JPH07506713A - スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置 発明の分野 本発明はスペクトラム拡散信号を用いる通信システムに関し、更に特定すれば、 スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレント通信方法および装置に関す るものである。

発明の背景 通信システムには多くの形式がある。一般的に５通信システムの目的は、−地点 に配置されたソースからの情報信号を、ある距離だけ離れた別の地点に配置され たユーザ目的地に送信することである。一般的に１通信システムは。

送信機、チャンネル、および受１８機という基本構成から成る。送信機は、メン セージ信号をチャンネル上で送（ｊするのに適した形式に処理する機能を有する 。このメツセージ信号の処理は、変調と呼ばれる。チャンネルの機能は、送信機 出力と受信機入力との間に実質的な結合を１！供することである。受信機の機能 は、受信信号を処理し１元のメツセージ信号の予［（ｅｓｔｉｍａｔｅ）を生成 することである。この受信信号の処理は、復調と呼ばれる。

通信システムのｌｆｌに、多重アクセス・スペクトラム拡散システムがある。ス ペクトラム拡散システムでは、送信信号を通信チャンネル内の広い周波数帯域に 拡散させる変調技法が利用される。この周波数帯は、送出される情報を送信する のに必要な最少帯域よりもかなり広いものである。

例えば、音声信号は、振幅変調（ＡＭ）を用いれば、情報自体のわずか２ｆｌ＆ の帯域内で送ることができる。偏移の少ない周波数変調（Ｆ　Ｍ）或いは単側帯 波Ａ　Ｍ　（ｓｉｎｇｌｅｓ　ｉ　ｄ　ｅ　ｂ　ａ　ｎ　ｄ　Ａ　Ｍ　）のよう な他の変調形式も、情報自体の帯域に相当する帯域内で、情報を送信することが できる。しかし、スペクトラム拡散システムでは、送信対象信号の変調は、多く の場合、数キロヘルツのみの帯域のベースバンド信号（例えば、音声チャンネル ）を取り、この送信対象信号をメガヘルツ輻の周波数帯域にわたって分散するこ とを含む、これは、送信される信号を、送るべき情報および広帯域エンコーディ ング信号と共に変調することによって。

達成される。

スペクトラム拡散通信技法には、３つの一般的なタイプがあり、それらは、直接 シーケンス変１１（ｄｉｒｅｃｔｓｅｑｕｅｎｃｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、 周波数および／または時間ホッピング変ＩＩ（ｈｏｐｐｉｎｇ　ｍｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ）、およびチャーブ変！ＩＩ（ｃｈｉｒｐ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を含 む、直接シーケンス変調では。

ビット・レートが情報信号の帯域よりもはるかに高い２デジタル・コード・シー ケンスによって、キャリア信号が変調される。

情報（即ち、音声および／またはデータから成るメツセージ信号）を、直接シー ケンス・スペクトラム拡散信号に変換するには、いくつかの方法がある。１つの 方法は、情報を拡散変調に用いる前に、それを拡散コードに付加することである 。拡散コードと情報との組み合わせは典型的にモデュロ−２の加算を含む二進コ ードであるので、送信対象情報は、拡散コードに付加する前に、デジタル形式に なっていなければならない点に留意すべきである。あるいは。

情報またはメツセージ信号を用いてそれを拡散する面に変調することも可能であ る。

このような直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システムは、多重アクセス通 信システムとして、容易に設計することができる０例えば、スペクトラム拡散シ ステムを、直接シーケンス・コード分割多重アクセス（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システ ムとして設計することもできる。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、２台の通信ユニ ッｉ・間の通信は１通信チャンネルの周波数帯域上の各送信信号を、固有のユー ザ拡散コードと共に拡散することによって達成される。結果として、送信信号は 通信チャンネルと同一周波数帯域となり固有のユーザ拡散コードによってのみ分 離される。これら固有のユーザ拡散コードは互いに直交し、拡散コード間の相互 相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）がほぼゼロとなるようにする。

特定の送信信号を通信チャンネルから取り出すことは。

通信チャンネルから取り出すべき特定の送信信号に関連↑るユーザ拡散コードを 用いて、通信チャンネル内の信号の和を表わす信号を拡散解除（ｄｅｉｐｒｅａ ｄ）することによって可能である。更に、ユーザ拡散コードが互いに直交する場 合、受信信号を特定のユーザ拡散コードと相関付けることができ、その特定の拡 散コードに関連する所望のユーザ信号のみを強調し、他の全ユーザ用の他の信号 を強調しないようにすることもできる。

ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて、データ信号を互いに分離するために用い ることができる池の拡散コードもいくつかあることは、当業者であれば認めるで あろう、これらの拡散コードは、疑似ノ、イズ（ＰＮ）コードおよびウオルシュ ・コード（Ｗ　ａ　Ｉ　ｓ　ｈ　ｃ　ｏ　ｄ　ｅ　）が含まれるが、これらに限 定される訳ではない、ウオルシュ・コードは、アダマール・マトリクス（Ｈａｄ 畠ｍａｒｄ　ｍ＠ｔｒｉｘ）の１つの行または列に対応するものである。

更に、拡散コードをチャンネル・コード・データ信号に使用可能であることも、 当業者であれば認めるであろう、：ｒ−一夕信号をチャンネル・コード化し５　 ノイズ、フェーディング、およびジャミング（ｊａｎｍｓｏｇ）のような檀々の チャンネル妨害の影響に対して、送信信号の耐性を強化することにより１通信シ ステムの性能を改善する。典型的に、チャンネル・コーディングによって、ビッ ト・エラーの可能性が低下すると共に、ノイズ密度当たりのエラー・ビットとし て通常表される。必要な信号対ノイズ比（即ち、情報ビット当たりのエネルギの ノイズ・スペクトラム密度に対する比として定義される。　Ｅ、／Ｎ−を低減し 、他の場合にデータ信号を送信するのに必要とするより広い帯域を用いることな く、信号を復元する１例えば、データ信号を以後の送信のために変調する前に、 ウオルシュコードを用いて、そのデータ信号をチャンネル・コード化することが できる。

同様に、ＰＮ拡散コードを用いて、データ信号をチャンネル・コード化すること もできる。

しかしながら、チャンネル・コーディングだけでは１通１８システムの設計上、 システムが特定数の同時通信（全てが最少の信号対ノイズ比を有する）を処理可 能であることが要求される場合、必要な信号対ノイズ比を与えられないことがあ る。ある場合には５非コヒーレント受信技法を用いるのではなく、コヒーレント に送信信号を検出する通信システムを設計することによって　この設計上の制約 を満足することができる。コヒーレント受信機は、同一ビット・エラー・レート （即ち、許容干渉レベルを表わす特定の設計上の制約）を有する非コヒーレント 受信機よりも信号対ノイズ比（Ｅ、／Ｎ、）が低くてもよいことは、当業者であ れば認めるであろう、大まかに菖えは、レイリー・フェーディング・チャンネル について、それらの間に３デシベル（ｄＢ）の差かある。コヒーレント受信機の 利つは、ダイパーシティ受信を用いる場合に、更に重要になる。これは、コヒー レント受信機の場合結合損失（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ　１ｏｓｓ）がないのに対し 、非コヒーレント受信機の場合常に結合損失があるからである。

送信信号のコヒーレント検出を容易にする１つの方法は。

パイロット信号を用いることである０例えば、セルラ通信システムでは、フォー ワード・チャンネルまたはダウン・リンク（即ち、基地局から移動機）は、基地 局がパイロット信号を送信すれば、コヒーレント検出を行うことができる。以１ 灸、全ての移動機はそのパイロット・チャンネル信号を用いて、チャンネル位相 および強度のパラメータを予測する。しかしながら、リバース・チャンネルまた はアップ・リンク（即ち、　ｔｌ動機から基地局）がこのような共通パイロット 信号を用いることは不可能である。結果として。

アップ・リンク通信には、非コヒーレント検出技法のみが適していると、当業者 は多くの場合考える。

結果として、多くの出版物が、ＤＳ−ＣＤＭＳシステムにおいて非コヒーレント 受信を最適化することに焦つを当ててきた６例えば、以下の論文を参照していた だきたい。

−Ａ、　Ｓａｌｍａｓｉおよびに、Ｓ、　Ｇ１１ｂｏｕｓｅａ、　”Ｏｎ　Ｔｈ ｅＳｙｓｔｅｍ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ａｓｐｅｃｃｓ　ｏｆ　Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓ ｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　（ＣＤＭＡ）　、Ａｐｐｌｉｅｄ　ｔ ｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌ凰ｕ１ｍｒ　Ａｎｄ　Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍ ｕｎｉｃｓ＋ｔｉｏｎｓ　Ｎｅｔｗｏｒｋｓ、”Ｐｒｏｃ、ｏｆ　ＶＴＣ’９１ ．ｐｐ、５７−６２．　１９９１゜−Ｆ、　Ｌｉｎｇおよびり、　Ｆａｌｃｏｎ ｅｒ、”Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ／ＣｏｎｖｏｌｕｃｉｏｎａＩ　Ｃｏｄｉｎｇ　 ｆｏｒ　Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ　ＣＤＭＡＣｏｍｍｕａｉｃａｔｉｏ ｃ＋、Ｐｒｏｃ、ｏｆ　ＶＴＣ’９２．ｐｐ、６３−６６゜１９９２年５月、Ｄ ｅａｖｅｒ、　Ｃｏ。

・Ｌ、　Ｆ、　ＣｈａｎｇおよびＮ、　Ｒ，Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒ。

”Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ　ｏｒ　Ｔｗｏ　Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ　Ｔｅｃｈ ｎｉｑｕｅｓｆｏｒ　ＣＤＭＡ　Ｒｓ＋ｄｉｏ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　 Ｓｙｓｔｅｍｓ、”　Ｐｒ。

ｃ、　ｏｆ　ＶＴＣ’９２．　ＰＰ、　２７５−２７８．１９９２年５月、　Ｄ ｅｎｖｅｒ。

ＣＯ。

・Ｙ、　Ｊ、　Ｌｉｕ、”５ｏｆｔ　Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ　ｆ ｏｒ　ｍ　Ｂｉｔ−鳳ｏｔｅｒｌｅａｖＩ！ｄＣｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌｌｙ ＥｎｃｏｄｅｄＣｏｄ＊Ｌｌｉｖｉｉｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ 　Ｓｙｓｔｅｍ　ｏｖｅｒ　Ｒａｙｌｅｉｇｈ　Ｆａｄｉｎｇ　Ｃｈａｎｎｅｌ 、”　Ｐｒｏｃ、ｏｆ　ＰＩＭＲＣ’９２．　ｐｐ、１２ｇ−１３２，１９９２ 年ｌθ月。

これらの論文の各々は、セルラ通信システムにおいてアップ・リンク通信に、異 なるコーディング、変調、検出およびインターリーブ技法を用いた場合、性能に がなりの差が生じることを示している。

Ａ、　Ｓａｌｍａｓｉおよびに、Ｓ、Ｇ１１ｈｏｕｓｅｎの論文には、！み込み および直交コーディングにおいてビット毎のインターリーブを用いて、ＤＳ−Ｃ ＤＭＡ通信システムにおける非コヒーレント受信を最適化する。ＤＳ−ＣＤＭＡ ｉ！！信システムが記載されている。

ｐ　、　Ｌｉｎｇおよびり、Ｆａｌｃｏｎｅｒの論文、ならびにり、Ｆ、Ｃｂａ ｎｇおよびＮ、Ｒ，Ｓｏｌｌｅａｂｅｒｇｅｒの論文には、ウオルシュ・コーデ ィング（即ち、直交コーディング）、非コヒーレント検出を採用し、ビット毎の インターリーブの代わりに直交シンボル・　（即も、ワード毎の）インターリー ブを用いた。アップ・リンクＤＳ−ＣＤＭＡシステムが開示された。　Ｌ、Ｆ、 ＣｂｍｎｇとＮ、Ｒ，Ｓｏｌｌｅｎｂｅｒｇｅｒの論文は、ビット毎のインター リーブを用いる、畳み込みおよび直交コーディング体系は、いずれかの体系を採 用する通信システムが、真なる速度で移動する（例えば、毎時０から１００キロ メートルの範囲の速度で移動する）移動通信ユニ・ノドの電力制御も用いた１合 　Ａ、５ｍ１ｍｍ５ｉおよび［，５，Ｑｉｌｈｏｕｓｃａに記載されている同様 なと７１・毎のインターリーブ体系よりも、約１ないし１．４ｄＢ低いＥ、／Ｎ 。

でよいことを示している。ワード毎のインターリーブを用いる量み込み／直交コ ーディング体系は、ビット毎のインターリーブよりも性能はよいが、後者よりも ｌＩ黙のダイバーシティ（ｉｍｐｌｉｃｉｔ　ｄＩｖｅｒｓｌｔｙ）が少ない、 更に、これはまだ非コヒーレント通１８システムであり、結合損失を回避するこ とができない。

最後に、　Ｙ、　Ｊ、　Ｌｉｕの論文は、より洗練された検出技法を記載してお り、ここでは、ウオルシュ・コーディングおよびビット−レベル・インターリー ブを用いた。アップ・リンクＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの性能が、４−ボート ・ダイパーシティ結合によって、インターリーブ方法を変えることなく改善する ことができる。

しかしながら、非コヒーレント通信システムに対する上述の改善を考慮しても、 コヒーレント検出技法を用いる通　“信システムに対する要請が、未だに存在す るのである。

発明の概要 コヒーレント通信を容易にするエンコーディングおよびデコーディングを行う方 法および装置が提供される。エンコーディングでは、基準シンボルを入力データ ・シンボル・ストリームに挿入し、基準コード化入力データ・シンボルストリー ムを形成する。ｌＩいて１通信チャンネル上の送信に先だって、この基準コード 化入力データ・シンボル・ストリームを拡散コードを用いて拡散することにより 、基準コード化入力データ・シンボル・ストリームに対して１通信チャンネル上 を送信するための４備を行う、デコーディングでは、受信した通信信号を、拡散 コードを用いて縮減し、基準サンプル流およびデータ・サンプル・ストリームを 得る。前記基準サンプル・ストリームを利用することによって、チャンネル応答 を予測する。最後に、前記予測チャンネル応答を利用することによって、予測デ ータ・シンボルを、データ・サンプル・ストリームから検出する。

図面の簡単な説明 １／１図は、本発明による好適実施例の通信システムを示すブロック図である。

Ｎ２図は、ｉｉ１図に示した好適実施例の通信システムに用いるための、好適実 施例の通信チャンネル・フレーム構造を示すブロック図である。

第３図は、Ｎ１図に示した好適実施例の通信システムに用いるための、好適実施 例のチャンネル予測器を示すブロック図である。

好適実施例の詳細な説明 以下の説明において、アップ−リンクＤＣ−ＣＤＭＡ通信システムの新しい手法 を紹介する。この新しい手法は。

基準シンボルに基づくチャンネル予測を用いたコヒーレント検出を採用する。他 の形式の通信システム（例えば１個人通信システム、トランク・システム、衛星 通信システム。

データ・ネットワーク等）も、ここに記載する原理を用いるように改造および７ ／または設計可能であることは、当業者であれば認めるであろう、このようなコ ヒーレント検出方法をアフブーリンクＤ　Ｓ　−ＣＤ　Ｍ　Ａ通信に適用するこ とによって、非コヒーレント検出技法に対して、大幅なＥ、／Ｎ０の利得が得ら れることが示されるであろう、特に。

この新しい手法を用いることによって必要とされるＥ、７Ｎ。

は、実際の移動通信ユニットの速度の全範囲にわたって（即ち、毎時Ｏがら１０ ０キロメートルの速度）、ビット毎のインターリーブを用いたウオルシュ・コー ディングによる非コヒーレント検出よりも約２．５ｄＢ低く、またウオルシュ・ シンボル（即ちワード−バイ−ワード）を用いた非コヒーレント検出よりも１． ３ｄＢ低いことが、シミュレーション結果から示されている。この新しい手法の 分析は１周波数領域で行われる。この周波数領域の分析の結果。

完全なコヒーレント検出に対するこの手法の動作性能損失を特徴付ける簡単な式 が得られる。

効果的なコヒーレント検出を行うためには、高精度のチャンネル予測を得ること が必要である。基本的に、データに基づくものと基準（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）に 基づくものとの、２種類のチャンネル予測方法がある。データに基づくチャンネ ル予測は１判断一方向付け（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）または非判 断一方向付け（ｎｏｎ−ｄｅｃｉｓｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）として、実施する ことができる。ＤＳ−ＣＤＭＡアップ−リンク通信では、チャンネル千ｍ器は、 低い信号対ノイズ比で動作しなければならず、またフェーディングは比較的速い 、結果的に１判断一方向付は手法は、高い判断誤り率のため不適切である。一方 、　Ａ、　Ｊ、　ＶｉｔｅｒｂｉおよびＡ、　Ｍ、　Ｖｉｔｅｒｂｉに　よ　る 　論　文　ｒ　Ｎｏｎ１ｉｎｅａｒ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆＰＳＫ−Ｍｏ ｄｕｌａｔｅｄＣａｒｒｉｅｒＰｈａｓｅｗｉｔｈＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｔｏ 　Ｂｕｒｓｔ　Ｄｉｇｉｔａｌ　ＴｒａｎｓｍｉｓｉｉｏａＪ　ＩＥＥＥ　Ｔｒ ａｎｓ、ｏｎＩｎｆｏ、Ｔｈｅｏｒｙ、Ｖｏｌ、ＩＴ−４９，Ｎｏ、４．　ｐｐ 、５４３−５５１゜Ｊｕｌ、　１９８３に記載されているように、非判断一方向 付は方法は、チャンネル予測において、例えば、二進位相シフト・キーインク（ ＢＰＳＫ）に対する１８０度の曖昧さ、或い−１は直角位相シフト・キーイング （ＱＰＳＫ）に対する９０度の曖昧さのような、位相の曖昧さを常に有する。結 果として、差分コーディング（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｃｏｄｉｎｇ）を用 いてその効果を予測する必要がある。しかしながら、当業者は認めるであろうが 、差分コード化信号をレイレイ・フェーディング・チャンネル上で送信する通信 システムでは　コヒーレント検出を用いるものでも、非差分コート化位相シフト ・キーイング（ＰＳＫ）信号通信よりも、更に３ｄＢ以上高いＥ、／Ｎ　、を必 要とするのである。

判断エラーおよび位相曖昧の問題を解決する１つの方法は、チャンネル予測に基 準シンボルを用いることである。

基準シンボルに基づ（チャンネル予測について、以下に説明する。受信機には知 られている基準シンボルを　データシンボルを保持する情報ストリームに挿入す る。データシンボルは、コート化シンボルでもよい、受信機では１基準シンボル に対応する受１ｇ信号サンプルを用いて、チャンネル予測を生成する。この基準 シンボルは受信機には知られているので１判断エラーはなり、シかも結果的に得 られるチャンネル予測は１位相の曖昧さを有することはない。

結果として、非差分コード化信号送信を用いた確実な（ｒｏｂｕｓｔ）通信シス テムが得られる。

挿入した基準シンボルは、ブロック単位に組織化したり。

或いは不均一に分散することができる。フラット・フェーディング・チャンネル では、基準シンボルを周期的かつ均一にデータ・ストリームに挿入することが望 ましい、フロント・エンド・プロセッサにＲＡＫＥ受信機を有するＤＳ−ＣＤＭ Ａアップ−リンクでは、各ＲＡＫＥの［フィンガ（ｆｉｎｇｅｒ）Ｊの出力を、 フラット・フェーディング信号として扱うことができる。このように、好適実施 例の通信システムは、１つの基準シンボルを１Ｍ個のコード化データ・シンボル 毎に、均一に挿入する。

ＲＡＫＥ受信機の基本動作については、　Ｒ，Ｐｒ１ｃｅおよびＰ、Ｅ、　Ｇｒ ｅｅｎ、ＪｒのＩ’ＵＡ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑ　ｕｅ 　ｆｏｒ　Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　ＣｈａａｎｅｌｉＪ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ 　ｏｆ　ｔｈｅ　。

■ε、　１９５８年３月、＠５５５−５７０頁に記載されている。端的に言えば 、ＲＡＫＥ受信機は、受信１８号のマルチハス特性の連続的かつ詳細な測定を行 う０次にこの知識を利用して。

相関方法を用いて個々にエコー信号を検出し１代数的にこれらのエコー信号を結 合して単一の検出信号とすることによって１選択的フェーディングを行う、シン ボル間干渉は。

代数的結合に先だって１種々の検出されたエコー信号間の時間遅れまたは位相を 変えることによっ°Ｃ減衰される。

ここで第１図を参照すると、スペクトラム拡散通信システムにおけるコヒーレン ト通信用システムが示されている。

この通信システムのエンコーディング部１００では、トラフィック・チャンネル ・データ・ビット１０２が、７８足のビット・レート（例えば、９．６キロビツ ト／秒）で　エンコーダ１０４に入力される。入力されるトラフィック・チャン ネル・データ・ビットは、ボコーダによってデータに変換された音声、純粋なデ ータ、またはこれらの２種類のデータの組み合わせを含むことができる。エンコ ーダ１０４は、入力データ・ビット＋０２を、固定エンコーディング・レート（ ＋／ｒ）で、データ・シンボルにエンコードする。このエンコードは、後に行う データ・シンボルのデータ・ビットへの最尤デコーディングを容易にするエンコ ーディング・アルゴリズム（例えば、畳み込みまたはブロック・コーディング・ アルゴリズム）を用いる０例えば、エンコーダ！０４は、入力データ・ビット！ ０２　（例えば。

９．６キロビツト／秒のレートで受信された１９２１１の入力データ・ビット） 　を、ｌデータ・ビットに対して３データ・シンボル（即ち、Ｉ／３）の固定エ ンコーディング・レートでエンコードし、エンコーダ１０２がデータ　シンボル ＋０６　（例えば、２８．８キロシンボル、７秒のレートで５７６個のデータ・ シンボル出力）を出力する。

データ・シンボル＋０６は１次にインターリーバ１０８に入力される。インター リーバ１０８は、データ・シンボル！０６をブロック（即ち、フレーム）に組織 化し、入力データ・シンボル１０６を、シンボル・レベルで、ブロック・インタ ーリーブする。インターリーバ１０８では、データ・シンボルは、所定サイズの データ・シンボル・ブロックを規定するマトリクスに、個々に入力される。デー タ・シンボルは、マトリクスが列単位に埋められるように、マトリクス内の位置 に入力される。データ・シンボルは、マトリクスが行単位で空になるように、マ トリクス内の位置から偏々に出力される。典型的に、このマトリクスは５行の数 と等しい数の列を有する正方形マトリクスであるが、池のマトリクス形状を選択 して、連続的に入力されるインターリーブされていないデータ・シンボル間の出 力インターリーブ距離を増加させることもできる。インターリーブされたデータ ・シンボル１１０は、それらが入力されたのと同じデータ・シンボル・レート　 （例えば、２８．８キロシンボル／秒）で、インターリーバ１０８によって出力 される。マトリクスによって規定された所定サイズのデータ・シンボル・ブロッ クは、所定長の送信ブロック以内のコード化されたビット・レートで送信するこ とができる。Ｒ大数のデータ・シンポによって規定される０例えば、データシン ボル１０６が、エンコーダ１０４がら２８．８キロシンボル／秒のレートで出力 され、送信ブロックの所定長が２０ミリ秒であるとすると、データ・シンボルの ブロックの所定長は、２８．８キロシンボル／秒に２０ミリ秒を乗算し、５７６ データ・シンボルとなる。これは、＋８ｘ３２のマトリクスを規定する。

インターリーブされたデータ・シンボル１１０は１次に基準ビット挿入６１１２ に入力され、インターリーブされたデータ・シンボル＋１０のＭ個毎に、Ｌ個の 既知の基準ビットを挿入する。以下の説明を簡素化するために、Ｌ＝１およびＭ ＝６と仮定する。加えて、挿入される各基準ビットは、ゼロ・ビットであると仮 定する。しかしながら、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、Ｌおよ びＭはいかなる他の値としてもよいことは、当業者であれば認めるであろう、加 えて、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、基準ビットは、全てがｌ ビット、または数個の１ビツトとそれに続く数個のゼロビットのような既知の連 続であれば、いかなるものとすることもできる、Ｌ＝１およびＭ＝６の場合、基 準ビット神入器１１２は、各ブロック（即ち、フレーム）毎に６７２個の基準コ ード化したとット１１４を出力し、１つの基準ビットが６個のデータ・シンボル から成る各群の間に挿入されるようにする。

４２ビツトで構成される基準コード化されたデータ・シンボル１１４の送信ブロ ック（即ち、フレーム）の−例を第２図に示す（ここで、各ｄは、データンンボ ルを表し、各「は基準ビットを表わす）。

基準コード化されたデータ・シンボル１１４は１通信システムのエンコーディン グ部＋００から出力され１通信システムの送信部１１６に入力される。データ・ シンボルｌＩ４に対して、変１１１１１１７により９通信チャンネル上の送信の ための準備を行う６次に、変調された信号をアンテナ１１８に供給し１通信チャ ンネル１２０上を送信する。

好ましくは、変調器１１７は、拡散プロセスにおいて基準コード化されたデータ ・シンボル１１４から固定長コードのシーケンスを得ることによって、直接シー ケンス・コード分割スペクトラム拡散送信のための準備を、データ・シンボル１ １４に対して行う０例えば、基準コード化されたデータ・シンボル１１４のスト リーム内の各データ・シンボルを、固有の９ビツト長コードに拡散し、６個のデ ータ・シンボルから成る１つの群が、単一の５４ビツト長コードで表されるよう にする。更に、基準コード化されたデータ・シンボル１１４のストリーム内の各 基準ビットは。

１０ビツト長コードを選択してもよい、前記６個のデータ・シンボルから成る群 を表わすコード、および関連する基準ビットを組み合わせて、単一の６４ビツト 長コードを形成することが好ましい、この拡散過程の結果として、固定レート（ 例えば２８．８キロシンボル／沙）で基準コード化されたデータ・シンボル１１ ４を受け取った変調Ｗ１１７は、より高い固定シンボル・レート（例えば、３０ ７．２キロシンボル／秒）を有する。６４ビツト長コードの拡散シーケンスを有 することになる。基準コード化されたデータ・シンボル１１４のストリーム内の 基準ビットおよびデータ・シンボルは、本発明の範囲および精神から通説するこ となく、多くの他のアルゴリズムによっても、より長いコード・シーケンスに拡 散できることは、当業者であれば認めるであろう。

この拡散シーケンスを長い拡散コード（例えば、ＰＮコード）を用いて拡散する ことによって、拡散シーケンスに対して、更に直接シーケンス・コード分割スペ クトラム拡散送信のための準備を行う、この拡散コードは　固定チップ・レート 　（例えば、１２２８メガチップ／秒）で出力される、ユーザによって特定され るシンボル・シーケンス。

即ち固有のユーザ・コードである。エンコードされたトラフィック・チャンネル ・データ・ビット１０２を、通信チャンネル１２０上を送ったのはどのユーザか 、についての識別を与えることに加えて、この固有ユーザ・コードは　エンコー ドされたトラフィック・チャンネル・データ・ビット１０２をスクランプＪしす ることによって１通１言チヤン本ル内の通信の保護を強化するものである。更に 、ユーザ・コードで拡散されたエンコード・データ・ビット（即もデータ・シン ボル）を用いて、正弦波の電力レベル制御を実施することによって、当該正弦波 にバイ−フェーズ変調（ｂｉ−ｐｈａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行う、こ の正弦波出力信号に帯域通過フィルタ処理を行い、ＲＦＰ１波数に変換し、増幅 し、フィルタ処理を行い、そしてアンテナ＋１８によって放射することによって 、ＢＰＳＫ変調を用いた通信チャンネル１２０における。トラフィック・チャン ネル・データ・ビット１０２の送信を完了する。

前記通信システムの受信部１２２は、アンテナ１２４を通じて１通信チャンネル １２０上を送信されたスペクトラム拡散信号を受信する。受信された信号は、デ スブレラダ（ｄａｓｐｒｅａｄｅｒ）およびサンプラ１２６によって、データ・ サンプルにサンプルされる。続いて、このデータ・サンプル１４２は１通信シス テムのデコーディング部１５４に出力される。

デスブレラダおよびサンプラ１２６は、フィルタ処理。

復調、ＲＦ周波数からの変換、および所定レート（例えば。

１．２２８８メガサンプル／秒）でのサンプリングによって、受信したスペクト ラム拡散信号にＢＰＳＫサンプリングを行うことが好ましい、続いて、ＢＰＳＫ サンプル信号は、受信サンプル信号を前記長い拡散コードと相関付けることによ って、拡散解除（ｄｅｓｐｒｅｍｄ）される、結果的に得られた拡散解除サンプ ル信号！２は、所定レートで（例えば、受信拡散スペクトラム信号の４サンプル のシーケンスを拡散解除し、および／または単一のデータ・サンプルで表される ように、３０７．２キロサンプル／秒で）サンプリングされ、基準ビット抽出器 ！３０に出力される。

基準ビット抽出機１３０は、拡散解除サンプル信号１２８から基準ビット１３２ を抽出し、この基準ビット＋３２をチャンネル子１１１１９ｓｌ　３４に出力す ることが好ましい、拡数解除サンプル信号＋２８の残りのデータ・サンプル１３ ８は、以後にデータ・サンプル１４２のコヒーレント検出を行うために、コヒー レント検出器１４０に出力される。

チャンネル千ｍＷ　ｌ　３４は、抽出された基準ビット１３２をデータ・サンプ ルの既知の基準シーケンスと相閏付けることによって、バイアスされていないが 、ノイズの多いチャンネル予測を得る。よりよいチャンネル予測１３６を得るた めに、これらノイズの多い予測を、高周波数ノイズ成分を除去するように固定さ れたまたは適合された。低域フィルタに通す、結果的に得られるチャンネル予測 １３６は、比較的ノイズが少な（、コヒーレント検出に用いることができる。尚 、低域フィルタ処理は、（Ｍ＋１）Ｔｉｊにチャンネル予測を与えるのみである ことに注意すべきである。

ここで、Ｍは基準ビット挿入器１１２によって各基準ビット間に挿入されたデー タシンボル数（ｆＭえは１Ｍ＝６１゜モしてＴは各データ・サンプルの時間間隔 である。送信データ・シンボルのコヒーレント検出を行うためには、各Ｔ毎にチ ャンネル予測を有する必要がある。（Ｍ＋ｔ）Ｔがチャンネル変動時定数に対し て短い場合、各Ｔ毎にチャンネル予測を得る簡単であるが効果的な方法は、（Ｍ ＋Ｉ）Ｔだけ分離された２つのチャンネル予測間で線形補間を行うことである。

しかしながら、当業者であれば認めるであろうが必要であれば、より洗練された 補間技法を用いることもできる。

好適実妹例のコヒーレント通信システムでは、電力Ｍｉｉｌも用いて、システム 全体の性能を高めることもできる。電力制御アルゴリズムは、非コヒーレント通 信システムで用いられるアルゴリズムに非常によく似ている。好ましくは。

好適実施例の電力制御アルゴリズムは、受信電力を１．２５ｍ５毎（即ち、各ブ ロックまたはフレーム毎に）、或いは、１２情報ビット毎、即ち、３６エンコー ド・ビットまたは４２の全受信信号サンプル毎に予測することを含む。

電力予測は、いくつかの異なる技法で計算することができる。１つの技法は、４ ２ビツト長ブロツク内の６つの基準信号サンプル（即ち、基準ビット抽出器１３ ０からの基準とットＩ４４）を単に用いることによって、チャンネル予測を電力 予測１４６と共に計算するというものである１次に、電力予測′ｌｊ！＋４６に よって、チャンネル予測強度の二乗を、電力予測１４８として出力する。

チャンネル千Ｐｌ／４１３６を生成した陵、受信機の残りは従来通りである。コ ヒーレント検出器１４０は、拡散解除サンプル信号！２８からの残りのデータ　 サンプル１３８をチャンネル予測１３６の共役と乗算することによって、コヒー レントに検出されたサンプル１４２を生成する。

当業者であれば認めるであろうが、多重受信部１２２゜１２３およびアンテナ１ ２４．１２５は、それぞれ空間ダイパーシティ（ｓｐａｃｅ　ｄｉｖｅｒｓｉｔ ｙ）を達成する。Ｎ番目の受信機部は、上述の受信機部１２２とほぼ同様に動作 し１通信チャンネル１２０内で受信したスペクトラム拡散信号からデータ・サン プルを引き出す、Ｎ個の受信部の出力１４２ないし１５２は１乗算１１５０に入 力され、これら入力データ・サンプルをダイパーシティ結合して、コヒーレント に検出されたデータ　サンプル１６０の複合ストリームを得る。

ソフト判断データを形成する個々のデータ・サンプル１６０は１次に、ディンタ ーリーバ１６２を含むデコーディングｉＢ　１５４に入力され、この入力された ソフト判断データ＋６０に対して１個々のデータ・レベルでディンターリーブを 行う、ディンターリーバ１６２では、ソフト判断データの所定サイズのブロック を規定するマトリクスに、ソフｉ・判断データ１６０がマトリクスに個々に入力 される。

ソフト判断データは、マトリクスが１行ずつで満たされるように、マトリクス内 の位置に入力される。ディンターリーブされたソフト判断データ！６４は、マト リクスが１列ずつ空になるように、マトリクス内の場所から個々に出力される。

ディンターリーブされたソフト判断データ！６４は、それらが入力されたのと同 一レートで、ディンターリーバ１６２から出力される（例えば、２８８．８キロ メトリック／秒）。

前記マトリクスによって規定されたソフト判断データ・ブロックの所定サイズは 、所定長の送信ブロック内で受信されたスペクトラム拡散信号からの、データ・ サンプルをサンプリングする最大レートから得られる。

ディンターリーブされたソフト判断データ１６４Ｇよ、デコーダ１６４に入力さ れ、最尤デコーディング技法を用し）で、予測トラフィック・チャンネル・デー タ・ビット１６８を生成する。最尤デコーディング技法は、ビタビ・デコーディ ング・アルゴリズムに実質的に類似するアルゴリズムを用いることによって、強 化する（ａｕｇｕｍｅｎｔｅｄ）ことｈ（できる、デコーダ１６６は、１群のソ フト判断データ１６４を用いて、最尤シーケンス予測デコーダ１６６の各特定時 間状態において用いるための、１組のソフト判断遷１８メトリクス（ｓｏｆｔ　 ｄｅｃ…ｏｎ　ｔｒａａｓｉｔｉｏａ　ｍｅｔｒｉｃｓ）を形成する。ソフト判 断遷移メトリクスの各組を形成するために用いられる前！に！群内のソフト判断 データ＋６４の数己よ、各入力データ・ビット１０２から生成される１畳み込み デコーダの出力におけるデータ・シンボルの数に対応する。各組のソフト判断遷 移メトリクスの数は、各群内のソフト′１１１断データ１６４の数の二乗に等し い０例えば、送信機１こおいて１／３ｔみ込みエンコーダが用いられる場合、各 入力データ・ビット１０２から３つのデータ・シンポλし１０６が生成される。

したがって、デコーダ１６６は、３つの個々のソフト判断データ１６４の群を用 いて、最尤シーケンス予測デコーダ１６６の各時間状態において用１．）るため の。

８ｆｍのソフト判断遷移マトリクスを形成する。予測データ・ビット１６８は、 ソフト判断データ１６４がデコーダ１６６に人力されるレート、および最初に入 力データ・ビット１０２をエンコードするのに用いられた固定レートに関連する レートで生成される（例えば、ソフト判断データが２８．８キロメトリクス／秒 で久方され、元のエンコーディング・レートが１／３である場合、予測データ・ ビットは、９６００ビット／秒のレートで出力される）。

以上、コヒーレント・エンコーディングおよびデコーディング用通信システムを 、＠１回を参照して説明した。要約すれば、この通信システムは、久方データ・ ビットをデータ・シンボルにエンコードし、そのデータ・シンボルを！シンボル ずつインターリーブし、インターリーブされたシンボルに基準ビットを挿入し、 そして１＆準コー１：化したデータ・シンボルを変調し通信チャンネルを通じて 送信する１１部分を含む、前記通信システムは、更に、通信チャンネル上からの 信号を受信しかつ変調し、当該通信チャンネルのパラメータを予測し、受信信号 内のデータ・サンプルをコヒーレントに復調し、このコヒーレントに検出された データ・サンプルをディンターリーブして、各受信された送信ブロック内でソフ ト判断データとして用い、綾いてディンターリーブした関々のソフト判断データ からソフト判断遷移メトリクスを生成し、そして次に最尤デコーディング技法を 用いることによって、ソフト判断メトリクスから予測データ・ビットを発生する 　６２部分を含む。

基準ビットを用いてコヒーレントにデータ・サンプルを検出する本方法の背後に ある理由付けおよびチャンネル予測ｉｌｌ　３４の動作をより明確に説明すると 共に、更に！論を容易に進めるために、以下の数学的モデルを構築する。

フェーディング・チャンネルは１時間ｔの複素数関数としてモデル化することが でき、　ｈ（ｔ）で示されることを、当業者は認めるであろう、量み込みエンコ ードされた基準ビットの時間間隔をＴで表わす、すると、復調および拡散解除後 の受信信号は、Ｔ毎にサンプルされることになる。１つの基準ビットを、各６エ ンコード・ビット毎に挿入すると仮定すると、基準ビットに対応するサンプルは 、　ｎＴ、　＝７ｎＴ、　ａ　＝　、、、、　−１，０，１，に現れる。ここで Ｔ、＝７７が定義される０次に、ノイズ予測は１次のように書くことができる。

ここで、　ｚ（ｎＴ、）はサンプルされた付加ノイズである。（弐ｌ）に示した ものよりもよい予測は１次のようにして得られる。

例えば、Ｎ＝３を選択することができる。こうすることによって、ノイズ予測の ７を用いて、各基準ビット間隔Ｔ、毎に、予測が得られる。コヒーレント検出情 報を生成するために必要とされる。　ｋＴにおいてに≠７ｎについて、チャンネ ル予測を得るために１Ｍ間技法を用いることができる。最も簡単な補間方法は、 線形補間を用いることである８例えば、ｋ＝７ａ＋ｉ　（ここで１≦１≦６）と 仮定すると、（式２）の結果は次のように書かれる。

他のより洗練された補間技法を用いて予測を更に改善することができる。しかし ながら、チャンネル・フェーディングが、基４信号のサンプリング・レートＩ／ Ｔ、に対して遅い場合、上述の線形補間方法で十分である。

サンプル・チャンネル応答ｈ（ａ）ミｈ（ａＴ、）は、（＜４．および（＞ｆａ （ここでｆｄはドプラ周波数）に対してΦ（ｆ）＝０となる。パワー・スペクト ラムΦ＜ｒ＞を有する。ゆっ（りと時間変化するランダムなプロセスとしてモデ ル化することができる。　ｆｄが未知であるか、或いは時間と共に変化し得る場 合、得ることができる最良の子１１ｍｂ（ｆｌ＞は、ＦＥ波数が１ｆ１〉ｆｄ、 ｓａｇのノイズ成分を除去する理想的な低域通過線形位相フィルタに、ノイズの 多い予ＷＩ４ｈ（ｋＴ、）を通過させることによって得られる。ｊｌ＆適なフィ ルタは１次に示す周肢数応答、即ちＷ、のフーリエ変換を有するものであろう。

このようなフィルタの１つに、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタがある。

これは、以下のように書くことができる出力を有する。

ここで、Ｗｋは、予測を生成するためのＦＩＲフィルタ係数または重みである。

上述の１２Ｎ＋１）サンプル平均方法は、Ｗ、＝１／（２Ｎ＋１）の場合、この 加重加算方法の特別な場合であることは、容易に理解できる。上述の基準にした がってＷ、を選択することによって、遅れが導入されてしまうが、　ｂ（ｎ）の よりよい予測を得ることができる。第３図は。

基準信号に基づいて予測されたノイズ・チャンネルの加重平均を用いて、どのよ うにして（式５）を実施してチャンネル予測を生成するかを示すものである。

レイリー・フェーディング・チャンネル上の理想的コヒーレント受信機の動作が 公知であることは、当業者であれば認めるであろう、したがって、以下の！！１ ！＆で、このようなチャンネルにおける。最適コヒーレント受信機に対する基準 に基づくチャンネル予測方法の性能（ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）損失を分析する 。この損失は、主として２つの要因によって生じるものである。ｉ＃！ｌに、情 報を保持しない基準ビットを挿入することによって、全送信出方が同一である場 合、情報ビット（Ｅ、）当たりのエネルギが事実上減少してしまう（即ちデータ ・レートが低下する）、第２に、ノイズが存在する下では、チャンネル予測に誤 差がある。全損失は。

これら２つの要因を組み合わせた結果となる。

基準を挿入することによるＥ、の損失を、ｉとすると１次のように簡単に表わす ことができる。

ら＝　（Ｍ＋１）７Ｍ　＝　１　＋　１／Ｍ　ｉ式６）ここで、ｌ／Ｍは挿入レ ートである０例えば１Ｍ−６のｉＭ８鳳０１ｏｇ、、（７／６）　０．６７　ｄ Ｂの損失が生じる。

予測誤差によ今性能損失を分析するために、ＤＳ−ＣＤＭＡアップ−リンクに対 して、チャンネルおよび信号通信モデルを、最初に確立しなければならない、Ｄ Ｓ−ＣＤＭＡアップ−リンクは、多重フラット・フェーディング・ナヤンネル（ ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ｆｌａｔ　ｆａｄｉｎｇ　ｃｈａｎｎｅｌ）として見な−４ 〜ことができる。フラット・フェーディング・チャンネルの各々について、拡散 解除後の受信信号は２次のように表丁ことができる。

ｒ（ｋ）　＝　ｈ（ｋ）ａ（ｋ）＋ｚ（ｋ）　ｊ式７）ここで、「（ｋ）は、　 ｋＴにおける受信サンプル、　ｍ（ｋ）は対応する送信データまたは基準シンボ ル、ｈ（ｋ）はフェーディング・チャンネルを特徴付ける。低域通過ランダム複 素変数。

およびｚ（ｋ）は付加的ノイズまたは妨害であり、これはほぼ白色およびガウス ・ノイズである。平均信号対ノイズ比は。

Ｅ［ｌ畠（ｋ）内Ｅ［１ｂ（ｋ）内Ｉσ２′に等しい、ここで、σ２′はノイズ の変動（ｎｏｉｓｅ　ｖａｒｉａｎｃｅ）である、　Ｊａｋｅｉのチャンネル・ モデルによれば（Ｗ、　Ｃ，Ｊａｋｅｓ　、Ｅｄ、　、　Ｍｉｃｒｏｗ　＠ｖｅ Ｍ　ｏ　ｂ　ｉ　１　ｅ　Ｃｏ　ｍ　ｍ　ｕ　ａ　ｉ　ｃ　ｍ　ｔ　ｉ　ｏ　ａ 　ｓ　、Ｊ　ｏ　ｈ　ｎ　Ｗ　１１　ｅ　ｙ　、Ｎ　ｅ　ｗＹｏｒｋ、＋９７４ に記載されている）　、　ｈ（ｋ）はバイアスされておらず、ガウス分布されて いる。そのパワー・スペクトラムは、ドプラ・スペクトラムと呼ばれ５次によっ て与えらここで、ｒ、はドプラ周波数であり、キャリア周波数と移動通信ユニッ トの速度との間数である。また、ＢＰＳＫ信号通信を用いると仮定することもで きる。以下の仮定は、ｗ角位相シフト・キーイング信号通信にも適用可能である ことは、当業者であれば認めるであろう、　１ａ（ｋ）ｌ＝１とすると。

基準シンボルは（Ｍ＋Ｉ）ｋＴにて挿入され、したがってｍ（（Ｍ＋Ｉ）ｋ）お よびｒ（（Ｍ＋Ｉ）ｋ）は、それぞれ基準シンボルおよび対応する受信サンプル であると仮定することができる。　ｒ（（Ｍ＋＋）ｉ）を基準シンボルの共役と 乗算することによって１次のチャンネル予測が得られる。

１”＋（（Ｍ＋１）ｋ）　＝　ｈ（（Ｍ＋１）ｋ）十ａ’（（Ｍ＋１）ｋ）ｚ（ （Ｍ＋１）ｋ）、　ｉ式９　）（式９）によって与えられるチャンネル予測にお いてｈ（（Ｍ＋１）ｋ）は低域通過ランダム変数であり、笥２項はチャンネル予 測誤差である。１　／　（Ｍ　＋　Ｉ　）Ｔ　＞　Ｚ　ｆ　ａの場合（Ｍ＋Ｉ） ｋＴにおけるチャンネル予測は更に改善することができる。即ち、チャンネル予 測誤差の変動を減少させることができる。Ｗ　ｉ　ｅ　ｎ　ｅ　ｒのフィルタリ ング定義かられかるのは。

信号エネルギの予測誤差変動に対する比を最大化する意味での、Ｒ適な無バイア ス　チャンネル・予測は、　Ｈ（ｆ）をノイズ・スペクトラムで除算した商の平 方根に強度応答（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）が等しい線形位相フ ィルタに、ｈ（（Ｍ＋　Ｉ）ｋ）を通過させることによって得られるということ である。挿入された基準シンボルに基づく最適チャンネル予測器は、実際線形位 相−敗フィルタ（ｌｉｎｅａｒ　ｐｈａｓｅｍａｔｃｈｅｄ　ｆｉＩＬｅｒ）で あり、ノイズ・スペクトラムで除算したチャンネル・ドプラ・スペクトラムに一 致させている。

実際には、ドプラおよびノイズ　スペクトラムは通常未知であり、しかも時間と 共に変化するので、このような最適予測器を実施することは困難である０次に最 適で現実的な解決法は、カットオフ周波数がドプラ周波数に可能なｎ大１１以上 である。固定線形位相低域通過フィルタを用いることである。

カットオフ周波数がｆｅｕｄ−ｏｆｆであり、Ｉｌ遅延がゼロ　或いは同等な固 定群遅延を有し、単位強度がその帯域にある理想的な低域通過線形位相フィルタ を用いて、　ｈ（（Ｍ＋１ｋ）にフィルタ処理を行うことによって、このフィル タの出力は次のように表すことができる。

ｂ（（Ｍ＋Ｉ）ｋ）＝ｂ（（Ｍ＋Ｉ）ｋ）＋ｚ（（Ｍ＋Ｉ　）ｋ）　（式ＩＱ） ｚ（（Ｍ＋１）ｋ）の変動、残留子ＩＦＩＦ差は、ａ、”Ｘ（２（、、，９，ｌ ／　ｆ、）に等しく、ここでｆ、＝１／（Ｍ＋Ｉ）Ｔ）は基準シンボル挿入１Ｍ 波数であることを示すことができる。より正確にｄえは、フィルタ処理後、チャ ンネル予＊誤差の変動は。

２ｆｃ、、、−０Ｉｆ”ｖ分の１に低下する。ａいて、線形補間を用いることに より、ｋ　≠（Ｍ＋ｌ）ｋに対するｋＴにおけるチャンネル予測を（式３）にし たがって生成する。（式７）およびｃ式１０）から、コヒーレントに検出される シンボルは次のように書くことができる。

Ｍ（ｎ）＝　ｒ（ｋ）６’（ｋ） ＝ｌｈ（ｋ）ｌ’ａ（ｋ）＋ｊ’（ｋ）ｈ（ｋ）ａ（ｋ）＋ｚ（ｋ）喧ｋ）＋ｚ （ｋ）乏’（ｋ）　’式　１　口更に、　Ｚ（ｋ）ｈ（ｋ）ｍ（ｋ）およびｚ（ ｋ）ｈ（ｋ）が独立しており高次誤差項ｚ（ｋ）ｚ（ｋ）が無視し得ると仮定す ると、　ｈｌｉｌｔＷの出力における全ノイズ変動は、　１ｈ（ｋ）！２（σ８ ′十σ８′）に等しくなる。この結果を　検出器出力において１ｈ（ｋＮ２　σ １′のノイズ変動を有する。最大比結合のための最適コヒーレント受信機と比較 すると、予測誤差による損失は　次の式にほぼ等しいと、結論付けることができ る。

ζ６．−１十〇：／σ：＝１＋（２’ＣＩＪ−＠Ｉｔ／’Ｉ）　ｆ式１２）（弐 ６）と（式１２１　とを組み合わせることによって全性能損失は、次のように表 すことができる。

ζ、〜［１＋（２ｆ、、、−０Ｊｆ、））ｘ（１＋１／Ｍ）　’式　Ｉ　３　） システム性能は、　１．１．を最小化する適正なＭを選択することによって、最 適化することができる。

ｒ＝　１　／３で、情報ビット・レートが毎秒９６００ビツトの量み込みコード 化システムでは、コード化ビット・レートは、毎秒２８８００ピノ］・に等しい １Ｍ−６とするとｒ、＝４ｓｏｏヘルツ（Ｈｚ）となる、’　ｅ　ｕ　ｌ　、ａ 　ｌ　Ｔ　＝　３０”　ｚに対しては、全損失は（１＋１／８）ｘ（１＋１／６ ）　＝６３７４８、即ち約１゜１４ｄＢとなる。ｎ適なコヒーレント受信機は　 非コヒーレント受信機が必隻と１′るよりも３ｄＢ以上低いＩＥｂｌＮ、でよい ので、２ｄＢ以上の利得が期待される。

多重ＲＡＫＥフィンガおよび／′または多重アンテナからの信号のダイハシティ 結合を用いる場合、コヒーレント受信機と非コヒーレント受信機との間の性能の 差は、更に太き（なり得る。これは、非コヒーレント受信機の結合損失はコヒー レント受信機には存在しないからである。しかしながら、ダイハシティ結合を用 いる場合、グイバシティでない場合よりも、結合すべき個々の信号に対して、低 い信号対ノイズ比で通信システムを動作させる可能性があるという事実のため、 この付加的な利点は部分的に相殺されてしまう、結果として、（式１１）の二次 項は無視することができない。

上述の分析では、チャンネル予測に理想的な低域通過フィルタを用いると仮定し た。このような理想的なフィルタの実現には、無限の遅延を必要とする。実際の センサは遷移帯（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　ｂａｎｄ）を有さなければならないの で、有限の遅延を有する。したがって、許容される最大ドプラ周波数は、当該フ ィルタの有効帯域よりも低くなければならない、１Ｍえば、２００ヘルツから４ ００ヘルツの遷移帯を有するフィルタを設計すればよい、結果的に得られるフィ ルタは、３００ヘルツに等しい有効帯域を保持しつつ、５ミリ秒未満の遅延を有 することになる。このようなフィルタを用いれば、移動通信システムの速度が毎 時２２０キロメートル未満の１合、損失が加わることはない。

更に上述の分析では、データおよび基準シンボルが連続的に送信されると仮定し た。結果として、基１！信号は時間間１ＩＩＩＩＴ、毎に得られ、低域過通フィ ルタ処理によって、これら基準信号を用いてチャンネル予測を行うことができる 。

可変レートの音声送信を用いる場合のように、場合によっては、データを短（不 連続なブロックで送信することが望ましい、このような場合、以下に述べるよう に、基準シンボルも不連続的に送信し、上述の低域通過フィルタ処理方法も、適 用可能とするために変更しなければならない。

まず、データ・ブロックの持続期間がチャンネル変動の時定数に対して短い時、 チャンネル応答はｌブロックの時間長内で線形的に変動すると予想されることは 　当業者であれば認めるであろう、したがって、チャンネル応答ｈ（ｋＴ）は１ 次のように表すことができる。

ｈ（ｋＴ）＝　ａ＋βｋ　（式１４） ここで、αおよびβは、予測すべき２つの複素定数である。

これら２つの定数は、最少二乗（ＬＳＩ原理に基づいた線形最良適合（ｌｉｎｅ ａｒ　ｂｅｓｔ−ｆｉｔｔｉｎｇ）による受信基準サンプルを用いることによっ て決定することができる。

このような方法の詳細を、以下の例に示す。

送信データ・ブロック（即ち、フレーム）は、データシンボルと、６つの挿入さ れたＭ４シンボル（図２参Ｉ１．？、　１とで構成されていると仮定する。結果 として、データ　ブロック当たり４２のシンボルが送信される。このデータブロ ックは、データが送信されない時間間隔によって、分離することができる。この 場合、このような短いブロックを受信する時、この対象となる時間間隔の間、６ 個の基準サンプルを有するのみである。

この例では、受信した基準サンプルのみを用いて、チャンネル予測を行う、受信 サンプルは、ｒ（ｋ）（ｋ　＝　０．　、、、。

４１）で示され２次のように書くことができる。

ｒ（ｋ）　＝　ｈ（ｋＴ）＠（ｋ）＋ｚ（ｋ）　（式１５）ここで、ａ（ｋ）は に番目の送信シンボルであり、それはデータ・シンボル（受信機にはわからない ）が基準シンボル（受信機にはわかっている）のいずれかの可能性がある。

また、　ｚ（ｋ）はｋにおける付加ノイズである。この例では。

基準サンプルｒ（ｋ）（ｋ＝７ｉ＋３．　ｋ＝０．１．２．３．４．５）につい て。

Ｊｋ）はわかっているので、ノイズ・チャンネル予測は１次のようにして得るこ とができる。

ｈ（ｋＴ）＝ｒ（ｋ）ａ’（ｋ）　（式１６１ここで、ａ″（ｋ）はａ（ｋ）の 複素共役を阿合わす、１式１４）で与えられるｈ（ｋＴ）とｈ（ｋＴ）との間の ＬＳ誤差を最少にすることによって、ａおよびβのＬＳ予予測、次の式を満足す ることができる。

二二で、Ｎは加算における要素の数であり、　ｈ（ｋＴ）は（式１６）で与えら れ、加算指数には、　ｋ＝３＋７ｉ（ｉ＝０．１．　、、、。

５）の値を取る。ａおよびβの解は１次の式で与えられる。

ここで、 したがって、時ｍ１ｋＴ（ｋ　＝　０．　ｌ　、　、、、、　４１Ｎｍ　オケ’ 、）　ｆ・測チャンネル応答は、（式１４）にしたが−〕で　子測されたａおよ びβを用いて１妹することができる。

以上１本発明をある程度特定して記載し図示したが１本実施例の開示は例として 行われただけであり１部分の慎成および組み合わせならびにステップにおける数 多（の変更が、特許請求される本発明の梼神および範囲から逸脱することなく、 当業者には思いつくことは理解されよう１例えば、上述した好適実施例の通信シ ステムの変調器、アンテナおよび復調器部分は、無線通信チャンネル上を送信さ れるＣＤＭＡスペクトラム拡散信号を対象にしたものであった。しかしながら、 当業者には理解されるであろうが、上述しここに特許請求するエンコーディング およびデコーディング技法は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）および周波数分 割多重アクセス（ＦＤＭＡ）に基づくもののような他のタイプの送信システムに おいて用いることができるように適用させることもできる。更に１通信チャンネ ルも、上記の代わりに、電子データ・パス、有線、光ファイバ・リンク、衛星リ ンク、または他のいかなるタイプの通信チャンネルと”（゛ることもできる。

”）　Ｌｒ＋ Ｃゝ−〜

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．通信装置であって： （ａ）入力データ・シンボル・ストリームに基準シンボルを挿入し、基準コード 化された入力データ・シンボル・ストリームを形成する基準手段；および （ｂ）前記基準手段と動作可能に結合され、通信チャンネル上での送信に先だっ て、拡散コードを用いて前記基準コード化された入力データ・シンボル・ストリ ームを拡散することによって、前記基準コード化された入力・データ・シンボル ・ストリームに対して．前記通信チャンネル上の送信のための準備を行う、拡散 手段； から成ることを特徴とする通信装置。
2. ２．請求項１において、前記拡散手段は、前記基準シンボルを第１拡散レートで 拡散する第１拡散手段と、前記入力データ・シンボル・ストリームを第２拡散レ ートで拡散する第２拡散手段と、から成ることを特徴とする通信装置。
3. ３．通信装置であって： （ａ）拡散コードを用いて受信通信信号を拡散解除し、基準サンプル・ストリー ムと、データ・サンプル・ストリームとを得る復調器； （ｂ）前記復調器に動作可能に結合され、前記基準サンブル・ストリームを利用 することによって、チャンネル応答を予測するようにしたチャンネル予測器；お よび（ｃ）前記復調器および前記チャンネル予測器に動作可能に結合され、前記 予測されたチャンネル応答を利用することにより、前記データ・サンプル・スト リームから予測データ・シンボルを生成するようにした検出器；から成ることを 特徴とする通信装置。
4. ４．請求項３において、前記復調器は、第１拡散解除コードおよび第１拡散解除 レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信通信信号を拡散解除し、前記基準サン プル・ストリームを得る第１デスブレッダと、第２拡散解除コードおよび第２拡 散解除レートの一つをそれぞれ用いて、前記受信通信信号を拡散解除し、前記デ ータ・サンプル・ストリームを得る第２デスブレッダと、から成ることを特徴と する前記通信装置。
5. ５．請求項３において、前記チャンネル予測器は：（ａ）前記基準サンプル・ス トリームに低域通過フィルタ処理を行うことにより、前記チャンネル応答を予測 する手段； （ｂ）前記チャンネル応答を、サンプリング時間の線形関数として予測する手段 ；および （ｃ）前記基準サンプル・ストリームに低域通過フィルタ処理を行うことにより 、各基準サンプルに関連するチャンネル応答の予測を生成するフィルタ手段；か ら成る群の内の１つと。 前記フィルタ手段に動作可能に結合され、前記基準サンプルによって予測された チャンネル応答の少なくとも２つの間の予測チャンネル応答を生成する補間手段 とを、含むことを特徴とする前記通信装置。
6. ６．請求項３において、前記検出器は；（ａ）前記予測チャンネル応答を前記デ ータ・サンプル・ストリームと相関付けることによって、前記データ・サンプル ・ストリームから前記予測データ・シンボルを生成する手段； （ｂ）最尤デコーディング方法を利用して予測データ・ビットを生成し、前記予 測データ・シンボルから前記予測データ・ヒットを得る手段； （ｃ）ビタビ最尤デコーディング・アルゴリズムを利用して予測データ・ビット を生成し、前記予測データ・シンボルから予測データ・ビットを得る手段；から 成る群の内の１つを含むことを特徴とする前記通信装置。
7. ７．通信方法であって： （ａ）入力データ・シンボル・ストリームに基準シンボルを挿入し、基準コード 化された入力データ・シンボル・ストリームを形成するステップ； （ｂ）通信チャンネル上での送信に先だって、拡散コードを用いて前記基準コー ド化された入力データ・シンボル・ストリームを拡散することによって、前記基 準コート化された入力データ・シンボル・ストリームに対して、前記通信チャン ネル上の送信のための準備を行うステップ；および （ｃ）前記拡散基準コード化された入力データ・シンボルを、前記通信チャンネ ル上で送信するステップ；から成ることを特徴とする通信方法。
8. ８．請求項７において、前記挿入ステップは、挿入アルゴリズムにしたがって、 基準シンボルを入力データ・シンボル・ストリームに挿入して、基準コード化さ れた入力データ・シンボル・ストリームを形成するステップを含み、前記挿入ア ルゴリズムは、前記拡散基準コード化された入力データ・シンボル・ストリーム が送信される通信チャンネルのチャンネル変動周波数の２倍よりも高いレートで 、基準シンボルを挿入するステップを合むことを特徴とする方法。
9. ９．受信通信信号を処理する方法であって：（ａ）拡散コードを用いて前記受信 通信信号を拡散解除し、基準サンプル・ストリームと、データ・サンプル・スト リームとを得るステップ； （ｂ）前記基準サンプル・ストリームを利用することによって、チャンネル応答 を予測するステップ；および（ｃ）前記予測チャンネル応答を利用することによ り、前記データ・サンプル・ストリームから予測データ・シンボルを生成するス テップ； から成ることを特徴とする方法。
10. １０．請求項９において、前記予測ステップは：（ａ）前記基準サンプル・スト リームに低域通過フィルタ処理を行うことによって、各基準サンプルに関連する 前記チャンネル応答の予測を生成するステップ；および（ｂ）前記基準サンプル によって予測されたチャンネル応答の少なくとも２つの間の予測チャンネル応答 を生成するステップ； を含むことを特徴とする方法。