PL174713B1

PL174713B1 - Sposób koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie oraz zespół nadawczy i odbiorczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie

Info

Publication number: PL174713B1
Application number: PL94306002A
Authority: PL
Inventors: Fuyun Ling
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1993-03-11
Filing date: 1994-02-16
Publication date: 1998-09-30
Also published as: JP3464002B2; FI112010B; EP0643889A1; DE69430720T2; EP0643889A4; SE9403860D0; WO1994021065A1; PL306002A1; MY125586A; US5329547A; SE520542C2; EP0643889B1; SG46295A1; CN1048606C; CA2134230C; JPH07506713A; BR9404420A; SE9403860L; FI945336A0; DE69430720D1

Abstract

1. Sposób koherentnej lacznosci w sy- stemie telekomunikacyjnym z rozlozeniem w widmie, znamienny tym, ze w strumien zna- ków danych wejsciowych wprowadza sie, za pomoca ukladu wprowadzania znaków wzorcowych (112), znaki wzorcowe i formuje sie wzorcowy zakodowany strumien znaków danych wejsciowych, nastepnie rozklada sie wzorcowy zakodowany strumien znaków da- nych wejsciowych kodem rozkladania i mo- duluje sie za pomoca modulatora (117) rozlozony wzorcowy zakodowany strumien znaków danych wejsciowych, wreszcie poprzez nadajnik (116) transm ituje sie rozlozony wzorcowy zakodowany stru- mien znaków danych wejsciowych w syg- nalach telekom unikacyjnych w kanale telekomunikacyjnym. PL PL PL PL PL PL PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób koherentnej łączności w systemie telekomunikcyjnym z rozłożeniem w widmie oraz zespół nadawczy i odbiorczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie.

W większości przypadków systemy telekomunikacyjne realizują przesyłanie niosących informacje sygnałów ze źródła usystuowanego w jednym punkcie do użytkownika usytuowanego w innym punkcie w pewnej odległości. Zazwyczaj syi^tem telekomunikacyjny składa się z trzech części: nadajnika, łącza i odbiornika. Zadaniem nadajnika jest przetwarzanie sygnału informacji do postaci odpowiedniej do przesyłania go poprzez łącze. To przetwarzanie sygnału informacji nazywane jest modulacją. Zadaniem łącza jest zapewnienie fizycznego połączenia pomiędzy wyjściem nadajnika a wejściem odbiornika. Zadaniem odbiornika jest przetworzenie odebranego sygnału tak, aby przedstawić oszacowanie pierwotnego sygnału informacji. To przetwarzanie odebranego sygnału nazywanej jest demodulacją.

Jednym rodzajem systemu telekomunikacyjnego jest system z dostępem wielokrotnym z rozłożeniem w widmie. W systemie z rozłożeniem w widmie wykorzystywana jest technika modulacji, w której przesyłany sygnał jest rozłożony w szerokim paśmie częstotliwości w kanale telekomunikacyjnym. To pasmo częstotliwości jest znacznie szersze niż minimalne pasmo potrzebne do przesyłania nadawanych informacji. Przykładowo sygnał akustyczny może być nadawany z modulacją amplitudy AM w paśmie o szerokości tylko dwukrotnie większej od samej informacji. Inne formy modulacji, takie jak modulacja częstotliwości z małą dewiacją FM lub jednowstęgowa modulacja amplitudy również umożliwiają przesyłanie informacji w paśmie o szerokości porównywalnej z szerokością pasma samej informacji. Jednakże w systemie z rozłożeniem w widmie modulacja przesyłanego sygnału często obejmuje sygnał pasma podstawowego (np. kanału akustycznego) o szerokości pasma tylko kilku kHz i rozłożenie przesyłanego sygnału, w paśmie częstotliwości o szerokości wielu MHz. Odbywa się to przez modulowanie przesyłanego sygnału, informacją, przeznaczoną do nadania i szerokopasmowym sygnałem kodującym.

Istnieją trzy typy technik łączności z rozłożeniem w widmie: bezpośrednia modulacja sekwencyjna, modulacja skokowa częstotliwości i/lub czasu oraz modulacja przez kluczowanie. W bezpośredniej modulacji sekwencyjnej sygnał nośny modulowany jest sekwencją kodu cylErowego, której szybkość transmisji bitów jest znacznie większa niże szerokość pasma sygnału informacyjnego.

Informacja (tzn. sygnał informacji składający się z fonii i/lub danych) może być wprowadzona w sygnał rozłożony w widmie bezpośrednio modulowany sekwencyjnie różnymi sposobami. Jeden sposób polega na dodawaniu tej informacji do kodu rozłożenia przed zastosowaniem go w modulacji rozkładania. Należy zauważyć, że przesyłana informacja musi mieć postać cyfrową przed dodaniem jej do kodu rozkładania ponieważ połączenie kodu rozkładania i informacji zwykle kodowanej binarnie wymaga sumowania modulo-dwa. Alternatywnie informacja lub sygnał informacji może być wykorzystywany do modulowani nośnej przed rozłożeniem w widmie.

Takie bezpośrednio sekwencyjne systemy łączności z rozłożeniem w widmie można łatwo konstruować jako systemy łączności z dostępem wielokrotnym. Przykładowo system z rozłożeniem w widmie może być skonstruowany jako system wielokrotny bezpośrednio sekwencyjny z podziałem kodowanym DS-CDMA. W systemie tym łączność pomiędzy dwiema jednostkami łączności realizowana jest przez rozkładanie każdego przesyłanego sygnału w paśmie częstotliwości kanału łączności według unikatowego kodu rozkładania. W rezultacie sygnały są przesyłane w tym samym paśmie częstotliwości kanału łączności i

174 713 są rozdzielone jedynie przez unikatowe dla danego użytkownika kody rozkładania. Te unikatowe dla danego użytkownika kody rozkładania korzystnie są ortogonalne wobec siebie, tak ze wzajemna korelacja pomiędzy kodami rozkładania jest w przybliżeniu zerowa.

Poszczególne przesyłane sygnały są odtwarzane z kanału łączności przez likwidację rozłożenia sygnału reprezentującego sumę sygnałów w kanale łączności przy użyciu kodu rozkładania użytkownika związanego z określonym sygnałem przesyłanym, który ma być odtworzony z kanału łączności. Ponadto, kiedy kody rozkładania użytkownika są ortogonalne względem siebie odebrany sygnał może być skorelowany z określonym kodem rozkładania użytkownika, tak, że tylko sygnał żądanego użytkownika związany z danym kodem rozkładania jest wzmacniany, podczas gdy inne sygnały wszystkich innych użytkowników nie są wzmacniane.

Można zauważyć, że istnieje kilka różnych kodów rozkładania, które mogą być używane do rozdzielania sygnałów danych od siebie w systemie łączności DS-CDMA. Do kodów rozkładania zalicza się kody pseudoszumowe PN i kody Walsha. Kod Walsha odpowiada jednemu wierszowi lub kolumnie macierzy Hadamarda.

Kody rozkładania stosuje się także do sygnałów danych kodowanych kanałowo. Sygnały danych koduje się kanałowo w celu poprawienia działania systemu telekomunikacyjnego przez spowodowanie lepszej odporności przesyłanych sygnałów na wpływ różnych zakłóceń w kanale, takich jak szum, zanik i zagłuszanie. Kodowanie kanałowej zwykle zmniejsza prawdopodobieństwo wystąpienia błędnego bitu i/lub zmniejsza wymagany stosunek sygnału do szumu, wyrażany zwykle jako liczba błędnych bitów na gęstość szumu, (tzn. Eb/No co jest definiowane jako stosunek energii przypadającej na bit informacyjny do gęstości szumu w widmie), podczas odtwarzania sygnału kosztem zwiększenia szerokości pasma w porównaniu z szerokością potrzebną w innym przypadku do przesyłania sygnału danych. Przykładowo, do kanałowego kodowania sygnału danych przed modulacją sygnału przeznaczonego do późniejszego przesyłania mogą być używane kody Walsha. Podobnie pseudoszumowe kody rozkładania mogą być stosowne do kanałowego kodowania sygnału danych.

Jednakże samo tylko kodowanie kanałowe może nie zapewnić wymaganego stosunku sygnału do szumu dla niektórych systemów telekomunikacyjnych, które wymagają, aby system był zdolny do obsługi określonej liczby równoczesnych połączeń (wszystkie z minimalnym stosunkiem sygnału do szumu). To ograniczenie projektowe może być spełnione w pewnych okolicznościach przez skonstruowanie systemu telekomunikacyjnego koherentnego wykrywania nadawanych sygnałów zamiast stosowania technik odbioru niekoherentnego. Można zauważyć, że odbiornik koherentny wymaga mniejszego stosunku sygnału do szumu Eb/No niż wymaga się od odbiornika niekoherentnego o tej samej binarnej stopie błędu (tzn. przy określonym ograniczeniu projektowym wyznaczającym możliwy do zaakceptowania poziom zakłóceń). Zgrubsza rzecz biorąc, są 3dB różnicy między nimi dla kanału z zanikiem Rayleigh’a. Ta zaleta odbiornika koherentnego jest bardziej znacząca, kiedy stosuje się odbiór zbiorczy, ponieważ nie ma utraty łączenia w przypadku optymalnego odbiornika koherentnego, podczas gdy zawsze wstępuje ona w przypadku odbiornika niekoherentnego.

Jedną taką metodą ułatwiania koherentnej detekcji transmitowanych sygnałów jest stosowanie sygnału pilotującego. Przykładowo w komórkowym systemie łączności kanał docelowy, czyli zstępujący, (tzn. od stacji bazowej do jednostki ruchomej) może być wykrywany koherentnie, jeżeli stacja bazowa nadaje sygnał pilota. Następnie wszystkie jednostki ruchome wykorzystują ten sygnał pilota do oceny parametrów fazy i modułu kanału. Jednakże w przypadku kanału odwrotnego, czyli wstępującego (tzn. od jednostki ruchomej do stacji bazowej) stosowanie takiego wspólnego sygnału pilota nie jest możliwe, na skutek tego fachowcy często przyjmują, że jedynie techniki detekcji niekoherentnej są odpowiednie dla łączności wstępującej.

W rezultacie wiele publikacji zajmuje się optymalizacją odbioru niekoherentnego w systemach DS-CDMA. Zostało to ujawnione w następujących publikacjach:

174 713

-A.Saimasi iK.S.Gilhousen, On the System Design Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA) Applied to Digital Cellular and Personal Communications Networks, Proc. of VTC’91, str. 57-62,1991.

- F.Ling i D.Faiconer, Orthogonal/Convolutional Coding for Reverse Channel CDMA Communication, Proc. of VTC’92, str. 63-66, maj 1992, Denver, CO.

- L.F. Chang i N.R.Soilenbegeer, Comparison of Two Interleaving Techniques for CDMA Radio Communication Systems, Proc. of TC’92, str. 275-278, maj 1992, Denver, CO.

- Y.J.Liu, Soft Decision Decoding for a Bit-Interleaved Convolutionally Encoded Code Division Multiple Access System over Rayleigh Fading Channel, Proc. of PIMRC’92, str. 128-132, paździenik 1992.

Każda z tych publikacji podaje, że występuje znaczna różnica w działaniu, kiedy stosuje się różne techniki kodowania, modulacji, detekcji i przeplotu w łączności wstępującej w komórkowych systemach telekomunikacyjnych.

W artykule, którego autorami są A.Salmasi i K.S Gilhousen, ujawniony został system telekomunikacyjny DS-CDMA, który wykorzystuje przeplatanie bit po bicie w splotowym i ortogonalnym schemacie kodowania, dla zoptymalizowania niekoherentnego odbioru w systemach telekomunikacyjnych DS-CDMA.

W artykułach F.Linga i D.Falconera oraz L.F.Changa i N.R.Sollenbergera, ujawniono wstępujący system DS-CDMA, który wykorzystuje kodowanie Walsha (tzn. kodowanie ortogonalne), detekcję niekoherentną i ortogonalne przeplatanie znaków (tzn. słowo po słowie) zamiast przeplatania bit po bicie. W artykule L.F.Changa i N.R.Sollenbergera ujawniono, że splotowy i ortogonalny schemat kodowania z przeplataniem słowo po słowie wymaga Eb/No w przybliżeniu o 1-1,4 dB mniejszego niż w przypadku podobnego schematu z przeplataniem bit po bicie opisanego w artykule A.Salmasi i K.S.Gihousena., W obu tych systemach telekomunikacyjnych stosuje się również sterowanie mocy ruchomej jednostki łączności, która porusza się z różnymi prędkościami (np. porusza się z prędkością od 0 do 1,00 km/h). Chociaż kodowanie splotowe/ortogonalne z przeplataniem słowo po słowie jest lepsze niż przy przeplataniu bit po bicie, wykazuje mniej niejawną zbiorczość niż to ostatnie. Ponadto jest to jednak niekoherentny system telekomunikacyjny i nie można uniknąć utraty łączenia.

Wreszcie artykuł, którego autorem jest Y.J.Liu, ujawnia bardziej skomplikowaną technikę detekcji, w której działanie wstępującego sys^^emu telekomunikacyjnego z kodowaniem Walsha i przeplataniem na poziomie bitów można poprawić przez 4-portowe łączenia zbiorcze bez zmiany sposobu przeplatania.

Jednak, przy uwgzlędnieniu opisanych powyżej ulepszeń niekoherentnych systemów łączności, nadal istnieje zapotrzebowanie na system łączności, który wykorzystuje koherentne techniki detekcji.

Sposób koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie, według wynalazku charakteryzuje się tym, że w strumień znaków danych wejściowych wprowadza się, za pomocą układu wprowadzania znaków wzorcowych, znaki wzorcowe i formuje się wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych. Następnie rozkłada się wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych kodem rozkładania i moduluj się za pomocą modulatora rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych. Wreszcie poprzez nadajnik transmituje się rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych w sygnałach telekomunikacyjnych w kanale telekomunikacyjnym.

Korzystnie wprowadzanie znaków wzorcowych w strumień znaków danych wejściowych za pomocą układu wprowadzania znaków wzorcowych i formowanie wzorcowego zakodowanego strumienia znaków danych wejściowych odbywa się zgodnie z algorytmem wprowadzania, według którego szybkość wprowadzania znaków wzorcowych jest większa niż podwojona częstotliwość wariacji kanałowych kanału telekomunikacyjnego, w którym rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych ma być przesyłany.

174 713

W odbiorniku sygnałów telekomunikacyjnych likwiduje się kodem rozkładania rozłożenie odebranego sygnału telekomunikacyjnego za pomocą układu próbkowania i likwidacji rozłożenia. Następnie wyodrębnia się strumień próbek wzorcowych ze strumienia próbek danych i wykorzystując strumień próbek wzorcowych szacuje się odpowiedź kanału za pomocą estymatora kanału. Natomiast z pozostałego strumienia próbek danych wykorzystując oszacowaną odpowiedź kanału za pomocą detektora koherentnego wytwarza się oszacowaną próbkę danych.

Zespół nadawczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie zawierający koder, do którego wejścia doprowadzony jest strumień znaków danych wejściowych, a do którego wyjścia dołączony jest układ przeplatania blokowego, według wynalazku charakteryzuje się tym, ze zawiera także układ wprowadzania znaków wzorcowych wytwarzający wzorcowy kodowany strumień znaków danych wejściowych. Jest on dołączony do wyjścia układu przeplatania blokowego. Natomiast do wyjścia układu wprowadzania znaków wzorcowych dołączony jest modulator.

Korzystnie modulator zawiera pierwszy obwód rozkładania z pierwszą prędkością rozkładania i drugi obwód rozkładania z drugą prędkością rozkładania.

Zespół odbiorczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie, zawierający część odbiorczą dołączoną do układu likwidacji przeplatania blokowego, do którego wyjścia dołączony jest dekoder, według wynalazku jest charakterystyczny tym, że część odbiorcza ma dołączony do anteny odbiorczej układ próbkowania i likwidacji rozłożenia połączony z układem wyodrębniania bitów wzorcowych. Wyjście strumienia próbek wzorcowych układu wyodrębniania bitów wzorcowych dołączone jest do estymatora kanału, a drugie jego wyjście połączone jest z detektorem koherentnym, do którego dołączone jest także wyjście oszacowanej odpowiedzi kanału estymatora kanału.

Korzystnie układ próbkowania i likwidacji rozłożenia zawiera pierwszy obwód likwidacji rozłożenia odebranego sygnału telekomunikacyjnego oraz drugi obwód likwidacji rozłożenia odebranego sygnału telekomunikacyjnego.

Przedmiot wynalazku w przykładzie realizacji jest odtworzony na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy zespołu nadawczego i odbiorczego koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym, fig. 2 -przedstawia strukturę ramki kanału telekomunikacyjnego stosowaną w systemie telekomunikacyjnym z fig. 1, zaś fig. 3 przedstawia schemat blokowy estymatora kanału stosowanego w zespole odbiorczym systemu telekomunikacyjnego z fig. 1.

W rozwiązaniu według wynalazku przyjęto nowe podejście do łączności wstępującej DS-CDMA. Wykorzystano tu detekcję koherentną z ocen kanału na podstawie znaku wzorcowego. Fachowiec zauważy, że inne rodzaje systemów telekomunikacyjnych (np. systemy łączności osobistej, systemy dalekosiężne, satelitarne systemy telekomunikacyjne, sieci transmisji danych itp.) mogą być również dostosowywane i konstruowane do wykorzystywania opisanych tu zasad. Przez zastosowanie takiego sposobu detekcji koherentnej w łączności wstępującej DS-CDMA można uzyskać znaczne poprawienie stosunku sygnału do szumu Eb/No w porównaniu do sposobów detekcji niekoherentnej. W szczególności wyniki symulacji wykazały, że żądany stosunek Eb/No przy stosowaniu tego nowego schematu jest o około 2,5 dB mniejszy niż przy niekoherentnej detekcji kodowania Walsha z przeplataniem międzybitowym, a o 1,3 dB mniejszy niż przy niekoherentnej detekcji kodowania Walsha z przeplataniem znaku (tzn. słowo po słowie) w całym zakresie praktycznych prędkości poruszania się ruchomych jednostek łączności (tzn. od 0 do 100 km/h). Analizę tego nowego systemu podano w domenie częstotliwości. Analiza ta daje w wyniku prosty wzór, który charakteryzuje ułomność takiego systemu w stosunku do doskonałej detekcji koherentnej.

W celu zrealizowania skutecznej detekcji koherentnej konieczne jest uzyskanie dokładnej oceny kanału. Istnieją zasadniczo dwa rodzaje sposobów oceny kanałów: w oparciu o dane i w oparciu o wzorzec. Ocenę kanału w oparciu o dane można realizować jako kierowaną decyzyjnie lub jako nie kierowaną decyzyjnie. W przypadku łączności wstępującej

174 713

DS-CDMA zespół oceny kanału musi działać przy małych stosunkach sygnału do szumu, a zanikanie jest stosunkowo szybkie. W związku z tym problem kierowania decyzyjnego nie nadaje się ze względu na wysoki stopień błędu decyzji. Z drugiej strony sposób z kierowaniem niedycyzyjnym, taki jak ujawniono w artykule A.J.Viterbi i A.M. Viterbi Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission, IEEE Trans, on Info. Theoiy, vol. IT-29, nr 4, str. 543-551, lipiec 1983, zawsze jest obarczony niejednoznacznością fazowaą, np. niejednoznaczność 180° dla binarnego kluczowania przesunięciem fazy BPSK lub niejednoznaczność 90° dla kwadraturowego kluczowania przesunięciem fazy QPSK, przy ocenianiu kanału. W konsekwencji trzeba stosować kodowanie różnicowe, aby usunąć jej wpływ.

Jednakże, w systemach telekomunikacyjnych, w których sygnał kodowany różnicowo jest przesyłany kanałami z zanikiem Rayleigh’a, nawet przy detekcji koherentnej nadal jest wymagany stosunek Eb/No o ponad 3 dB większy niż przy przesyłaniu sygnału z nieróżnicowo kodowanym przesunięciem fazy PSK.

Jednym ze sposobów rozwiązania problemu błędu decyzyjnego i niejednoznaczności fazy jest stosowanie znaków wzorcowych do oceny kanału. Ocena kanału na podstawie znaku wzorcowego odbywa się w sposób następujący. Znaki wzorcowe znane odbiornikowi są wprowadzane w strumień znaków danych informacji namiarowych, które mogą być kodowane znakami. W odbiorniku próbki odebranego sygnału odpowiadające znakom wzorcowym są wykorzystywane do generowania oceny kanału. Ponieważ znaki wzrocowe są znane odbiornikowi, nie ma błędów decyzyjnych, a uzyskana ocena kanału nie ma niejednoznaczności fazy. Dzięki temu uzyskuje się solidny system telekomunikacyjny z przesyłaniem sygnałów z kodowaniem nieróżnicowym.

Wprowadzone znaki wzorcowe mogą być zestawione w bloki lub rozmieszczone równomiernie. W przypadku kanału z zanikiem płaskim pożądane jest wprowadzanie znaków wzorcowych w strumień danych okresowo i równomiernie. W przypadku łącza wstępującego DS-CDMA z odbiornikiem RAKE do przetwarzania czołowego można traktować, że wy'ściu każdego palca RAKE jest sygnał z zanikiem płaskim. W korzystnym przykładzie realizacji systemu telekomunikacyjnego jest realizowane równomierne wprowadzanie jednego znaku wzorcowego na każde M kodowanych znaków danych.

Podstawowe działanie odbiorników RAKE opisane jest w artykule R.Price i P.E.Greem, junior, 'A Communication Technique for Multipath Channels, Proceedings of the IRE, marzec 1958, s. 555-570. Odbiornik RAKE przeprowadza ciągły szczegółowy pomiar wielotorowej charakteiystyki odbieranego sygnału Wiadomości te są potem wykorzystywane do zwalczania selektywnego zaniku przez indywidualne wykrywanie sygnałów odbitych, z zastosowaniem metody korelacji i algebraicznego łączenia tych sygnałów odbitych w jeden sygnał zdetekowany. Zakłócenia międzyznakowe są wytłumiane przez zmienianie opóźnienia lub fazy pomiędzy różnymi wykrytymi sygnałami odbitymi przed ich algebraicznym zsumowaniem

Na fig. 1 przedstawiono system koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie. W części kodującej 100 systemu telekomunikacyjnego bity danych 102 kanału ruchu są wprowadzane do kodera 104 z określoną prędkością (np. 9,6 kb/s). Wejściowe bity danych kanału ruchu mogą zawierać albo głos przetworzony w dane przez wokoder, albo czyste dne, albo kombinację obu tych rodzajów danych. Koder 104 koduje wejściowe bity danych 102 w znaki danych z określoną prędkością kodowania (1/r) za pomocą algorytmu kodowania, który ułatwia późniejsze dekodowanie znaków danych w bity danych z maksymalnym prawdopodobieństwem (np. algorytmu kodowania splotowego lub blokowego). Przykładowo koder 104 koduje wejściowe bity danych 102 (np. 192 wejściowe bity danych odebrane · z prędkością 9,6 kb/s) z określoną prędkością kodowania jednego bitu danych na trzy znaki danych (tzn 1/3), tak że na wyjściu kodera 102 występują znaki danych 106 (np. 576 wyjściowych znaków danych przy prędkości 28,8 kiloznaków na sekundę).

174 713

Znaki danych 106 są następnie wprowadzane w zespół przeplatania 108. Zespół przeplatania 108 zestawia znaki danych 106 w bloki (tzn. ramki) i przeplata blokowo wejściowe znaki dnych 106 na poziomie znaków. W zespole przeplatania 108 znaki danych są pojedynczo wprowadzane w macierz, która tworzy określonej wielkości blok znaków danych. Znaki danych są wprowadzane w komórki tej macierzy tak, że macierz jest wypełniana kolumna po kolumnie. Znaki danych są pojedynczo wyprowadzane z komórek macierzy tak, że macierz jest opróżniana wiersz po wierszu. Zwykle macierz ta jest macierzą kwadratową posiadającą pewną liczbę wierszy równą liczbie kolumn. Można jednak wybrać inne postaci macierzy, w celu powiększenia odstępu przeplatania na wyjściu pomiędzy kolejno wprowadzanymi nieprzeplecionymi znakami danych.

Przeplecione znaki danych 110 są wprowadzane przez zespół przeplatania 108 z tą samą prędkością znaków danych, z jaką były wprowadzane (np. 28,8 kiloznaku/sekundę). Określony rozmiar bloku znaków danych, zdefiniowany przez macierz, jest uzyskiwany z maksymalnej liczby znaków danych, które mogą być przesyłane z prędkością bitów kodowanych w bloku transmisji o określonej długości. Przykładowo, jeśli znaki danych 106 są wyprowadzane z kodera 104 z prędkością 28,8 kiłoznaku/sekundę i jeśli określona długość bloku transmisji wynosi 20 ms, wówczas określony rozmiar bloku znaków danych wynosi 28,8 kiloznaku/sekundę razy 20 ms, co równa się 576 znaków danych, co definiuje macierz 18 x 32.

Przeplecione znaki danych 110 są następnie podawane na zespół 112 wprowadzania bitów wzorcowych, który wprowadza L znanych bitów wzorcowych na każde M przeplecionych znaków danych 110. Dla uproszczenia dalszego opisu załóżmy, że L = 1, a M = 6. Załóżmy ponadto, że każdy wprowadzany bit wzorcowy jest bitem zerowym. Wiadomo jednak, że L i M mogą mieć dowolną inną wartość bez odchodzenia od zakresu i ducha przedmiotowego wynalazku. Ponadto bity wzorcowe mogą stanowić dowolną znaną sekwencję, jak sekwencja złożona tylko z jedynek lub złożona z kilku jedynek, po których następuje kilka bitów zerowych, bez odchodzenia od zakresu i ducha przedmiotowego wynalazku. Kiedy L = 1 i M = 6, zespół 112 wprowadzania bitów wzorcowych daje na wyjściu 672 kodowane bity wzorcowe 114 dla każdego bloku (tzn. ramki), tak że jeden bit wzorcowy wprowadzany jest pomiędzy każdą grupą sześciu znaków danych. Przykład przesyłanego bloku kodowanych wzorcowo znaków danych 114, który zawiera 42 bity, pokazano na fig. 2 (gdzie każde d oznacza znak danych, a każde r oznacza bit wzorcowy.

Kodowane wzorcowo znaki danych 114 są wprowadzane z części kodującej 100 systemu telekomunikacyjnego i podawane na część nadawczą 116 systemu telekomunikacyjnego. Znaki danych 114 są przygotowywane do przesyłania w kanale telekomunikacyjnym za pomocą modulatora 117. Następnie zmodulowany sygnał jest podawany do anteny nadawczej 118 w celu nadania go w kanale telekomunikacyjnym 120.

Modulator 117 przygotowuje znaki danych 114 do bezpośredniego przesyłania z kodowaniem sekwencyjnym z podziałem w rozłożonym widmie przez uzyskanie sekwencji o stałej długości kodów z kodowanych wzorcowo znaków danych 114, w procesie rozkładania w widmie. Przykładowo, każdy ze znaków danych w strumieniu kodowanych wzorcowo znaków danych 114 może być rozkładany do unikatowego kodu o długości dziewięciu bitów tak, że grupa sześciu znaków danych reprezentowana jest przez pojedynczy kod o długości 54 bitów. Ponadto każdy bit wzorcowy wewnątrz strumienia kodowanych wzorcowo znaków danych 114 może wybierać kod o długości dziesięciu bitów. Kody reprezentujące grupę sześciu znaków danych i przyporządkowany bit wzorcowy są korzystnie łączone w celu utworzenia jednego kodu o długości 64 bitów.

W wyniku tego procesu rozkładania modulator 117, który odebrał kodowane wzorcowo znaki danych 114 ze stałą prędkością (np. 28,8 kiloznaku/sekundę), ma teraz rozłożoną sekwencję kodów o długości 64 bity o większej ustalonej prędkości znaków (np. 307,2 kiloznaku/sekundę). Jest oczywiste, że bity wzorcowe i znaki danych w strumieniu kodowanych wzorcowo znaków danych 114 mogą być rozłożone według wielu innych algorytmów

174 713 w sekwencję kodów o większej długości bez odchodzenia od zakresu i ducha przedmiotowego wynalazku.

Ta rozłożona sekwencja jest dalej przygotowywana do transmisji rozłożonej w widmie z bezpośrednim podziałem kodu sekwencyjnego przez dalsze rozkładanie rozłożonej sekwencji za pomocą długiego kodu rozkładania (np. kodu PN). Kod rozkładania jest specyficzną dla danego użytkownika sekwencją znaków lub unikatowym kodem użytkownika, który jest wyprowadzany ze stałą prędkością elementów (np. 1,228 megaelementów/sekundę). Oprócz zapewniania identyfikacji, który użytkownik wysłał zakodowane bity danych 102 kanału ruchu w kanał telekomunikacyjny 120, taki unikatowy kod użytkownika zwiększa bezpieczeństwo łączności w kanale telekomunikacyjnym przez szyfrowanie zakodowanych bitów danych 102 kanału ruchu. Ponadto kodowane bity danych z rozłożeniem według kodu użytkownika (tzn. znaki danych) są wykorzystywane do dwufazowej modulacji sinusoidy przez sterowanie elementów regulacji poziomu mocy sinusoidy. Sinusoidalny sygnał wyjściowy przepuszczany jest przez filtr pasmowo przepustowy, przesuwany do częstotliwości radiowej, jest wzmacniany, filtrowany i wypromieniowywany przez antenę nadawczą 118, by zakończyć nadawanie bitów danych 102 kanału ruchu w kanale telekomunikacyjnym 120 z modulacją BPSK.

Część odbiorcza 122 systemu telekomunikacyjnego odbiera nadawany sygnał z rozłożeniem w widmie z kanału łączności 120 poprzez antenę odbiorczą 124. Odebrany sygnał jest próbkowany w próbkach danych pobieranych przez zespół próbkowania i likwidacji rozłożenia 126. Następnie te próbki danych 142 są podawane do części dekodującej 154 systemu łączności.

Zespół próbkowania i likwidacji rozłożenia 126 próbkuje w systemie modulacji BPSK odebrany sygnał rozłożony w widmie przez filtrowanie, demodulację, przesunięcie z częstotliwości radiowej i próbkowanie z określoną prędkością (np. 1,2288 megapróbki/sekundę). Następnie likwiduje się rozłożenie tego próbkowanego w systemie BPSK sygnału przez skorelowanie odebranych próbkowanych sygnałów z kodem długiego rozkładania. Uzyskany po likwidacji rozłożenia próbkowany sygnał 128 jest próbkowany z określoną prędkością i podawany do zespołu 130 wyciągania bitu wzorcowego (np. 307,2 kilopróbki/sekundę, tak że sekwencja czterech próbek odebranego sygnału rozłożonego w widmie podlega likwidacji rozłożenia i/lub jest reprezentowana przez pojedynczą próbkę danych).

Zespół wyciągnia bitów wzorcowych 130 korzystnie wyciąga bity wzorcowe 132 z próbkowanego sygnału 128 po likwidacji rozłożenia i podaje te bity wzorcowe 132 do zespołu 134 oceny kanału. Pozostałe próbki danych 138 z próbkowanego sygnału 128 po likwidacji rozłożenia są podawane do koherentnego detektora 140 w celu dokonania później koherentnej detekcji próbek danych 142.

Zespół 134 oceny kanału koreluje wyciągnięte bity wzorcowe 132 ze znaną wzorcową sekwencją próbek danych, aby uzyskać nieobciążone, ale zaszumione oceny kanałów. W celu uzyskania lepszej oceny kanału 136 te zaszumione oceny mogą być przepuszczane przez filtr dolnoprzepustowy, który może być stały lub adaptacyjny, aby usunąć wysokoczęstotliwościowe składowe szumu. Wynikowe oceny 136 kanału są stosunkowo pozbawione szumu i mogą być stosowane do koherentnej detekcji. Należy zauważyć, że filtrowanie dolnoprzepustowe daje nam tylko jedną ocenę kanału co (M+1)T, gdzie M jest liczbą znaków danych pomiędzy kolejnymi bitami wzorcowymi wprowadzanymi przez zespół 112 wprowadzania bitów wzorcowych (np. M=6), a T oznacza interwał czasowy każdej próbki danych. W celu przeprowadzenia koherentnej detekcji przesyłanych znaków danych musimy mieć ocenę kanału co każde T. Kiedy (M+ 1)T jest krótki w stosunku do stałej czasu wariacji kanału, prosta ale skuteczna metoda otrzymania oceny kanału co każde T polega na przeprowadzaniu liniowej interpolacji pomiędzy dwiema ocenami kanału przedzielonymi czasem (M+1)T. Fachowcy zdają sobie jednak sprawę z tego, że można zastosować bardziej skomplikowane techniki interpolacji, jeśli to jest potrzebne.

174 713

W korzystnym przykładzie realizacji koherentnego systemu telekomunikacyjnego do ogólnego poprawienia działania systemu można również zastosować sterowanie mocy. Algorytmy sterowania mocy mogą być bardzo podobne do algorytmów używanych w niekoherentnych systemach telekomunikacyjnych. Korzystny przykład realizacji algorytmu sterowania mocy obejmuje ocenianie odbieranej mocy co 1,25 ms (tzn. co każdy blok lub ramkę) lub co 12 bitów informacji, tzn. co każde 36 kodowanych bitów lub 42 razem odebrane próbki sygnału. Ocena mocy może być obliczana za pomocą kilku różnych technik. Jedna z nich polega na obliczaniu oceny kanału przez zespól 146 oceny mocy przez wykorzystanie po prostu sześciu próbek sygnału wzorcowego (tzn. bitów wzorcowych 144 z zespołu 130 wyciągania bitów wzorcowych) w bloku o długości 42 bitów. Kwadrat wartości oceny kanału jest następnie podawany przez zespół 146 oceny mocy jako ocena mocy 148.

Po wygenerowaniu ocen kanału 136 działanie pozostałej części odbiornika jest konwencjonalne. Koherentny detektor 140 mnoży pozostałe próbki danych 138 z próbkowanego sygnału 128 po likwidacji rozłożenia przez sprzężone oceny kanału 136, aby wygenerować koherentnie detekowane próbki 142.

Jak to ocenią fachowcy, wiele może być części odbiorczych 122-23 i, odpowiednio, anten odbiorczych 124-125, które pozwolą uzyskać zbiorczość przestrzenną. N-ta część odbiornika działałaby zasadniczo w taki sam sposób, by odtwarzać próbki danych z odebranego sygnału rozłożonego w widmie w kanale telekomunikacyjnym 120, jak opisana powyżej część odbiorcza 122. Wyjścia 142-152 N części odbiorczych są, korzystnie, wejściem układu mnożącego .150, który łączy zbiorcze wejściowe próbki danych w złożony strumień koherentnie detekowanych próbek danych 160.

Poszczególne próbki danych 160, które tworzą programowe dane decyzyjne, są następnie wprowadzane do części dekodującej 154 zawierającej zespół likwidacji przeplatania blokowego 162, który likwiduje przeplatanie wejściowych programowych danych decyzyjnych 160 z indywidualnym poziomem danych. W zespole 162 programowe dane decyzyjne 160 zostają indywidualnie wprowadzane do macierzy, która tworzy blok danych programowych danych decyzyjnych o określonym wymiarze. Te dane są wprowadzane w komórki macierzy tak, ze macierz ta jest wypełniana kolejno wiersz po wierszu. Programowe dane decyzyjne 164 po likwidacji przeplotu są oddzielnie wyprowadzane z komórek macierzy ta, że macierz ta jest opróżniana kolejno kolumna po kolumnie. Programowe dane decyzyjne 164 po likwidacji przeplotu są wyprowadzane przez zespół 162 likwidacji przeplotu z taką samą prędkością, z jaką zostały wprowadzone (np. 28,8 kilometry/sekundę).

Określonej wielkości blok programowych danych decyzyjnych zdefiniowany przez macierz uzyskiwany jest z próbek danych próbkowanych z maksymalną prędkością z sygnału rozłożonego w widmie odbieranego w bloku transmisji o określonej długości.

Dane 164 po likwidacji przeplotu są podawane na dekoder 166, który wykorzystuje techniki dekodowania z maksymalnym prawdopodobieństwem w celu wygenerowania bitów danych 168 ocenianego kanału ruchu. Techniki dekodowania z maksymalnym prawdopodobieństwem mogą być wspomagane przez zastosowanie algorytmu, który jest zasadniczo podobny do algorytmu dekodowania Viterbi’ego. Dekoder 166 wykorzystuje pewną grupę indywidualnych programowych danych decyzyjnych 164 w celu utworzenia zestawu przejściowych metryk programowych decyzji do wykorzystania w każdym pojedynczym punkcie czasowym oceny sekwencji z maksymalnym prawdopodobieństwem dekodera 166. Liczba programowych danych decyzyjnych 164 w grupie użytej do utworzenia każdego zestawu przejściowych metryk programowych decyzji odpowiada liczbie znaków danych 106 na wyjściu splotowego kodera 104, wytwarzanych z każdego wejściowego bitu danych 102. Liczba przejściowych metryk programowych decyzji w każdym zestawie jest równa liczbie 2 podniesionej do potęgi z wykładnikiem równym liczbie programowych decyzyjnych danych 164 w każdej grupie. Przykładowo, kiedy w nadajniku stosowany jest koder splotowy. 1/3, wówczas z każdego wejściowego bitu danych 102 wytwarzane są trzy znaki danych 106. Dekoder 166 wykorzystuje więc grupy trzech oddzielnych programowych

174 713 danych decyzyjnych 164 do wytworzenia ośmiu przejściowych metryk programowych decyzji do stosowania na każdym etapie czasowym oceniania sekwencji maksymalnego prawdopodobieństwa, w dekoderze 166. Oceniane bity danych 168 są generowane z prędkością odpowiadającą prędkości, z jaką programowe dane decyzyjne 164 są doprowadzane do dekodera 166 i ze stałą prędkością wykorzystywaną do pierwotnego kodowania wejściowych bitów danych 102 (np. jeśli dane programowe decyzyjne 164 są wprowadzane z prędkością 28,8 kilometrów na sekundę, a prędkość pierwotnego kodowania wynosiła 1/3, wówczas oceniane bity danych 168 są wyprowadzane z prędkością 9600 bitów/sekundę).

Powyżej, w odniesieniu do Fig. 1, został zatem opisany system telekomunikacyjny koherentnego kodowania i dekodowania. Reasumując, ten system telekomunikacyjny zawiera jedną część, która koduje wejściowe bity danych w znaki danych, przeplata te znaki danych w systemie znak po znaku, wprowadza bity wzorcowe w przeplecione znaki, moduluje i nadaje kodowane wzorcowo znaki danych w kanale telekomunikacyjnym. Ten system telekomunikacyjny zawiera ponadto drugą cześć, która odbiera i demoduluje sygnały z kanału telekomunikacyjnego, ocenia parametry kanału telekomunikacyjnego, koherentnie domoduluje próbki danych w odebranym sygnale, likwiduje przeplot koherentnie zdetekowanych próbek danych, które są wykorzystywane w programowych danych decyzyjnych w każdym odebranym bloku transmisji, następnie generuje przejściowe metryki programowych decyzji z indywidualnych danych programowej decyzji po usunięciu przeplotu, a potem generuje bity ocenianych danych z metryk programowej decyzji przy użyciu technik dekodowania z maksymalnym prawdopodobieństwem.

Aby dokładniej uzasadnić tę metodę stosowania bitów wzrocowych do koherentnej detekcji próbek danych i działanie zespołu oceny kanału 134 oraz aby ułatwić dalszy opis przedstawimy poniżej następujący model matematyczny.

Kanał zanikowy można modelować jako mającą wartości zespolone funkcję czasu t oznaczaną jako h(t). Interwał czasowy bitów wzorcowych kodowanych splotowo oznaczony jest przez T. Odebrany sygnał po demodulacji i po usunięciu rozłożenia jest następnie próbkowany co interwał T. Zakładając, że jeden bit wzorcowy wprowadzany jest co 6 kodowanych bitów, próbki odpowiadające bitowi wzorcowemu pojawiają się w chwilach nTr = 7nT, n=...,-1,0,1,..., gdzie T_r = 7T. Szacunkowe zakłócenia można wtedy zapisać jako:

h(nT_r) = h(nT_r) + z(T_r) (równanie 1) gdzie z(nTr) oznacza próbkowany szum addytywny. Lepsze oszacowanie niż podane w równaniu 1 można uzyskać:

(równanie 2)

Przykładowo można wybrać N = 3. Otrzymuje się wtedy ocenę dla każdego interwału Tr bitów wzorcowych z zastosowaniem 7 ocen szumów. Aby otrzymać ocenę kanału przy kT dla k 7n, potrzebną do wygenerowania informacji detekcji koherentnej, można stosować metody interpolacyjne. Najłatwiejszą metodą interpolacji jest użycie interpolacji liniowej. Przykładowo, zakładając, że k = 7n+i, gdzie 1 < i < 6, otrzymujemy równanie 2 w postaci:

h(kT) = | [(7 -1) x h(7nT) + i x h(7nT+7T)] = | {(7 -0 x h(nt_r) + i x h[(n+l)T_r]} (równanie 3)

174 713

Dla dalszego poprawienia oceny można stosować inne bardziej skomplikowane techniki interpolacji. Kiedy jednak zanik w kanale jest relatywnie powolny w porównaniu z częstością próbkowania '1/Tr sygnału wzorcowego, wystarcza opisana powyżej metoda interpolacji liniowej.

Odpowiedź próbkowanego kanału h(n) = h(nTr) może być modelowana jako powoli zmieniający się proces przypadkowy z widmem energetycznym Φ(ί), przy czym φ(f) = 0 dla f < -fd i f > fd, gdzie fd jest częstotliwością Dopplera. Jeżeli fd nie jest znane lub może zmieniać się w funkcji czasu, najlepszą oceną h(n), którą można otrzymać, jest przepuszczenie oceny szumu h(kTr) poprzez idealny dolnoprzepustowy liniowy fazowo filtr, który usuwa składowe szumu o częstotliwości |f| > fd,max. Optymalny filtr miałby charakterystykę częstotliwościową, tzn. transformatę Fourier’a Wk oznaczoną jako:

fl -f <f<f f(w) i-—-— (równanie 4) 'O dowolnie

Jednym takim filtrem jest filtr o skończonej charakterystyce impulsowej FIR, którego sygnał wyjściowy można zapisać jako:

~ ^N _Λ h(n) = h(nT_r) = w_kh(nT_r + kT_r) (równanie 5) k=-N gdzie Wk oznacza współczynnik filtru FIR lub wagę dla generacji oceny.

Łatwo widać, że opisany powyżej sposób średniej próbki (2N + 1) jest przypadkiem specjalnym metody sumy ważonej, jeśli Wk = 1/(2N +1). Przez wybranie Wk zgodnie z kryterium opisanym powyżej można otrzymać lepszą ocenę h(n), chociaż wprowadzone zostanie opóźnienie. Na Fig. 3 okazano, w jaki sposób równanie 5 można zastosować do generowania oceny kanału z zastosowaniem średniej ważonej zakłóceń kanału szacowanych na podstawie sygnału wzorcowego.

Można zauważyć, że działanie idealnego odbiornika koherentnego w kanale z zanikiem Rayleigh’a jest znane. W dalszej części opisu zostanie zatem przeanalizowane pogorszenie działania metody szacowania kanału na podstawie wzorca w stosunku do optymalnego odbiornika koherentnego w takim kanale.

Pogorszenie to jest spowodowane głównie przez dwa czynniki. Po pierwsze, ze względu na wprowadzenie bitów wzorcowych nie przenoszących informacji ilość energii przypadająca na bit informacji Eb jest skutecznie zmniejszona (tzn. zmniejszona jest prędkość danych), podczas gdy sumaryczna przesyłana moc pozostaje taka sama. Po drugie, w obecności szumu wstępują błędy w ocenach kanałów. Całkowite pogorszenie jest łącznym wynikiem działania obu tych czynników.

Pogorszenie Eb na skutek wprowadzenia wzorca, oznaczone przy pomocy ζ i, można prosto wyrazić jako:

Zj=(M + 1)/M = 1 + 1/M (równanie 6) gdzie 1/M oznacza częstość wprowadzania. Przykładowo dla M = 6 występuje pogorszenie Eb 10log10(7/6) ~ 0,67 dB.

W celu przeanalizowania pogorszenia działania na skutek błędu oceny trzeba najpierw stworzyć model kanału i przesyłania sygnału dla łącza wstępującego DS-CDMA. Łącze wstępujące DS-CDMA można traktować jak wiele kanałów z zanikiem płaskim.

174 713

Dla każdego z tych kanałów z zanikiem płaskim odebrany sygnał po usunięciu rozłożenia w widmie można wyrazić jako:

r(k) = h(k)a(k)+z(k) (równanie 7) gdzie tyk) oznacza próbkę odebraną przy kT, a(k) oznacza odpowiadające przesyłane dane lub znak wzorcowy, h(k) jest przypadkową zmienną zespoloną dolnego pasma charakteryzującą kanał zanikowy, a z(k) jest szumem addytywnym lub zakłóceniem, które jest w przybliżeniu białe i gausowskie. Średni stosunek sygnału do szumu jest równy

E[|a(k) |²]E[|h(k) gdzie σ²y jest wariancją szumu. Według modelu kanału Jakes’a (W.C.Jakes, Ed., Microwave Mobile Communications, John Wiley, Nowy Jork, 1974), h(k) jest zmienną nieobciążoną o rozkładzie gausowskim. Jej widmo energetyczne, zwane widmem Dopplera, określone jest przez:

H(f) =

2nf_d m²

U

-1/2 (równanie 8) gdzie fd jest częstotliwością Dopplera, która jest funkcją częstotliwości nośnej i prędkości poruszania się ruchomej jednostki telekomunikacyjnej. ' Można ponadto założyć, że stosuje się przesyłanie sygnału sys temem BPSK.

Fachowcy zauważą, że można również przyjąć następujące założenia dotyczące przesyłania sygnału z kwadraturowym kluczowaniem przesunięcia fazy. Jeżeli przyjmiemy, że | a(k) | = 1, wtedy można założyć, że znaki wzorcowe wprowadzane są przy (M + 1)kT, a więc że a((M + 1)k) i r((M + 1)k) są odpowiednio znakami odniesienia i odebranymi próbkami. Przez przemnożenie r((M + 1)k) przez liczbę sprzężoną znaku wzorcowego a · (M + 1)k) otrzymamy wynikową ocenę kanału:

h((M +1 )k) = h((M+1 )k) + a ((M+1 )k)z((M +1 )k). (równanie 9)

W ocenie kanału określonej przez (równanie 9), h((M + 1)k) jest zmienną przypadkową dolnego pasma, a drugi czynnik jest błędem oceny kanału.

Kiedy 1/(M + 1)T > 2fd, ocenę kanału (M + 1)kT można jeszcze poprawić, to znaczy można zmniejszyć wariancję błędu oceny kanału. Z teorii filtrowania Wienera wiadomo, że optymalna nieobciążoną ocena kanału w sensie maksymalizacji stosunku energii sygnału do wariancji błędu oceny można otrzymać przez przepuszczenie h((M + 1)k) przez liniowy fazowo filtr, którego moduł odpowiedzi jest równy pierwiastkowi kwadratowemu ilorazu H(f) przez widmo szumu. Optymalnym zespołem oceniania kanału na podstawie wprowadzonych znaków wzorcowych jest faktycznie dopasowany liniowo filtr, który jest dostosowany do dopplerowskiego widma kanału podzielonego przez widmo szumu.

W praktyce trudno jest zrealizować takie optymalne urządzenie oceniające, ponieważ widmo Dopplera i widmo szumu zwykle nie są znane i zmieniają się z czasem.

Rozwiązanie gorsze od optymalnego i realistyczne polega na stosowaniu stałego, liniowego fazowo filtru dolnoprzepustowego, którego częstotliwość odcięcia jest większa lub równa maksymalnej możliwej częstotliwości Dopplera.

174 713

Przy filtrowaniu h(M+ 1)k) z zastosowaniem idealnego filtru dolnoprzepustowego liniowego fazowo, którego częstotliwość odcięcia jest f_Ode, z zerowym opóźnieniem grupoowym lub równoważnie ze stałym opóźnieniem grupowym i z jednostkową wielkością w paśmie przepustowym filtru, sygnał na wyjściu filtru można wyrazić jako:

h((M + 1)k) = h((M+1)k)+z((M + 1)k) (równanie 10)

Można wykazać, że wariancja z(M + 1)k) resztkowego błędu oceny, jest równa o2_z x (2fodc/fr, gdzie fr = 1/(M + 1)T oznacza częstotliwość wprowadzania znaku wzorcowego. Mówiąc dokładniej, po filtrowaniu wariancja błędu oceny kanału jest zmniejszona o współczynnik 2fodc/fr. Następnie, przy zastosowaniu interpolacji liniowej, oceny kanałów przy kT dla k(M 4- 1 )k mogą być generowane według równania 3. Na podstawie równania 7 i równania 10 koherentnie detekowane próbki można zapisać jako a(n) = r(k)h (k) = )h(k)]²a(k)+z (k)h(k)a(k)+z(k)h(k)+z(k)z(k) (równie U)

Jeżeli ponadto założy się, że z (k)h(k)a(k) i z(k)h · (ki) są niezależne, a czynnik błędu z(k)z · (k) wysokiego rzędu jest pomijalnie mały, wówczas całkowita wariancja szumu na wyjściu detektora jest równa | h(k) |² (cr_z + #2. Przez porównanie tego wyniku z optymalnym odbiornikiem koherentnym na łączenie z maksymalnym stosunkiem, który ma wariancję szumu | h(k) |2 c/y na wy'ściu detektora można stwierdzić, że pogorszenie na skutek błędu oceny jest w przybliżeniu równe:

;_sz«1 + a²/a²=1 + (2f_odc/f_r) (równanie 12)

Przez połączenie równania 6 i równania 12 całkowite pogorszenie działania można wyrazić jako:

ς„«[ΐ + (2^/f,]x(l + l/M) (równanie 13)

Działanie systemu można zoptymalizować przez wybranie właściwego M, aby zmniejszyć do minimum ζ sum.

Dla systemu z kodowaniem splotowym r = 1/3 z prędkością transmisji informacji 9600 bitów na sekundę prędkość kodowanych bitów wynosi 28800 bitów na sekundę. Jeżeli M = 6, wtedy fr = 4800 Hz. Dla f0dc = 300 Hz całkowite pogorszenie wynosi (1 + 1/8) x (1 + 1/6) = 63/48 lub około 1,14 dB. Ponieważ optymalny koherentny odbiornik potrzebuje Eb/No ponad 3 dB poniżej wartości wymaganej przez odbiornik niekoherentny, można oczekiwać zysku ponad 2 dB.

Przy zbiorczym łączeniu sygnałów z wielu palców RAKE i/lub wielu anten różnica w działaniu pomiędzy odbiornikiem koherentnym a odbiornikiem niekoherentnym może być nawet większa, poniważ dla odbiornika koherentnego nie istnieją straty łączenia występujące w odbiorniku niekoherentnym. Chociaż ta dodatkowa zaleta może być częściowo likwidowana przez fakt, że kiedy stosuje się łączenie zbiorcze, system łączności prawdopodobnie będzie pracował przy mniejszych stosunkach sygnału do szumu dla poszczególnych

174 713 sygnałów łączonych niż bez zbiorczości. Na skutek tego czynnik drugiego rzędu w równaniu 11 można ignorować.

W powyższym omówieniu założono, że do oceny kanału zastosowano idealny filtr dolnoprzepustowy. Realizacja takiego idealnego filtru wymaga nieskończonego opóźnienia. Praktyczny filtr musi mieć pewne pasmo przejściowe, by miał skończone opóźnienie. Dopuszczona maksymalna częstotliwość Dopplera powinna być zatem mniejsza niż skuteczna szerokość pasma filtru. Przykładowo można być skonstruowany filtr, który ma pasmo przejściowe od 200 Hz do 400 Hz. Wynikowy filtr będzie miał opóźnienie mniejsze niż 5 ms przy zachowaniu skutecznej szerokości pasma 300 Hz. Przy stosowaniu takiego filtru nie ma dodatkowego pogorszenia, jeżeli ruchoma jednostka łączności ma prędkość mniejszą niż 220 km/h.

Ponadto w powyższym omówieniu założono, że dane i znaki wzorcowe są przesyłane w sposób ciągły. W efekcie sygnały wzorcowe są dostępne po każdym interwale czasowym Tr i mogą być wykorzystywane do oceny kanału za pomocą filtrowania dolnoprzepustowego. W pewnych przypadkach, na przykład kiedy stosowana jest transmisja mowy ze zmienną prędkością, pożądane jest przesyłanie danych w krótkich nieciągłych blokach. W takim wypadku znaki wzorcowe są również przesyłane w sposób nieciągły i metodę filtrowania dolnoprzepustowego opisaną powyżej należy zmodyfikować jak opisano poniżej, aby nadawała się do stosowania.

Po pierwsze, trzeba zauważyć, że kiedy czas trwania bloku danych jest krótki względem stałej czasu wariacji kanału, można założyć, ze odpowiedź kanału zmienia się liniowo w czasie jednego bloku. Odpowiedź kanału h(kT) można zatem wyrazić jako:

H(kT) = a + 3k (równanie 14) gdzie a i β są to dwie stałe zespolone podlegające ocenie. Te dwie stałe można określić przez wykorzystanie odebranych próbek wzorcowych przez liniowe najlepsze dopasowanie w oparciu o zasadę najmniejszych kwadratów LS. Szczegóły tych metod oceny przedstawiono w poniższym przykładzie.

Jeżeli założyć, że przesyłany blok danych (tzn. ramka) składa się z 36 znaków danych i z 6 wprowadzonych znaków wzorcowych (patrz Fig. 2), w rezultacie w jednym bloku danych przesyłane są 42 znaki. Ten blok danych można podzielić interwałami czasowymi, w których nie są przesyłane żadne dane. Kiedy zatem taki krótki blok jest odbierany, mamy tylko 6 próbek wzorcowych podczas interesującego interwału czasowego.

W przykładzie tym ocena kanału przeprowadzana jest przy użyciu tyko odebranych próbek wzorcowych. Odebrane próbki można oznaczyć przez r(k), k = 0,..., 41, co można zapisać jako:

r(k) = h(kT)a(k)+z(k) (równanie 15) gdzie a(k) jest k-tym przesyłanym znakiem, który może być albo znakiem danych (nieznanym odbiornikowi), albo znakiem wzorcowym ( znanym odbiornikowi), a z(k) oznacza addytywny szum przy k. W przykładzie tym dla próbki wzorcowej r(k), k = 7i + 3, i = 0, 1, 2, 3, 4 i 5, ponieważ a(k) jest znane, można otrzymać następującą ocenę zakłócanego kanału:

h(kT) = r(k)a (k) (równanie 16)

174 713 gdzie a’(k) oznacza liczbę sprzężoną w stosunku do a(k). Przez zmniejszenie do minimum błędu LS pomiędzy h(kT) według równania 14 i h(kT), oceny LS dla α i β mogą spełnić następujące równania:

aN + p£k = £kh(k) k k ^αΣ^κ+βΣ^κ2=Σ^κ^^κ) k k k (równanie 17) (równanie 18) gdzie N oznacza liczbę elementów sumy, a h(kT) jest określone przez równanie 16, zaś indeks sumowania k ma wartość k = 3 + 7i, gdzie i = 0,1,..., 5. Rozwiązanie dla α i β wyznaczają następujące równania:

β+d £k^sx£h(k)-N2kh(k)

Nyh(k)-yk'£h(^k) (równanie 19) (równanie 20) gdzie d = 1/

(równanie 21)

Odpowiedzi ocenianego kanału w czasie kT, k = 0, 1,..., 41 można zatem obliczyć według równania 14 stosując szacowane wartości α i β.

Chociaż wynalazek został opisany i przedstawiony z pewnym stopniem szczegółowości, jest zrozumiałe, że przedmiotowe ujawnienie przykładów realizacji zostało dokonane jedynie przykładowo i że wiele zmian w konstrukcji i połączeniu części jak również w etapach postępowania może być wprowadzonych przez fachowców bez odchodzenia od ducha i zakresu wynalazku według zastrzeżeń patentowych. Przykładowo modulator, anteny i demodulator w korzystnym przykładzie realizacji opisanego systemu telekomunikacyjnego dotyczyły sygnałów rozłożonych w widmie przesyłanych w systernie CDMA w kanale radiowym. Jednakże, jak to jest zrozumiałe dla fachowców, techniki kodowania i dekodowania opisane tu i zastrzeżone mogą być również dostosowane do użycia w innych typach systemów transmisji, takich jak systemy oparte na dostępie ze zwielokrotnieniem czasowym TDMA i ze zwielokrotnieniem z podziałem częstotliwościowym FDMA. Oprócz tego kanał telekomunikacyjny mógłby być alternatywnie elektroniczną magistralą danych, linią przewodową, linią światłowodową, łączem satelitarnym lub dowolnego innego typu kanałem telekomunikcyjnym.

174 713

174 713 '«ιοί

ΙΟ

Ο(

u

Oj

Oj.

ώ
o >·		O £-i
o o		H 2
a 2		Z w
•o S		« (4
CU OT G		H W W w
w z		Q O

«J<o

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 4,00 zł

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie, znamienny tym, że, w strumień znaków danych wejściowych wprowadza się, za pomocą układu wprowadzania znaków wzorcowych (112), znaki wzorcowe i formuje się wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych, następnie rozkłada się wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych kodem rozkładania i moduluje się za pomocą modulatora (117) rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych, wreszcie poprzez nadajnik (116) transmituje się rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych w sygnałach telekomunikacyjnych w kanale telekomunikacyjnym.
2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że wprowadzenie znaków wzorcowych w strumień znaków danych wejściowych za pomocą układu wprowadzania znaków wzorcowych (112) i formowanie wzorcowego zakodowanego strumienia znaków danych wejściowych odbywa się zgodnie z algorytmem wprowadzania, według którego szybkość wprowadzania znaków wzorcowych jest większa niż podwojona częstotliwość wariacji kanałowych kanału telekomunikacyjnego, w którym rozłożony wzorcowy zakodowany strumień znaków danych wejściowych ma być przesyłany.
3. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że w odbiorniku sygnałów telekomunikacyjnych (122) likwiduje się kodem rozkładania rozłożenie odebranego sygnału telekomunikacyjnego z pomocą układu próbkowania i likwidacji rozłożenia (126), a po wyodrębnieniu strumienia próbek wzorcowych i strumienia próbek danych, szacuje się odpowiedź kanału za pomocą estymatora kanału (134) wykorzystując strumień próbek wzorcowych, a ze strumienia próbek danych za pomocą detektora koherentnego (140) wykorzystując oszacowaną odpowiedź kanału wytwarza się oszacowaną próbkę danych.
4. Zespół nadawczy i odbiorczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie zawierający koder, do którego wejścia doprowadzony jest strumień znaków danych wejściowych, a do którego wyjścia dołączony jest układ przeplatania blokowego, znamienny tym, że zawiera także układ wprowadzania znaków wzorcowych (112) wytwarzający wzorcowy kodowany strumień znaków danych wejściowych (114), a dołączony do wejścia układu przeplatania blokowego (108), oraz modulator (117) dołączony do wyjścia układu wprowadzania znaków wzorcowych (112).
5. Zespół nadawczy i odbiorczy według zastrz. 4, znamienny tym, że modulator (117) zawiera pierwszy obwód rozkładania z pierwszą prędkością rozkładania i drugi obwód rozkładania z drugą prędkością rozkładania.
6. Zespół nadawczy i odbiorczy koherentnej łączności w systemie telekomunikacyjnym z rozłożeniem w widmie, zawierający część odbiorczą dołączoną do układu likwidacji przeplatania blokowego, do którego wyjścia dołączony jest dekoder, znamienny tym, że część odbiorcza(122) ma dołączony do anteny odbiorczej (124) układ próbnikowania i likwidacji rozłożenia (126) połączony z układem wyodrębniania bitów wzorcowych (130), którego wyjście strumienia próbek wzorcowych (132) dołączone jest do estymatora kanału (134), a drugie wyjście (138) połączone jest z detektorem koherentnym (140), do którego dołączone jest także wyjście oszacowanej odpowiedzi kanału (136) estymatora kanału (134).
7. Zespół nadawczy i odbiorczy według zastrz. 6, znamienny tym, że układ próbkowania i likwidacji rozłożenia (126) zawiera pierwszy obwód likwidacji rozłożenia

174 713 odebranego sygnału telekomunikacyjnego oraz drugi obwód likwidacji rozłożenia odebranego sygnału telekomunikacyjnego.