation of meter-reading devices using licensed narrowband and unlicensed wideband radio communication |
| US9429639B2 (en) | 2012-05-01 | 2016-08-30 | Ohio University | Terrestrial position and timing system |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US509204A (en) * | 1893-11-21 | Propeller | ||
| US4365338A (en) * | 1980-06-27 | 1982-12-21 | Harris Corporation | Technique for high rate digital transmission over a dynamic dispersive channel |
| US4730340A (en) * | 1980-10-31 | 1988-03-08 | Harris Corp. | Programmable time invariant coherent spread symbol correlator |
| US4559633A (en) * | 1982-10-22 | 1985-12-17 | Hitachi, Ltd. | Spread spectrum system |
| DE3403715A1 (de) * | 1984-02-03 | 1985-08-08 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Digitales zellenfunksystem mit zeitmultiplex |
| US4901307A (en) * | 1986-10-17 | 1990-02-13 | Qualcomm, Inc. | Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters |
| US4811357A (en) * | 1988-01-04 | 1989-03-07 | Paradyne Corporation | Secondary channel for digital modems using spread spectrum subliminal induced modulation |
| CH676179A5 (ja) * | 1988-09-29 | 1990-12-14 | Ascom Zelcom Ag | |
| FR2653286A1 (fr) * | 1989-10-12 | 1991-04-19 | Europ Agence Spatiale | Procede et circuit d'acquisition de code pour recepteur de signal a spectre etale. |
| US5109390A (en) * | 1989-11-07 | 1992-04-28 | Qualcomm Incorporated | Diversity receiver in a cdma cellular telephone system |
| US5101501A (en) * | 1989-11-07 | 1992-03-31 | Qualcomm Incorporated | Method and system for providing a soft handoff in communications in a cdma cellular telephone system |
| US5056109A (en) * | 1989-11-07 | 1991-10-08 | Qualcomm, Inc. | Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system |
| US5029184A (en) * | 1990-01-24 | 1991-07-02 | Harris Corporation | Low probability of intercept communication system |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| EP0486833B1 (de) * | 1990-11-22 | 1995-02-15 | Ascom Tech Ag | Empfänger für ein DSSS-Signal |
| US5107225A (en) * | 1990-11-30 | 1992-04-21 | Qualcomm Incorporated | High dynamic range closed loop automatic gain control circuit |
-
1993
- 1993-03-11 US US08/031,258 patent/US5329547A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-02-16 SG SG1996002270A patent/SG46295A1/en unknown
- 1994-02-16 JP JP52000694A patent/JP3464002B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-16 PL PL94306002A patent/PL174713B1/pl unknown
- 1994-02-16 BR BR9404420A patent/BR9404420A/pt not_active Application Discontinuation
- 1994-02-16 CA CA002134230A patent/CA2134230C/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-16 DE DE69430720T patent/DE69430720T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-16 EP EP94913263A patent/EP0643889B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-16 WO PCT/US1994/001746 patent/WO1994021065A1/en active IP Right Grant
- 1994-02-16 CN CN94190121A patent/CN1048606C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-25 MY MYPI94000441A patent/MY125586A/en unknown
- 1994-03-17 TW TW083102338A patent/TW295754B/zh active
- 1994-11-10 SE SE9403860A patent/SE520542C2/sv not_active IP Right Cessation
- 1994-11-11 FI FI945336A patent/FI112010B/fi not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 三瓶ほか，陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式，電子情報通信学会技術研究報告，日本，（社）電子情報通信学会，１９８８年，Ｖｏｌ．８８，Ｎｏ．３９，ＲＣＳ８８−１，ｐｐ１−８ |
| 須永ほか，陸上移動通信用１６ＱＡＭ変復調器の試作，電子情報通信学会技術研究報告，日本，（社）電子情報通信学会，１９８８年，Ｖｏｌ．８８，Ｎｏ．３９，ＲＣＳ８８−２，ｐｐ９−１６ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE520542C2 (sv) | 2003-07-22 |
| BR9404420A (pt) | 1999-06-15 |
| JPH07506713A (ja) | 1995-07-20 |
| CN1048606C (zh) | 2000-01-19 |
| EP0643889A1 (en) | 1995-03-22 |
| PL306002A1 (en) | 1995-02-20 |
| DE69430720T2 (de) | 2002-12-05 |
| SE9403860L (sv) | 1994-12-27 |
| TW295754B (ja) | 1997-01-11 |
| EP0643889B1 (en) | 2002-06-05 |
| CA2134230C (en) | 1999-09-21 |
| US5329547A (en) | 1994-07-12 |
| FI945336A0 (fi) | 1994-11-11 |
| FI112010B (fi) | 2003-10-15 |
| DE69430720D1 (de) | 2002-07-11 |
| EP0643889A4 (en) | 1997-12-10 |
| MY125586A (en) | 2006-08-30 |
| CA2134230A1 (en) | 1994-09-15 |
| SG46295A1 (en) | 1998-02-20 |
| CN1105510A (zh) | 1995-07-19 |
| FI945336A (fi) | 1994-11-11 |
| SE9403860D0 (sv) | 1994-11-10 |
| WO1994021065A1 (en) | 1994-09-15 |
| PL174713B1 (pl) | 1998-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3464002B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 | |
| US7324434B2 (en) | Radio transmission system and method, and transmitter apparatus and receiver apparatus used in the radio transmission system | |
| US5224122A (en) | Method and apparatus for canceling spread-spectrum noise | |
| AU676973B2 (en) | Decoder for a non-coherently demodulated signal | |
| Ling | Coherent detection with reference-symbol based channel estimation for direct sequence CDMA uplink communications | |
| US5822359A (en) | Coherent random access channel in a spread-spectrum communication system and method | |
| KR100887909B1 (ko) | 다중 입력 다중 출력 채널에서 대역폭 효율의 증대를 위한방법 및 시스템 | |
| US6175588B1 (en) | Communication device and method for interference suppression using adaptive equalization in a spread spectrum communication system | |
| KR100939944B1 (ko) | 레거시 시스템 상호 운용성을 갖는 파일럿 추정 상의 다중경로 간섭 감축 | |
| EP0727120B1 (en) | Method and apparatus for the transmission of variable rate digital data | |
| AU740833B2 (en) | Pilot symbols | |
| JPH08503355A (ja) | 通信システムにおけるパワー推定方法および装置 | |
| EP0944977A1 (en) | Method and apparatus for digital symbol detection using transmission medium response estimates | |
| JP2002164826A (ja) | 時間反転空間時間ブロック送信機ダイバーシチ符号化を用いる符号分割多元接続無線システム | |
| US6587517B1 (en) | Multi-stage receiver | |
| US6526103B1 (en) | Multi-stage receiver | |
| Pu et al. | Transmission and reception of TDD multicarrier CDMA signals in mobile communications system | |
| Maxey et al. | Multi-carrier CDMA using convolutional coding and interference cancellation over fading channels | |
| Kuganesan et al. | Multicode modulation for high-speed wireless data transmission | |
| Park et al. | Multi-user interference cancellation technique for coded OFDM-CDMA system | |
| Nassar et al. | High Performance, High-throughput TDMA Via Multicarrier Implementations: The CI Approach | |
| MXPA99000037A (en) | Device for communications and method for suppression of interference using adaptable equalization in a difus spectrum communications system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070822 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080822 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080822 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090822 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090822 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100822 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110822 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110822 Year of fee payment: 8 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110822 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120822 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120822 Year of fee payment: 9 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120822 Year of fee payment: 9 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130822 Year of fee payment: 10 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |