FI112010B - Menetelmä ja laite koherentin viestinnän suorittamiseksi hajaspektriviestintäjärjestelmässä - Google Patents

Description

112010

Menetelmä ja laite koherentin viestinnän suorittamiseksi haj aspektriviestintäjärj estelmässä

Esillä oleva keksintö liittyy hajaspektrisignaaleja käyt-5 täviin viestintäjärjestelmiin ja erityisesti menetelmään ja laitteeseen koherentin viestinnän suorittamiseksi haja-spektriviestintäjärj estelmässä.

Viestintäjärjestelmillä on monia eri muotoja. Yleensä 10 viestintäjärjestelmän tarkoituksena on lähettää informaatiota sisältäviä signaaleja tietyssä kohdassa sijaitsevasta lähteestä käyttäjäkohteelle, joka sijaitsee toisessa kohdassa jonkin etäisyyden päässä. Viestintäjärjestelmä käsittää yleensä kolme peruskomponenttia: lähettimen, 15 kanavan ja vastaanottimen. Lähettimen tehtävänä on käsitellä sanomasignaali kanavan kautta lähetettäväksi sopivaan muotoon. Tätä sanomasignaalin käsittelyä kutsutaan moduloinniksi. Kanavan tehtävänä on saada aikaan fysikaalinen yhteys lähettimen ulostulon ja vastaanottimen si-20 säänmenon välille. Vastaanottimen tehtävänä on käsitellä vastaanotettu signaali ja tuottaa alkuperäisen sanomasig-: naalin estimaatti. Vastaanotetun signaalin käsittelyä kutsutaan demoduloinniksi.

: .·. 25 Eräs viestintäjärjestelmätyyppi on monikanavainen haja- ”V spektrijärjestelmä (multiple access spread-spectrum sys tem). Hajaspektrijärjestelmässä käytetään sellaista modu-• lointitekniikkaa, jossa lähetettävä signaali hajotetaan laajalle taajuuskaistalle viestintäkanavalla. Tämä taa-30 juuskaista on paljon leveämpi kuin lähetettävän informaa- V · tion siirtämiseen tarvittava minimi kaistanleveys. Pu- hesignaali voidaan lähettää esimerkiksi amplitudimoduloi-tuna (AM, amplitude modulation) kaistanleveydellä, joka on . ainoastaan kaksi kertaa itse informaation kaistanleveys.

*"· 35 Muut modulointimuodot, kuten pienen poikkeaman taajuusmo- 2 112010 dulointi (FM, frequency modulation) tai yhden sivukaistan AM (single sideband AM), sallivat myös informaation lähettämisen itse informaation kaistanleveyttä vastaavalla kaistanleveydellä. Hajaspektrijärjestelmässä lähetettävän 5 signaalin modulointi käsittää kuitenkin usein vain muutaman kilohertsin kaistanleveyden omaavan kantataajuuskais-tan signaalin (esim. puhekanavan) ottamisen ja lähetettävän signaalin hajottamisen taajuuskaistalle, joka voi olla useiden megahertsien levyinen. Tämä suoritetaan moduloi-10 maila lähetettävä signaali lähetettävällä informaatiolla ja laajakaistaisella koodaussignaalilla.

On olemassa kolme yleistä hajaspektriviestintätyyppiä, joihin kuuluvat suora sekvenssimodulointi, taajuus- ja/tai 15 aikahyppelymodulointi ja sirinämodulointi (chirp modulation). Suorassa sekvenssimoduloinnissa kantoaaltosignaali moduloidaan digitaalisella koodisekvenssillä, jonka bitti-nopeus on paljon suurempi kuin informaatiosignaalin kais-tanlelveys.

20

Informaatio (so. puheesta ja/tai datasta muodostunut sano-: masignaali) voidaan sulauttaa suorasekvenssi-hajaspektri- signaaliin useilla menetelmillä. Yhdessä menetelmässä in-formaatio lisätään hajotuskoodiin ennenkuin sitä käytetään , 25 hajotusmodulointiin. Huomattakoon että lähetettävän infor-maation täytyy olla digitaalimuodossa ennen sen lisäämistä ·;·; hajotuskoodiin, koska hajotuskoodin ja informaatiosignaa- ’·’ ' Iin, joka tyypillisesti on binäärikoodi, yhdistäminen käsittää modulo 2 -yhteenlaskun. Vaihtoehtoisesti infor-30 maatiota eli sanomasignaalia voidaan käyttää kantoaallon ·/ · moduloimiseksi ennen sen hajottamista.

. Nämä suorasekvenssi-hajaspektriviestintäjärjestelmät voi daan helposti toteuttaa monikanavaisina viestintäjärjes-·”· 35 telminä. Hajaspektrijärjestelmä voidaan toteuttaa esimer- 3 112010 kiksi suorasekvenssi-koodijakokanavointijärjestelmänä (DS-CDMA, direct sequence code division multiple access). DS-CDMA-järjestelmässä kahden viestintälaitteen välinen liikenne suoritetaan hajottamalla kukin lähetettävä signaali 5 taajuuskaistalle viestintäkanavalla käyttäjäkohtaisen hajotuskoodin avulla. Lähetetyt signaalit ovat tämän johdosta viestintäkanavan samalla taajuuskaistalla ja niitä erottavat ainoastaan käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit. Nämä käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit ovat mieluummin keskenään 10 ortogonaaliset siten, että hajotuskoodien välinen risti- korrelaatio on likimain nolla.

Tietyt lähetetyt signaalit voidaan lukea viestintäkanavalta poistamalla viestintäkanavalla esiintyvien signaalien 15 summaa edustavan signaalin hajotus käyttäjäkohtaisella hajotuskoodilla, joka liittyy mainittuun tiettyyn lähetettyyn, viestintäkanavalta luettavaan signaaliin. Lisäksi jos käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit ovat keskenään ortogonaaliset, niin vastaanotettu signaali voidaan korreloida 20 tietyn käyttäjäkohtaisen hajotuskoodin kanssa siten, että ainoastaan haluttu, mainittuun tiettyyn hajotuskoodiin : liittyvä käyttäjäsignaali korostuu, kun taas kaikkien jV. muiden käyttäjien muut signaalit eivät korostu.

: 25 Alan asiantuntijoille on selvää, että on olemassa useita erilaisia hajotuskoodeja, joita voidaan käyttää datasig-naalien erottamiseksi toisistaan DS-CDMA-viestintäjärjes-’· ’ telmässä. Näihin hajotuskoodeihin kuuluvat pseudokohina- koodit (PN codes, pseudonoise codes; PN-koodit) ja Walsh-...: 30 koodit, mutta ne eivät ole rajoittuneet näihin. Walsh- V : koodi vastaa Hadamard-matriisin yhtä vaaka- tai pystyri- ....: viä.

Alan asiantuntijoille on myös selvää, että hajotuskoodeja · 35 voidaan käyttää datasignaalien kanavakoodaamiseksi. Data- 4 112010 signaalit kanavakoodataan viestintäjärjestelmän suorituskyvyn parantamiseksi, koska tämä sallii lähetettyjen signaalien paremmin vastustaa erilaisten kanavaa huonontavien tekijöiden, kuten kohinan, häipymän ja häiriöiden vaiku-5 tuksia. Kanavakoodaus tyypillisesti pienentää bittivirheen todennäköisyyttä ja/tai pienentää tarvittavaa signaaliko-hinasuhdetta, joka tavallisesti ilmaistaan virhebitteinä kohinatiheyttä kohti (ts. Eb/N0, joka määritellään suhteena energia informaatiobittiä kohti per kohinan 10 spektritiheys), signaalin talteenottamiseksi sillä kustannuksella, että käytetään suurempaa kaistanleveyttä kuin mitä datasignaalin siirtämiseksi muutoin olisi tarpeen. Esimerkiksi Walsh-koodeja voidaan käyttää datasignaalin kanavakoodaamiseksi ennen datasignaalin 15 moduloimista sen jälkeen suoritettavaa lähetystä varten. PN-hajotuskoodeja voidaan samoin käyttää datasignaalin kanavakoodaamiseksi.

Kanavakoodaus ei kuitenkaan yksinään saane aikaan tarvit-20 tavaa signaalikohinasuhdetta joissakin viestintäjärjes- telmärakenteissa, jotka vaativat, että järjestelmän tulee pystyä käsittelemään tietty määrä samanaikaisia viestiyh-’ teyksiä (joilla kaikilla on minimi signaalikohinasuhde).

! Tämä suunnittelurajoitus voidaan täyttää joissakin tapauk- 25 sissa toteuttamalla viestintäjärjestelmä siten, että se : koherentisti ilmaisee lähetetyt signaalit sen sijaan että : se käyttäisi ei-koherentteja vastaanottotekniikoita. Alan •· asiantuntijoille on selvää, että koherentti vastaanotin vaatii pienemmän signaalikohinasuhteen (Eb/N0) kuin mitä : 30 saman bittivirhesuhteen omaava ei-koherentti vastaanotin vaatii (ts. tietty suunnittelurajoitus, joka ilmaisee hyväksyttävän häiriötason). Karkeasti sanoen niiden välil-; lä on kolmen desibelin (dB) ero Rayleigh-häipyvällä kana valla. Koherentin vastaanottimen etu on merkittävämpi : : 35 toistevastaanottoa käytettäessä, koska optimaalisella koherentilla vastaanottimella ei ole yhdistämishäviötä, 5 112010 kun taas ei-koherentilla vastaanottimella on aina yhdistä-mishäviötä.

Eräs tällainen menetelmä lähetettyjen signaalien koheren-5 tin ilmaisun helpottamiseksi on pilottisignaalin käyttö.

Esimerkiksi solukkojärjestelmässä myötäkanava (forward channel) eli matkaviestinyhteys (down-link; ts. tukiasemalta matkaviestimelle) voidaan ilmaista koherentisti, jos tukiasema lähettää pilottisignaalin. Sen jälkeen kaikki 10 matkaviestinlaitteet käyttävät pilottikanavan signaalia kanavan vaihe- ja itseisarvoparametrien estimoimiseksi. Vastakanavalla (reverse channel) eli tukiasemayhteydellä (up-link; ts. matkaviestimeltä tukiasemalle) tällaisen yhteisen pilottisignaalin käyttäminen ei ole mielekästä. 15 Tämän johdosta alan asiantuntijat usein olettavat, että ainoastaan ei-koherentit ilmaisutekniikat ovat sopivia viestimiseen tukiasemayhteydellä.

Tämän johdosta monet äskettäin ilmestyneet julkaisut ovat 20 keskittyneet ei-koherentin vastaanoton optimoimiseen DS-CDMA-järjestelmissä. Katso esimerkiksi seuraavia kirjoi-. ,·. tuksia: • A. Saimasi ja K.S. Gilhousen, "On the System Design 25 Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA)

Applied to Digital Cellular and Personal Communica-;;; tions Network", Proc. of VTC'91, ss. 57-62, 1991.

• F. Ling ja D. Falconer, "Orthogonal/Convolutional ,30 Coding for Reverse Channel CDMA Communication", : Proc. of VTC'92, ss. 63-66, toukokuu 1992, Denver, CO.

• L.F. Chang ja N.R. Sollenberger, "Comparison of Two 35 Interleaving Techniques for CDMA Radio Communica- 6 112010 tion Systems", Proc. of VTC'92, ss. 275-278, toukokuu 1992, Denver, CO.

• Y.J. Liu, "Soft Decision Decoding for a Bit-Inter- 5 leaved Convolutionally Encoded Code Division Multi ple Access System over Rayleigh Fading Channel", Proc. of PIMRC'92, ss. 128-132, lokakuu 1992.

Kukin näistä kirjoituksista esittää, että on olemassa 10 olennainen suorituskykyero käytettäessä eri koodaus-, modulointi-, ilmaisu- ja lomittelutekniikoita tukiasemayh-teydellä solukkojärjestelmissä.

A. Salmasin ja K.S. Gilhousenin kirjoituksessa on kuvattu 15 DS-CDMA-järjestelmä, joka käyttää bitti bitiltä lomittelua yhdessä konvoluutio- ja ortogonaalikoodausmenetelmän kanssa ei-koherentin vastaanoton optimoimiseksi DS-CDMA-vies-tintäj ärj estelmissä.

20 F. Lingin ja D. Falconerin kirjoituksessa samoin kuin L.F. Changin ja N.R. Sollenbergerin kirjoituksessa on kuvattu : tukiasemayhteyden DS-CDMA-järjestelmä, joka käyttää Walsh- koodausta (ts. ortogonaalista koodausta), ei-koherenttia ilmaisua ja joka käyttää ortogonaalista symbolien (so.

. \ 25 sana sanalta) lomittelua bitti bitiltä lomittelun sijasta. "V L.F. Changin ja N.R. Sollenbergerin kirjoitus esittää, että sana sanalta lomitteleva konvoluutio- ja ortogonaali- t » · '·’ ’ koodausmenetelmä vaatii noin 1 - 1,4 dB pienemmän Eb/N0:n kuin samanlainen bitti bitiltä lomitteleva menetelmä, joka 30 on kuvattu A. Salmasin ja K.S. Gilhousenin kirjoituksessa, V · jos viestintäjärjestelmä, joka käyttää jompaakumpaa mene- telmää, käyttää myös matkaviestinlaitteen tehonsäätöä, it> . joka laite liikkuu eri nopeuksilla (esim. liikkuu no peudella, joka vaihtelee välillä 0 - 100 kilometriä tun-35 nissa). Vaikka sana sanalta lomittelevalla konvoluu- 7 112010 tio-/ortogonaalikoodausmenetelmällä on parempi suorituskyky kuin bitti bitiltä lomittelevalla, niin sillä on vähemmän implisiittinen toistevastaanotto kuin viimeksi mainitulla. Lisäksi se on silti ei-koherentti viestintäjärjes-5 telmä, eikä yhdistämishäviötä voida välttää.

Lopuksi vielä Y.J. Liun kirjoitus kuvaa mutkikkaamman ilmaisutekniikan, jossa Walsh-koodausta ja bittitason lomit-telua käyttävän tukiasemayhteyden DS-CDMA-viestintäjärjes-10 telmän suorituskykyä voidaan parantaa 4-porttisella tois-tevastaanotolla lomittelumenetelmää vaihtamatta.

Ei-koherenttien viestintäjärjestelmien edellä kuvattujen parannusten valossa on silti kuitenkin olemassa sellaisen 15 viestintäjärjestelmän tarve, joka käyttää koherentteja ilmaisutekniikoita.

Tämä keksintö saa aikaan menetelmän ja laitteen koodausta ja dekoodausta varten koherentin viestinnän helpottamisek- 20 si. Koodauksessa tulodatasymbolien virtaan sijoitetaan referenssisymboleja tulodatasymbolien referenssikoodatun ;virran muodostamiseksi. Seuraavaksi tulodatasymbolien j\\ referenssikoodattu virta valmistellaan viestintäkanavalla siirrettäväksi hajottamalla tulodatasymbolien referenssi- ; · 25 koodattu virta hajotuskoodin avulla ennen viestintäkana- * · * ’V valla lähettämistä. Dekoodauksessa vastaanotetun viestin- täsignaalin hajotus poistetaan hajotuskoodin avulla refe- f * # *’’ renssinäytteiden virran ja datanäytteiden virran johtami seksi. Kanavavaste estimoidaan referenssinäytteiden virtaa .30 hyväksikäyttäen. Estimoitu datasymboli ilmaistaan lopuksi V : datanäytteiden virrasta estimoitua kanavavastetta hyväksi- käyttäen.

8 112010

Kuvio 1 on lohkokaavio, joka esittää esillä olevan keksinnön mukaisen viestintäjärjestelmän parhaana pidettyä suoritusmuotoa.

5 Kuvio 2 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon viestintäkanvan kehysrakennetta, joka on tarkoitettu käytettäväksi kuviossa 1 esitetyssä parhaan suoritusmuodon viestintäj ärj estelmässä.

10 Kuvio 3 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon kanavaestimaattoria, joka on tarkoitettu käytettäväksi kuviossa 1 esitetyssä parhaan suoritusmuodon viestintäjärj estelmässä.

15 Seuraavassa esitetyssä selityksessä on esitetty uusi ratkaisu tukiasemayhteyden DS-CDMA-viestintää varten. Tämä uusi ratkaisu käyttää koherenttia ilmaisua yhdessä refe-renssisymboleihin perustuvan kanavaestimoinnin kanssa. Alan asiantuntijoille on selvää, että myös muuntyyppiset 20 viestintäjärjestelmät (ts. henkilökohtaiset viestintäjärjestelmät, yhteiskäyttöiset järjestelmät, satelliittivies-; tintäjärjestelmät, dataverkot ja muut sellaiset) voidaan sovittaa ja/tai suunnitella käyttämään tässä esitettyjä periaatteita. Seuraavassa on osoitettu, että Eb/N0:aa i · ! ! 25 saadaan olennaisesti vahvistetuksi ei-koherentteihin il- “V maisutekniikkoihin verrattuna soveltamalla tällaista kohe- ·;;; renttia ilmaisumenetelmää tukiasemayhteyden DS-CDMA-vies- » * * ’·' ' tintään. Simulointitulokset ovat erityisesti osoittaneet, että vaadittava Eb/ND tätä uutta menetelmää käytettäessä on ..‘I* 30 noin 2,5 dB:ä alempi kuin käytettäessä Walsh-koodausta ja : bitti bitiltä lomittelua ei-koherentissa ilmaisussa tai 1,3 dB:ä alempi kuin käytettäessä ei-koherenttia ilmaisua ja Walsh-symbolilomittelua (so. sana sanalta lomittelua) , koko käytännössä esiintyvällä matkaviestinlaitteiden no- 35 peusalueella (ts. nopeuksilla 0 - 100 kilometriä tunnis- 9 112010 sa). Tämän uuden menetelmän analyysi on esitetty taajuusalueessa. Tämä taajuusalueanalyysi tuottaa tulokseksi yksinkertaisen kaavan, joka kuvaa tällaisen menetelmän suorituskykyhäviötä täydelliseen koherenttiin ilmaisuun 5 verrattuna.

Tehokkaan koherentin ilmaisun suorittamiseksi on välttämätöntä hankkia tarkka kanavaestimaatti. Kanavaetimointi-menetelmiä on pohjimmiltaan kahta typpiä: dataan perustuva 10 ja referenssiin perustuva. Dataan perustuva kanavaesti-mointi voidaan toteuttaa päätösohjattuna tai ei-päätösoh-jattuna. DS-CDMA-tukiasemayhteydellä kanavaestimaattorin täytyy toimia pienillä signaalikohinasuhteilla, ja häipyminen on suhteellisen nopeata. Tämän johdosta päätösohjat-15 tu ratkaisu ei ole sovelias suuren päätösvirhesuhteen vuoksi. Toisaalta ei-päätösohjatulla menetelmällä, jollainen on kuvattu A.J. Viterbin ja A.M. Viterbin kirjoituksessa "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission", IEEE 20 Trans, on Info. Theory, Vol. IT-29, n:o 4, ss. 543-551, heinäkuu 1983, kanavaestimaatin vaihe on aina kaksiselit-; teinen, esim. 180° kaksiselitteisyys binaarisella vaiheen- siirtoavainnuksella (BPSK, binary phase shift keying) tai ;v, 90° moniselitteisyys kvadratuuri-vaiheensiirtoavainnuk- ,· » ! ^ 25 selle (QPSK, quadrature phase shift keying). Tästä johtuen I * · on välttämätöntä käyttää differentiaalikoodausta sen vai-·;*; kutuksen eliminoimiseksi. Kuten alan asiantuntijoille on |Ι· '* * selvää, viestintäjärjestelmät joissa differentiaalikoodat- tu signaali siirretään Rayleigh-häipyvillä kanavilla, myös « 30 koherenttia ilmaisua käytettäessä, vaativat silti kuiten-; > kin yli 3 dB suuremman Eb/N0:n kuin ei-differentiaalikoo- .dattua vaiheensiirtoavainnusta (PSK, phase shift keying) . käyttävä signalointi.

• » < M II > > » • t 10 112010

Yksi tapa päätösvirhe- ja vaiheen moniselitteisyysongelman ratkaisemiseksi on referenssisymbolien käyttäminen kanavan estimoimiseksi. Seuraavassa on kuvattu referenssisymbolei-hin perustuva kanavan estimointi. Vastaanottimen tiedossa 5 olevat referenssisymbolit sijoitetaan informaatiota sisältävien datasymbolien sekvenssiin, jotka datasymbolit voivat olla koodattuja symboleja. Vastaanottimessa näitä referenssisymboleja vastaavia vastaanotettuja signaali-näytteitä käytetään kanavaestimaatin kehittämiseksi. Koska 10 referenssisymbolit ovat vastaanottimen tiedossa, niin päätösvirheitä ei esiinny, ja tulokseksi saatavalla kana-vaestimaatilla ei ole vaiheen moniselitteisyyttä. Tästä johtuen on saatu aikaan häiriösietoinen viestintäjärjestelmä, joka käyttää differentiaalikoodattua signalointia. 15

Sijoitettavat referenssisymbolit voidaan organisoida lohkoiksi tai jaella tasaisesti. Tasaisesti häipyvällä kanavalla on toivottavaa, että referenssisymbolit jaellaan datavirtaan jaksollisesti ja tasaisesti. DS-CDMA-tukiase-20 mayhteydellä käytettäessä RAKE-vastaanotinta etupään käsittelyyn kutakin RAKE:n "haaraa" voidaan käsitellä ikään-; kuin se olisi tasaisesti häipynyt signaali. Parhaana pide- tyn suoritusmuodon viestintäjärjestelmä sijoittaa siten « r > V. yhden referenssisymbolin tasaisesti kutakin M:ää koodattua t · : 25 datasymbolia kohti.

» * i • » I ·

* I I

* RAKE-vastaanottimien perustoiminnot on kuvattu R. Pricen t t » ‘ ja P.E. Green, Jr.:n kirjoituksessa "A Communication Tech nique for Multipath Channels", Proceedings of the IRE, ;* 30 maaliskuu 1958, sivut 555-570. Lyhyesti sanoen RAKE-vas- • r * V *’ taanotin suorittaa vastaanotetun signaalin monitieominais- käyrän jatkuvaa, yksityiskohtaista mittausta. Tätä tie- ! * ii(i. tämystä käytetään sitten selektiivistä häipymää vastaan i * . taisteltaessa ilmaisemalla kaikusignaalit yksilöllisesti, ’ 35 korrelaatiomenetelmää käyttäen, ja yhdistämällä nämä kai- i t > ' *

* I

u 112010 kusignaalit algebrallisesti yhdeksi ilmaistuksi signaaliksi. Symbolien välisiä häiriöitä vaimennetaan muuttamalla ilmaistujen eri kaikusignaalien välistä aikaviivettä tai vaihetta ennen niiden algebrallista ilmaisemista.

5

Kuviossa 1 on esitetty järjestelmä koherentin viestinnän suorittamiseksi hajaspektriviestintäjärjestelmässä. Viestintäjärjestelmän koodausosassa 100 liikennekanavan databitit 102 syötetään kooderiin 104 tietyllä bittinopeudella 10 (esim. 9,6 kilobittiä/sekunti). Liikennekanavan tulevat databitit voivat käsittää joko vokooderin dataksi muuntamaa puhetta, puhdasta dataa tai näiden kahden datatyypin yhdistelmän. Kooderi 104 koodaa tulevat databitit 102 datasymboleiksi kiinteällä koodausnopeudella (1/r) koo-15 dausalgoritmilla, mikä helpottaa myöhemmin suoritettavaa datasymbolien maksimitodennäköisyyskoodausta databiteiksi (esim. konvoluutio- tai lohkokoodausalgoritmeja). Esimerkkitapauksessa kooderi 104 koodaa tulevat databitit 102 (esim. 192 tulevaa databittiä, jotka on vastaanotettu 20 nopeudella 9,6 kilobittiä/sekunti) kiinteällä koodausnopeudella yksi databitti kolmea datasymbolia kohti (ts. 1/3) siten, että kooderi 102 tulostaa datasymbolit 106 : : : (esim. 576 datasymbolin tulostus nopeudella 28,8 kilosym- bolia/sekunti).

25 : .·. Tämän jälkeen datasymbolit 106 syötetään lomittimeen 108.

Lomitin 108 organisoi datasymbolit 106 lohkoiksi (ts. !!!_ kehyksiksi) ja lohkolomittelee syötetyt datasymbolit 106 symbolitasolla. Lomittimessa 108 datasymbolit syötetään 30 yksilöllisesti matriisiin, joka määrittelee datasymbolien • · * ··· ennalta määrätyn kokoisen lohkon. Datasymbolit syötetään *.* ‘ matriisissa oleviin paikkoihin siten, että matriisi täyte- tään pystyriveittäin. Datasymbolit tulostetaan yksilölli-sesti matriisissa olevista paikoista siten, että matriisi • f 35 tyhjennetään vaakariveittäin. Matriisi on tyypillisesti • · · * · 12 112010 neliömetriisi, jonka vaakarivien lukumäärä on yhtä suuri kuin pystyrivien lukumäärä; matriisille voidaan kuitenkin valita muita muotoja ulostulon lomitteluetäisyyden suurentamiseksi peräkkäin syötettyjen ei-lomiteltujen datasymbo-5 lien välillä. Lomitin 108 tulostaa lomitellut datasymbolit 110 samalla datasymbolinopeudella kuin millä ne syötettiin (esim. 28,8 kilosymbolia/sekunti). Matriisin määrittelemä datasymbolien lohkon ennalta määrätty koko johdetaan siitä datasymbolien maksimimäärästä, joka voidaan lähettää koo-10 datulla bittinopeudella ennalta määrätyn pituuden omaavassa siirtolohkossa. Esimerkiksi jos datasymbolit 106 tulostetaan kooderista 104 nopeudella 28,8 kilosymbolia/sekunti ja jos siirtolohkon ennalta määrätty pituus on 20 millisekuntia, niin datasymbolien ennalta määrätty koko on 15 28,8 kilosymbolia/sekunti kertaa 20 millisekuntia, mikä on yhtä kuin 576 datasymbolia, joka määrittelee 18 x 32 matriisin.

Lomitellut datasymbolit 110 syötetään tämän jälkeen refe-20 renssibittien sijoittimeen 112, joka sijoittaa L tunnettua referenssibittiä kutakin M lomiteltua datasymbolia 110 kohti. Seuraavan esityksen yksinkertaistamiseksi on ole-: : : tettu, että L=1 ja M=6. Lisäksi on oletettu, että kukin sijoitettu referenssibitti on nollabitti. Alan asiantunti- « · 25 joille on kuitenkin selvää, että L:llä ja Millä voi tämän : keksinnön piiristä ja hengestä poikkeamatta olla mikä ta- hansa muu arvo. Lisäksi referenssibitit voivat esillä ‘olevan keksinnön piiristä ja hengestä poikkeamatta olla mikä tahansa tunnettu sekvenssi, kuten kaikki ykkösbittejä 30 tai useita ykkösbittejä, joita seuraa useita nollabittejä. Jos L=1 ja M=6, niin referenssibittien sijoitin 112 tulos-' taa 672 referenssikoodattua bittiä 114 kutakin lohkoa (so.

•: · · kehystä) kohti siten, että kunkin kuuden datasymbolin ryh- män väliin sijoitetaan referenssibitti. Esimerkki 42 bit-• , 35 tiä käsittävästä referenssikoodattujen datasymbolien 114 13 112010 siirrettävästä lohkosta (so. kehyksestä) on esitetty kuviossa 2 (jossa kukin d edustaa datasymbolia ja kukin r edustaa referenssibittiä).

5 Referenssikoodatut datasymbolit 114 tulostetaan viestintäjärjestelmän koodausosasta 100 ja syötetään viestintäjärjestelmän lähetysosaan 116. Modulaattori 117 valmistelee datasymbolit 114 lähetettäväksi viestintäkanavalla. Moduloitu signaali annetaan seuraavaksi antenniin 118 lähetet-10 täväksi viestintäkanavalle 120.

Modulaattori 117 valmistelee datasymbolit 114 mieluummin suorasekvenssikoodijakoista hajaspektrilähetystä varten johtamalla kiinteän pituuden omaavien koodien sekvenssin 15 referenssikoodatuista datasymboleista 114 hajotusprosess- sissa. Esimerkiksi kukin referenssikoodattujen datasymbo-lien virrassa 114 olevista datasymboleista voidaan hajottaa yksikäsitteiseksi yhdeksän bitin pituiseksi koodiksi siten, että yksi 54 bitin pituinen koodi edustaa kuuden 20 datasymbolin ryhmää. Lisäksi kukin referenssibitti refe renssikoodattujen datasymbolien virrassa 114 voi valita kymmenen bitin pituisen koodin. Kuuden datasymbolin ja niihin liittyvän referenssibitin ryhmää edustavat koodit yhdistetään mieluummin yhden 64 bitin pituisen koodin • « 25 muodostamiseksi. Tämän hajotusprosessin tuloksena modu- : laattorilla 117, joka vastaanotti referenssikoodatut da- tasymbolit 114 kiinteällä nopeudella (esim. 28,8 kilobit-• tiä/sekunti), on nyt 64 bitin pituisten koodien hajasek- venssi, jolla on suurempi kiinteä symbolinopeus (esim. 30 307,2 kilosymbolia/sekunti). Alan asiantuntijoille on selvää, että referenssikoodattujen datasymbolien 114 vir-· rassa olevat referenssibitit ja datasymbolit voidaan ha- jottaa useiden muiden algoritmien mukaan suuremman pituu-den omaavien koodien sekvenssiksi ilman että poikettaisiin 35 esillä olevan keksinnön piiristä tai hengestä.

14 112010

Hajasekvenssi valmistellaan vielä suorasekvenssikoodipakoista hajaspektrilähetystä varten hajottamalla hajotettu sekvenssi edelleen pitkällä hajotuskoodilla (esim. PN-koo-dilla). Hajotuskoodi on käyttäjäkohtainen symbolien sek-5 venssi tai yksikäsitteinen käyttäjäkoodi, joka tulostetaan kiinteällä tietoalkionopeudella (chip rate) (esim. 1,228 megatietoalkiota/sekunti). Sen lisäksi, että se muodostaa tunnisteen sille, mikä käyttäjä on lähettänyt koodatut liikennekanavan databitit 102 viestintäkanavalla 120, 10 yksikäsitteinen käyttäjäkoodi parantaa viestinnän turvallisuutta viestintäkanavalla sekoittamalla koodatut liikennekanavan databitit 102. Lisäksi käyttäjäkoodin avulla hajotettuja koodattuja databittejä (so. datasymboleja) käytetään siniaallon kaksivaihemoduloimiseksi ohjaamalla 15 siniaallon tehotason säätöjä. Siniaaltoinen lähtösignaali kaistanpäästösuodatetaan, muunnetaan radiotaajuiseksi, vahvistetaan, suodatetaan ja lähetetään antennilla 118 liikennekanavan databittien 102 lähetyksen loppuun suorittamiseksi viestintäkanavalla 120 BPSK-modulointia käyttä-20 en.

Viestintäjärjestelmän vastaanotto-osa 122 vastaanottaa '.i.: lähetetyn hajaspektrisignaalin viestintäkanavalta 120 j antennin 124 kautta. Vastaanotettu signaali näytteitetään 25 datanäytteiksi hajotuksen poistimen ja näytteittimen 126 •avulla. Seuraavaksi datanäytteet 142 tulostetaan viestin-täjärjestelmän dekoodausosaan 154.

Hajotuksen poistin ja näytteitin 126 mieluummin BPSK-näyt-30 teittää vastaanotetun hajaspektrisignaalin suodattamalla, ·;;; demoduloimalla, muuntamalla RF-taajuuksilta ja näytteittä- ’·’ mällä ennalta määrätyllä nopeudella (esim. 1,2288 mega- ·:·· näytettä/sekunti ). Seuraavaksi BPSK-näytteitetyn signaalin ·;·” hajotus poistetaan korreloimalla vastaanotetut näytteite- ’, 35 tyt signaalit pitkän hajotuskoodin kanssa. Tulokseksi saa- 15 112010 tava ei-hajotettu näytteitetty signaali 128 näytteitetään ennalta määrätyllä nopeudella ja tulostetaan referenssi-bittien erottimeen 130 (esim. 307,2 kilonäytettä/sekunti siten, että vastaanotetun hajaspektrisignaalin neljän 5 näytteen sekvenssi kootaan ja/tai esitetään yhdellä da-tanäytteellä).

Referenssibittien erotin 130 mieluummin erottaa referens-sibitit 132 ei-hajotetusta näytteitetystä signaalista 128 10 ja tulostaa referenssibitit 132 kanavaestimaattoriin 134. Jäljelle jääneet datanäytteet 138 ei-hajotetusta näytteitetystä signaalista 128 tulostetaan koherenttiin ilmaisimeen 140 datanäytteiden 142 myöhempää koherenttia ilmaisua varten.

15

Kanavaestimaattori 134 korreloi erotetut referenssibitit 132 datanäytteiden tunnetun referenssisekvenssin kanssa biasoimattomien mutta kohinallisten kanavaestimaattien saamiseksi. Paremman kanavaestimaatin 136 saamiseksi nämä 20 kohinalliset estimaatit voidaan siirtää alipäästösuotimen kautta, joka voi olla kiinteä tai adaptiivinen, suurtaajuisten kohinakomponenttien poistamiseksi. Tulokseksi saatavat kanavaestimaatit 136 ovat suhteellisen kohinatto-: ' : mia, ja niitä voidaan käyttää koherenttiin ilmaisuun.

25 Huomattakoon että alipäästösuodatus antaa meille kanavaes-| timaatin vain (M+l)T:n välein, missä M on datasymbolien lukumäärä referenssibittien sijoittimen 112 sijoittamien referenssibittien välillä (esim. M=6) ja missä T on kunkin datanäytteen aikaväli. Lähetettyjen datasymbolien koheren-, 30 tin ilmaisun suorittamiseksi meidän on saatava kanavaesti-·*· maatti T:n välein. Jos (M+1)T on lyhyt suhteessa kanavan *' muutosaikavakioon, niin yksinkertainen mutta tehokas mene- ·:··· telmä kanavan estimaatin saamiseksi T:n välein on lineaa- risen interpoloinnin suorittaminen kahden kanavaestimaatin • _ 35 välillä, joita erottaa aikaväli (M+1)T. Kuten alan asian- 16 112010 tuntijoille on selvää, tarvittaessa voidaan kuitenkin käyttää mutkikkaampia interpolointitekniikoita.

Parhaana pidetyn suoritusmuodon koherentissa viestintäjär-5 jestelmässä järjestelmän kokonaissuorituskyvyn parantamiseksi voidaan käyttää myös tehon säätöä. Tehonsäätöalgo-ritmit voivat olla hyvin samanlaisia kuin ei-koherenteissa viestintäjärjestelmissä käytettävät algoritmit. Parhaana pidetyn suoritusmuodon tehonsäätöalgoritmi käsittää mie-10 luummin vastaanotetun tehon estimoinnin 1,25 ms:n välein (so. kullakin lohkolla tai kehyksellä) eli 12 informaa-tiobitin välein, ts. 36 koodatun bitin tai 42 kaikkiaan vastaanotetun signaalinäytteen välein. Tehon estimaatti voidaan laskea useilla eri tekniikoilla. Yksi tekniikka on 15 kanavan estimaatin laskeminen tehon estimaattorilla 146 yksinkertaisesti käyttäen kuutta referenssisignaalinäytet-tä (ts. referenssibittien erottimesta 130 saatavia refe-renssibittejä 144) 42 bitin pituisessa lohkossa. Tehon es-timaattori 146 tulostaa sen jälkeen kanavaestimaatin it-20 seisarvon neliön tehon estimaattina 148.

Sen jälkeen kun kanavaestimaatit 136 on kehitetty, vas-taanottimen muu osa on tavanomainen. Koherentti ilmaisin : · : 140 kertoo ei-hajotetusta näytteitetystä signaalista 128 25 jäljellä olevat datanäytteet 138 kanavaestimaattien 136 \ konjugaatilla koherentisti ilmaistujen näytteiden 142 kehittämiseksi.

» · «

Kuten alan asiantuntijoille on selvää, voidaan käyttää 30 useita vastaanotto-osia 122 - 123 ja vastaavia antenneja ··* 124 - 125 toistevastaanoton aikaansaamiseksi. N:s vastaan- otinosa toimisi olennaisesti samalla tavalla datanäyttei-·:··· den lukemiseksi vastaanotetusta hajaspektrisignaalista viestintäkanavalta 120 kuin edellä kuvattu vastaanotinosa 35 122. N:n vastaanotto-osan ulostulot 142 - 152 syötetään 17 112010 mieluummin kertojaan 150, joka yhdistää tulodatanäytteiden toisteet yhdistetyksi koherentisti ilmaistujen datanäyt-teiden 160 virraksi.

5 Yksittäiset datanäytteet 160, jotka muodostavat ehdolliset päätöstiedot (soft decision data), syötetään sitten dekoo-dausosaan 154, joka käsittää lomittelun poistimen (dein-terleaver) 162, joka poistaa syötettyjen ehdollisten pää-töstietojen 160 lomittelun yksittäisen tiedon tasolla. 10 Lomittelun poistimessa 162 ehdolliset päätöstiedot 160 syötetään yksitellen matriisiin, joka määrittelee ehdollisten päätöstietojen lohkon ennalta määrätyn koon. Ehdolliset päätöstiedot syötetään matriisissa oleviin paikkoihin siten, että matriisi täytetään vaakariveittäin. Ehdol-15 liset päätöstiedot 164, joiden lomittelu on poistettu, tulostetaan yksitellen matriisissa olevista paikoista siten, että matriisi tyhjennetään pystyriveittäin. Lomittelun poistin 162 tulostaa lomittelemattomat ehdolliset päätös-tiedot 164 samalla nopeudella kuin millä ne on syötetty 20 (esim. 28,8 kilosymbolia/sekunti).

Matriisin määrittelemä ennalta määrätty ehdollisten pää- : : : töstietojen ennalta määrätty johdetaan datanäytteiden suurimmasta näytteitysnopeudesta ennalta määrätyn pituuden :v. 25 omaavassa siirtolohkossa vastaanotetusta hajaspektrisig- • · : .·. naalista.

Lomittelemattomat ehdolliset päätöstiedot 164 syötetään dekooderiin 166, joka käyttää maksimitodennäköisyysdekoo-30 daustekniikoita estimoidun liikennekanavan databittien 168 ..i kehittämiseksi. Maksimitodennäköisyysdekoodaustekniikoita : voidaan vahvistaa käyttämällä algoritmia, joka on olennai- sesti samanlainen kuin Viterbin dekoodausalgoritmi. Dekoo-deri 166 käyttää yksittäisten ehdollisten päätöstietojen 35 164 ryhmää ehdollisen päätöksenteon muutosarvojen (transi- 18 112010 tion metrics) joukon muodostamiseksi käytettäväksi maksi-mitodennäköisyys-sekvenssiestimointidekooderin 166 kussakin erityisessä aikatilassa. Ehdollisten päätöstietojen 164 lukumäärä ryhmässä, jota käytetään kunkin ehdollisten 5 päätöstietojen muutosarvojen joukon muodostamiseksi, vastaa niiden datasymbolien 106 lukumäärä konvoluutiokooderin 104 ulostulossa, jotka on kehitetty kustakin tulodatabi-tistä 102. Ehdollisten päätöstietojen muutosarvojen lukumäärä kussakin joukossa on yhtä kuin kaksi korotettuna 10 kussakin ryhmässä olevien ehdollisten päätöstietojen 164 lukumäärän suuruiseen potenssiin. Esimerkiksi jos lähetti-messä käytetään 1/3 konvoluutiokooderia, niin kustakin syötetystä tulodatabitistä 102 kehitetään kolme datasymbo-lia 106. Dekooderi 166 käyttää siten kolmen yksittäisen 15 ehdollisen päätöstiedon 164 ryhmiä kahdeksan ehdollisten päätöstietojen muutosarvojen muodostamiseksi käytettäväksi kussakin aikatilassa maksimitodennäköisyys-sekvenssiesti-mointidekooderissa 166. Estimoidut databitit 168 kehitetään nopeudella, joka riippuu siitä nopeudesta, jolla 20 ehdolliset päätöstiedot 164 syötetään dekooderiin 166, ja siitä kiinteästä nopeudesta, jota alun perin käytettiin tulodatabittien 102 koodaamiseksi (ts. jos ehdolliset * : päätöstiedot syötetään nopeudella 28,8 kiloarvoa/sekunti ja jos alkuperäinen koodaussuhde oli 1/3, niin estimoidut * * 25 databitit 168 tulostetaan nopeudella 9600 bittiä/sekunti).

Edellä on siis kuvion 1 yhteydessä kuvattu viestintäjär- • jestelmä koherentin koodauksen ja dekoodauksen suorittamiseksi. Yhteenvetona esitettäköön, että viestintäjärjestel- 30 mä käsittää ensimmäisen osan, joka koodaa syötetyt databi-;·’· tit datasymboleiksi, lomittelee datasymbolit symboli sym- ' bolilta, sijoittaa lomiteltuihin symboleihin referenssibi- ·;·· tit, moduloi ja siirtää referenssikoodatut datasymbolit viestintäkanavalla. Lisäksi viestintäjärjestelmä käsittää * , 35 toisen osan, joka vastaanottaa ja demoduloi viestintä- 19 112010 kanavalta tulevan signaalin, estimoi viestintäkanavan parametrit, demoduloi vastaanotetussa signaalissa olevat datanäytteet koherentisti, poistaa koherentisti ilmaistujen datanäytteiden lomittelun, joita datanäytteitä käyte-5 tään ehdollisina päätöstietoina kussakin vastaanotetussa siirtolohkossa, kehittää seuraavaksi ehdollisten päätös-tietojen muutosarvot lomittelemattomista yksittäisistä ehdollisista päätöstiedoista ja kehittää seuraavaksi estimoidut databitit ehdollisten päätöstietojen muutosarvoista 10 maksimitodennäköisyysdekoodaustekniikoita käyttäen.

Tämän menetelmän, jossa käytetään referenssibittejä datanäytteiden koherentiksi ilmaisemiseksi, ja kanavaesti-maattorin 134 toiminnan kuvaamiseksi selvemmin sekä jatko-15 tarkastelun helpottamiseksi muodostetaan seuraava mate maattinen malli.

Alan asiantuntijoille on selvää, että häipyvä kanava voidaan mallittaa ajan t kompleksiarvoisena funktiona, jota 20 merkitään h(t). Konvoluutiokoodattujen referenssibittien aikaväliä merkitään T:llä. Vastaanotettu signaali demodu-loinnin ja hajotuksen poiston jälkeen näytteitetään T:n välein. Olettaen että yksi referenssibitti sijoitetaan 6 : : koodatun bitin välein, referenssibittiä vastaavat näytteet 25 esiintyvät ajanhetkillä nTr = 7nT, n = ...., -1, 0, 1, ..., » j missä Tr = 7T on määritelty. Tämän jälkeen kohinaa sisäl- tävät estimaatit voidaan kirjoittaa seuraavasti: • I I » » t · » » · Λ h(nTr) = h(nTr) + z(nTr) (1) . 30 jossa z(nTr) on näytteitetty summautuva kohina. Yhtälössä (1) esitettyä parempi estimaatti voidaan saada siten, ·;··! että: 20 112010 1 Λ - h(nTr) = - V h(nTr + kTr) (2) 2N+1 ^

k=-N

5

Voidaan valita esimerkiksi N = 3. Näin tehtäessä saadaan estimaatti jokaista referenssibittiväliä Tr kohti käyttämällä 7:ää kohinallisista estimaateista. Kanavaestimaatin 10 saamiseksi ajanhetkellä kT, kun k ± 7n, mitä tarvitaan koherentin ilmaisuinformaation kehittämiseksi, voidaan käyttää interpolointitekniikkaa. Helpoin interpolointi-menetelmä on lineaarisen interpoloinnin käyttäminen. Esimerkiksi olettaen, että k = 7n + i, jossa 1 < i < 6, yhtä-15 lö (2) saadaan kirjoitetuksi uudelleen seuraavasti: 1 _ h(kT) = - [(7-i)xh(7nT) + ixh(7nT+7T)] 7 20 1 = - { ( 7-i )xh( nTr) + ixh[ (n+1 )Tr] } (3) :: : 7 ; 1.· Muita mutkikkaampia interpolointitekniikoita voidaan käyt- t « j 25 tää estimoinnin parantamiseksi edelleen. Mikäli kanavan /.·· häipymä kuitenkin on hidas suhteessa referenssisignaalin i’näytteitysnopeuteen 1/Tr, niin edellä kuvattu lineaarinen interpolointimenetelmä on riittävä.

...( 30 Alan asiantuntijoille on selvää, että näytteitetty kanava- vaste h(n) = h(nTr) voidaan mallittaa hitaana aikavariant-tina satunnaisprosessina, jonka tehospektri on Φ(ί), ja •'»st» * · 112010 21 4>(f) = O, kun f < -fd ja f > fd, jossa fd on Doppler-taa-juus. Jos fd ei ole tunnettu tai jos se voi muuttua ajallisesti, niin paras estimaatti h(n) saadaan siirtämällä kohinallinen estimaatti h(kTr) ideaalisen vaihelineaarisen 5 alipäästösuotimen kautta, joka poistaa kohinakomponentit taajuuksilla |f| > fd max. Optimaalisen suotimen taajuus-vaste, ts. Fourier-muunnos wk olisi esimerkiksi seuraava: ^d.max — ^ — ^d.max 10 f(co) (4) 0 muulloin

Yksi tällainen suodin on äärellisen impulssivasteen (FIR, finite impulse response) omaava suodin, jonka ulostulo 15 voidaan kirjoittaa seuraavasti:

N

h(n) = h(nTr) = 2 wkh(nTr + kTr) (5)

k=-N

20 i » i * i c missä wk:t ovat FIR-suotimen kertoimet eli painot estimaa- * tin kehittämiseksi. Nähdään helposti, että edellä kuvattu j ] | 25 (2N+1) näytteen keskiarvomenetelmä on tämän painotetun ’!· summan menetelmän erikoistapaus, jos wk = 1/(2N+1). Valit- ; semalla wk edellä kuvatun kriteerin mukaan voidaan saada parempi h(n):n estimaatti, vaikka siitä aiheutuukin vii-vettä. Kuvio 3 esittää, miten yhtälö (5) voidaan toteuttaa ’’ 30 kanavaestimaatin kehittämiseksi referenssisignaaliin pe- < i · rustuvan kohinallisen kanavaestimaatin painotettua keski-·”’ arvoa käyttäen.

. · * t » » i 22 112010

Alan asiantuntijoille on selvää, että ideaalisen koheren-tin vastaanottimen suorituskyky Rayleigh-häipyvällä kanavalla on tunnettu. Siksi seuraava tarkastelu analysoi referenssiin perustuvan kanavaestimointimenetelmän suori-5 tuskykyhäviötä suhteessa optimaaliseen koherenttiin vastaanottimeen tällaisella kanavalla.

Häviön aiheuttavat pääasiassa kaksi tekijää. Ensiksikin informaatiota sisältämättömien referenssibittien sijoitta-10 misen vuoksi energia informaatiobittiä kohti (Eb) pienenee tehollisesti (ts. datanopeus pienenee), jos lähetetty kokonaisteho pysyy samana. Toiseksi kohinan vaikuttaessa kanavaestimaateissa on virheitä. Kokonaishäviö on näiden kahden tekijän yhdistetty tulos.

15

Eb:ssä referenssin sijoittamisesta aiheutuva häviö, jota merkitään ζΐ7 voidaan ilmaista yksinkertaisesti seuraavasti : 20 ζί = (M+l)/M = 1 + 1/M (6) jossa 1/M on sijoitusnopeus. Esimerkiksi kun M = 6, esiin-:.·(ϊ tyy Eb:n häviö 101og10(7/6) = 0,67 dB.

I i I

25 Estimointivirheestä aiheutuvan suorituskykyhäviön analy- ' » soimiseksi DS-CDMA-tukiasemayhteydelle täytyy ensin muo- * * I » .dostaa kanava- ja signalointimalli. DS-CDMA-tukiasemayh-;·_ teyttä voidaan tarkastella useana tasaisesti häipyvänä ka- * i navana. Kullakin tasaisesti häipyvällä kanavalla vastaan-30 otettu signaali hajotuksen poiston jälkeen voidaan ilmais- > * » ! ta seuraavasti: * · i i :·: r( k) = h(k)a(k) + z(k) (7) t • i t r • · 1 , · 1 23 112010 jossa r(k) on vastaanotettu näyte hetkellä kT, a(k) on vastaava lähetetty data- tai referenssisymboli, h(k) on häipyvää kanavaa kuvaava kompleksinen alipäästö-satunnais-muuttuja ja z(k) on summautuva kohina tai häiriö, joka on 5 likimain valkoista ja Gauss-kohinaa. Keskimääräinen sig- 2 2 naalikohinasuhde on yhtä kuin E[ | a(k) | ]E[|h(k)| ]/σ\, jossa a\ on kohinan varianssi. Jakesin kanavamallin mukaan (joka on kuvattu kirjassa W.C. Jakes, Ed., Microwave Mobile Communications, John Wiley, New York, 1974) h(k) on bia-10 soimaton ja Gauss-jakautunut. Sen tehospektrin, jota kutsutaan Doppler-spektriksi, antaa yhtälö: 3 H( f) = - [1 - (f/f d)2r1/2 (8) 15 2llfd jossa fd on Doppler-taajuus, joka on kantoaaltotaajuuden ja matkaviestinlaitteen nopeuden funktio. Lisäksi voidaan olettaa, että käytetään BPSK-signalointia. Alan asiantun-20 tijoille on selvää, että seuraavat oletukset ovat sovel lettavissa myös kvadratuuri-vaiheensiirtoavainnusta käyt-’·’·' tävään signalointiin. Jos |a(k)| = 1, niin voidaan olet- »Il .* taa, että referenssisymbolit sijoitetaan hetkellä (M+l)kT, : V joten a((M+l)k) ja r((M+l)k) ovat referenssisymbolit ja .f ·25 vastaavat vastaanotetut näytteet. Kertomalla r((M+l)k) tt|:· referenssisymbolin konjugaatilla a*((M+l)k) tulokseksi ;T: saatava kanavaestimaatti on: • h( (M+l )k) = h( (M+l )k ) + a* ( ( M+l )k) z( (M+l )k) (9) 30

Yhtälön (9) antamassa kanavaestimaatissa h((M+l)k) on alipäästö-satunnaismuuttuja, ja toinen termi on kanavan estimointivirhe. Jos 1/(M+1)T > 2fd, niin kanavaestimaattia hetkellä (M+l)kT voidaan vielä parantaa, ts. kanavan esti-35 mointivirheen varianssia voidaan pienentää. Wienerin suo- 24 112010 datusteoriasta on tunnettua, että optimaalinen biasoimaton kanavaestimaatti siinä mielessä, että signaalienergian suhde estimointivirheen varianssiin on maksimoitu, saadaan siirtämällä h((M+l)k) vaihelineaarisen suotimen läpi, 5 jonka itseisarvovaste on yhtä kuin osamäärän H(f) jaettuna kohinaspektrillä neliöjuuri. Sijoitettuihin referenssisym-boleihin perustuva optimaalinen kanavaestimaattori on itse asiassa vaihelineaarinen sovitettu suodin, joka on sovitettu kohinaspektrillä jaettuun kanavan Doppler-spektriin.

10 Käytännössä tällaisen optimaalisen estimaattorin toteuttaminen on vaikeata, koska Doppler- ja kohinaspektrejä tavallisesti ei tunneta ja koska ne muuttuvat ajallisesti. Lähes optimaalinen ja realistinen ratkaisu on käyttää 15 kiinteätä, vaihelineaarista alipäästösuodinta, jonka raja-taajuus on suurempi tai yhtä suuri kuin suurin mahdollinen Doppler-taajuus.

Suodattamalla h((M+l)k) käyttäen ideaalista vaihelineaa-20 rista alipäästösuodinta, jonka rajataajuus on fcut.off ja jonka ryhmäviive nolla tai vastaavasti ryhmäviive on kiin-’;·'·* teä ja itseisarvo yksi sen päästökaistalla, suotimen ulos- ·’ tulo voidaan ilmaista seuraavasti: 25 h( (M+l )k) = h((M+l)k) + z((M+l)k) (10) ; : : Voidaan osoittaa, että estimointijäännösvirheen z((M+l)k) varianssi on yhtä kuin o\x( 2fcut_off/fr), jossa fr=l/(M+l)T on referenssisymbolien sijoitus taajuus. Tarkemmin sanoen suo-••30 datuksen jälkeen kanavan estimointivirheen varianssi on pienentynyt kertoimella 2fcut.off/f r. Seuraavaksi voidaan : ’ * kehittää lineaarista interpolointia käyttäen kanavaesti- maatit hetkellä kT, kun k ± (M+l)k, yhtälön (3) mukaan. Yhtälöstä (7) ja yhtälöstä (10) koherentit ilmaistut näyt-ti>>; 35 teet voidaan kirjoittaa seuraavasti: 25 112010 ä(n) = r(k)h*(k) (11) = |h(k)|2a(k)+z*(k)h(k)a(k)+z(k)h*(k)+z(k)z*(k) 5 Jos lisäksi oletetaan, että z*(k)h(k)a(k) ja z(k)h*(k) ovat riippumattomia ja että korkean kertaluvun virhetermi z(k)z (k) on mitättömän pieni, niin kokonaiskohinan varianssi ilmaisimen ulostulossa on yhtä kuin | h(k) | 2(σ2+σ|). Vertaamalla tätä optimaalisella koherentilla vastaanotti-10 mella saatua tulosta siihen, mikä saadaan maksimisuhdeyh-distämisellä, jolla kohinan varianssi ilmaisimen ulostulossa on |h(k)|2a2, voidaan päätellä, että estimointivir-heestä johtuva häviö on likimäärin seuraava: 15 * 1 + °!/°z= 1 + ( 2fcut_off/f r) (12)

Yhdistämällä yhtälöt (6) ja (12) suorituskyvyn kokonaishä-viö voidaan ilmaista seuraavasti: 20 Ctotal - [1 + (2fout_o£f/fr)]x(l + l/M) (13) Järjestelmän suorituskyky voidaan optimoida valitsemalla Ctotal:in minimoimiseksi sopiva M.

: 25 r = 1/3 konvoluutiokoodatulla järjestelmällä, jolla infor- maation bittinopeus on 9600 bittiä sekunnissa, koodattu ·' bittinopeus on 28800 bittiä sekunnissa. Jos asetetaan M = 6, niin fr = 4800 hertsiä (Hz). Kun fcut_off = 300 Hz, •y kokonaishäviö on (1 + 1/8)x(1 + 1/6) = 63/48 eli noin 1,14 dB.

30 Koska optimaalinen koherentti vastaanotin vaatii yli 3 dB:iä pienemmän Eb/N0:n kuin ei-koherentti vastaanotin, niin voidaan odottaa yli 2 dB:n parannusta.

*;·.· Useista RAKE: n haaroista ja/tai useista antenneista saatu- —: 35 jen signaalien toisteiden yhdistämistä käytettäessä suori- 26 112010 tuskykyero koherentin vastaanottimen ja ei-koherentin vastaanottimen välillä voisi olla suurempikin, koska koheren-tissa vastaanottimessa ei ole ei-koherentissa vastaanotti-messa syntyvää yhdistämishäviötä. Vaikka tämä lisäetu 5 saattaa osittain kumoutua siitä syystä, että toisteiden yhdistämistä käytettäessä viestintäjärjestelmää todennäköisesti käytetään yhdistettävien yksittäisten signaalien pienemmillä signaalikohinasuhteilla kuin ilman toistevas-taanottoa. Tämän johdosta toisen kertaluvun termiä yhtälö lössä (11) ei voida jättää huomioonottamatta.

Edellä esitetyssä analyysissä on oletettu, että kanavan estimoinnissa käytetään ideallista alipäästösuodinta.

Tällaisen ideaalisen alipäästösuotimen toteutus vaatii 15 äärettömän viiveen. Käytännön suotimessa täytyy olla siir- tymäkaista, jotta sillä olisi äärellinen viive. Suurimman sallitun Doppler-taajuuden tulisi siten olla pienempi kuin suotimen tehollinen kaistanleveys. Voidaan esimerkiksi suunnitella suodin, jonka siirtymäkaista on 200 hertsistä 20 400 hertsiin. Tulokseksi saatavan suotimen viive on pie- . nempi kuin viisi millisekuntia pidettäessä tehollinen • · « kaistanleveys 300 hertsinä. Tällaista suodinta käytettäes- • *' sä ei synny lisähäviötä, jos matkaviestinlaitteen nopeus • on alle 220 kilometriä tunnissa.

: 25

Edellä esitetyssä analyysissä oletettiin lisäksi, että i : : data- ja referenssisymboleja lähetetään jatkuvasti. Tämän johdosta referenssisignaalit ovat käytettävissä Tr:n vä-lein, ja näitä referenssisignaaleja voidaan käyttää kana-30 van estimointiin alipäästösuodatuksen avulla. Joissakin • tapauksissa, kuten vaihtelevan nopeuden omaavaa puhelähe- tystä käytettäessä, on toivottavaa, että dataa lähetetään lyhyinä ja epäjatkuvina lohkoina. Sellaisessa tapauksessa myös referenssisymboleita lähetetään epäjatkuvasti, ja 35 edellä kuvattua alipäästösuodatusmenetelmää pitäisi muut- 27 112010 taa, jotta se olisi sovellettavissa edellä kuvatulla tavalla.

Alan asiantuntijoille on ensiksikin selvää, että jos data-5 lohkon kestoaika on lyhyt suhteessa kanavan muutosaikava-kioon, niin kanavavasteen voidaan olettaa lohkon aikana vaihtelevan lineaarisesti. Kanavavaste h(kT) voidaan siten ilmaista seuraavasti: 10 h(kT) = a + 3k (14) jossa a ja β ovat kaksi estimoitavaa kompleksista vakiota. Nämä kaksi vakiota voidaan määrittää käyttämällä vastaanotettuja referenssinäytteitä pienimmän neliösumman (LS, 15 least squares) periaatteeseen perustuvan lineaarisen parhaan sovituksen menetelmällä. Seuraava esimerkki kuvaa tällaisten estimointimenetelmien yksityiskohtia.

Lähetetyn datalohkon (so. kehyksen) oletetaan muodostuvan 20 36 datasymbolista ja 6 sijoitetusta referenssisymbolista . (katso kuvio 2). Tämän vuoksi lohkoa kohti lähetetään 42 1 t · symbolia. Tämä datalohko voidaan erottaa aikaväleillä, j ·’ jolloin dataa ei lähetetä. Siten kun tällainen lyhyt lohko ·' ·’ vastaanotetaan, kiinnostavalla aikavälillä on käytettävis- :25 sä ainoastaan 6 referenssinäytettä.

i : Tässä esimerkissä kanavan estimointi suoritetaan vain vastaanotettuja referenssinäytteitä käyttäen. Vastaanote-·· tut näytteet voidaan merkitä r(k), k = 0, ..., 41, joka ,·:\30 voidaan kirjoittaa seuraavasti: r(k)=h(kT)a(k)+z(k) (15) jossa a(k) on k:s lähetetty symboli, joka voi olla joko ,...:35 datasymboli (joka ei ole vastaanottimen tiedossa) tai 28 112010 referenssisymboli (joka on vastaanottimen tiedossa), ja z(k) on summautuva kohina hetkellä k. Tässä esimerkissä referenssinäytteellä r(k), k=7i+3, 1=0, 1, 2, 3, 4 ja 5, koska a(k) on tunnettu, kohinalliseksi kanavaestimaatiksi 5 saadaan: h(kT) = r(k)a*(k) (16) jossa a*(k) edustaa a(k):n kompleksista konjugaattia. 10 Minimoitaessa LS-virhe yhtälön (14) antaman h(kT):n ja h(kT):n välillä a:n ja β:η LS-estimaatit voivat toteuttaa seuraavat yhtälöt: ON + k = 2 h(k) (17) k k 15 k + k2 = 2 kh(k) (18) k k k * t * a 20 missä N on elementtien lukumäärä summauksessa ja h(k) saa- ! daan yhtälöstä (16) ja missä summausindeksi saa arvon ; ; k = 3+7i, i = 0, 1, 5. Seuraavat yhtälöt antavat rat- *··/ kaisun a:lle ja β:11β: • · · i 25 a = d[2 k2 x ^ Mk) ~ ΝΣ kh(k)^ (19) kk k β = d[N~y] h(k) - 2 k x 2 h(k)] (20) k k k 29 1 120 1 0 missä d = 1/[N2 k2 - (£ k)2i (21) k k 5

Kanavavasteiden estimaatit ajanhetkinä kT, k = 0, 1, ..., 41, voidaan siis laskea estimoitua a:aa ja käyttäen yhtälön (14) mukaan.

10 Vaikka tämä keksintö on selitetty ja esitetty tietyn asteisella yksityiskohtaisuudella, niin tulee ymmärtää, että esillä oleva suoritusmuotojen selitys on laadittu ainoastaan esimerkin avulla ja että alan asiantuntijat voivat turvautua moniin vaihdoksiin osien ja suoritusvaiheiden 15 sovitelmassa ja yhdistelmässä poikkeamatta tämän keksinnön hengestä ja patenttivaatimusten määrittelemästä suojapii-ristä. Esimerkiksi parhaana pidetyn suoritusmuodon viestintäjärjestelmän kuvatut modulaattori-, antenni- ja demo-dulaattoriosat on tarkoitettu radioliikennekanavalla siir- . .·. 20 rettäville CDMA-hajaspektrisignaaleille. Kuten alan asian-• · · tuntijat ymmärtävät, tässä selitettyjä ja oheisissa pa-; tenttivaatimuksissa määriteltyjä koodaus- ja dekoodaustek- ; niikoita voidaan soveltaa käyttöön myös muuntyyppisissä : siirtojärjestelmissä, kuten aikajakokanavointiin (TDMA, • t · ··.·* 25 time division multiple access) ja taajuusjakokanavointiin V · (FDMA, frequency division multiple access) perustuvissa järjestelmissä. Lisäksi viestintäkanava voi vaihtoehtoi-sesti olla elektroninen tietoväylä, johto, optinen kuitu-yhteys, satelliittiyhteys tai mikä tahansa muuntyyppinen , 30 viestintäkanava.

Claims (10)

30 1 12010

1. Viestintälaite (100, 116), tunnettu siitä, että se käsittää: 5 (a) referenssielimen (112), joka sijoittaa referenssisymbolit tulodatasymbolien virtaan tulo-datasymbolien (110) referenssikoodatun virran (114) muodostamiseksi sekä 10 (b) hajotuselimen (117), joka on toiminnallisesti kytketty referenssielimeen (112) ja joka valmistelee tulodatasymbolien (110) referenssikoodatun virran (114) viestintäkanavalla (120) 15 lähettämistä varten hajottamalla tulodatasymbolien referenssikoodatun virran (114) hajotuskoodin avulla ennen viestintäkanavalla (120) lähettämistä.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen viestintälaite (100, 116), tunnettu siitä, että hajotuselin (117) käsittää ensimmäisen hajoituselimen referenssisymbolien , hajottamiseksi ensimmäisellä hajotusnopeudella ja toisen hajotuselimen tulodatasymbolien (110) virran ; ; 25 hajottamiseksi toisella hajotusnopeudella.

: 3. Viestintälaite (100, 116), joka käsittää: • * · (a) demodulaattorin (126), : 30 :(b) kanavaestimaattorin (134), joka on toiminnallisesti kytketty demodulaattoriin (126) ;;; ja sovitettu estimoimaan kanavavaste; sekä 35 (c) ilmaisimen (140, 154), joka on toiminnallisesti 3i 112010 kytketty demodulaattoriin (126) ja kanavaestimaattoriin (134) ja sovitettu kehittämään estimoitu datasymboli datanäytteiden virrasta (138) estimoitua kanavavastetta hy-5 väksikäyttäen, tunnettu siitä, että demodulaattori on sovitettu hajoituskoodin avulla 10 poistamaan vastaanotetun viestintäsignaalin hajoitus referenssinäytteiden virran (132) ja datanäytteiden virran (138) johtamiseksi; ja kanavaestimaattori on sovitettu estimoimaan kanavavaste referenssinäytteiden virtaa (132) 15 hyväksikäyttäen.

4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen viestintälaite (122, 154), tunnettu siitä, että demodulaattori (126) käsittää ensimmäisen hajotuksen poistimen, joka on 20 sovitettu poistamaan vastaanotetun viestintäsignaalin hajotus ensimmäisen hajotuksen poistokoodin avulla ja ensimmäisellä hajotuksen poistonopeudella referens- ' sinäytteiden virran (132) johtamiseksi, sekä toisen hajotuksen poistimen, joka on sovitettu poistamaan vas- 25 taanotetun viestintäsignaalin hajotus toisen hajotuksen poistokoodin avulla ja toisella hajotuksen poistonopeudel- ; la datanäytteiden virran (136) johtamiseksi. ' #

5. Patenttivaatimuksen 3 mukainen viestintälaite (122, ',· 30 154), tunnettu siitä, että kanavaestimaattori (134) käsittää yhden ryhmästä, johon kuuluvat seuraavat: (a) välineet kanavavasteen estimoimiseksi alipäästö- suodattamalla referenssinäytteiden virta (132) ; 35 • » 32 1 120 1 0 (b) välineet kanavavasteen estimoimiseksi näytteitys-ajan lineaarisena funktiona; ja (c) suodatusvälineet kuhunkin referenssinäytteeseen 5 liittyvän kanavavasteen estimaatin kehittämiseksi alipäästösuodattamalla referenssinäytteiden virta (132) sekä interpolointivälineet, jotka on toiminnallisesti kytketty suodatusvälineisiin estimoidun kanavavasteen kehittämiseksi ainakin 10 kahden referenssinäytteiden avulla estimoidun kanavavasteen välillä.

6. Patenttivaatimuksen 3 mukainen viestintälaite (122, 154), tunnettu siitä, että ilmaisin (140, 15 154) käsittää yhden ryhmästä, johon kuuluvat seuraavat: (a) välineet estimoidun datasymbolin kehittämiseksi datanäytteiden virrasta (138) korreloimalla 20 estimoitu kanavavaste datanäytteiden virran (138) kanssa; (b) välineet (166) estimoidun databitin kehittämiseksi : käyttämällä hyväksi maksimitodennäköisyysdekoo- 25 daustekniikoita estimoidun databitin johtamiseksi estimoidusta datasymbolista; ja (c) välineet (166) estimoidun databitin kehittämiseksi .. käyttämällä hyväksi Viterbin maksimitodennäköi- 30 syysdekoodausalgoritmia estimoidun databitin y’ johtamiseksi estimoidusta datasymbolista.

'·. 7. Viestintämenetelmä, tunnettu siitä, että se käsittää: : · • 35 33 1120 1 0 (a) referenssisymbolien sijoittamisen tulodatasymbo- lien virtaan (110) tulodatasymbolien referenssikoodatun virran (114) muodostamiseksi; 5 (b) tulodatasymbolien referenssikoodatun virran (114) valmistelemisen viestintäkanavalla (120) lähettämistä varten hajottamalla tulodatasymbolien referenssikoodattu virta (114) hajotuskoodilla ennen viestintäkanavalla (120) lähettämistä; ja 10 (c) tulodatasymbolien hajotetun referenssikoodatun virran lähettämisen viestintäkanavalla (120).

8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, 15 tunnettu siitä, että sijoittamisvaihe käsittää referenssisymbolien sijoittamisen tulodatasymbolien virtaan (110) sijoitusalgoritmin mukaan tulodatasymbolien referenssikoodatun virran (114) muodostamiseksi ja että sijoitusalgoritmi käsittää referenssisymbolien 20 sijoittamisen nopeudella, joka on suurempi kuin kaksi kertaa sen viestintäkanavan (120) kanavavariaatiotaajuus, : jolla tulodatasymbolien hajotettu referenssikoodattu virta on määrä lähettää. : ·, 25

9. Menetelmä vastaanotetun viestintäsignaalien käsittele- ' miseksi, joka käsittää seuraavat menetelmävaiheet: (a) estimoidun datasymbolin kehittämisen datanäytteiden virrasta (138) estimoitua 30 kanavavastetta hyväksikäyttäen tunnettu siitä, että se käsittää lisäksi; * * » (b) vastaanotetun viestintäsignaalin hajotuksen ’ t poistamisen hajotuskoodin avulla ‘>ii» 35 referenssinäytteiden virran (132) ja 112010 34 datanäytteiden virran (138) johtamiseksi; (c) kanavavasteen estimoimisen referenssinäytteiden virtaa (138) hyväksikäyttäen. 5

10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että estimointivaihe käsittää: (a) kuhunkin referenssinäytteeseen liittyvän 10 kanavavasteen estimaatin kehittämisen alipäästösuodattamalla referenssinäytteiden virta (132); ja (c) estimoidun kanavavasteen kehittämisen ainakin kah- 15 den referenssinäytteiden avulla estimoidun kanava- vasteen välillä. * ♦ 35 1 120 1 0