CN1048606C

CN1048606C - 在扩展频谱通信系统中用于相干通信的方法和装置

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Publication number: CN1048606C
Application number: CN94190121A
Authority: CN
Inventors: 林富云
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1993-03-11
Filing date: 1994-02-16
Publication date: 2000-01-19
Anticipated expiration: 2014-02-16
Also published as: FI945336A0; JP3464002B2; PL174713B1; FI112010B; BR9404420A; US5329547A; EP0643889A1; CN1105510A; CA2134230C; TW295754B; SE520542C2; MY125586A; SG46295A1; EP0643889A4; DE69430720D1; WO1994021065A1; SE9403860D0; EP0643889B1; JPH07506713A; CA2134230A1

Abstract

一个用于编码和解码以产生相干通信的方法和装置。在编码时，基准符号被插入输入数据符号流中以构成一个输入数据符号的基准编码流。接着，通过在传输之前使用扩展码扩展输入数据符号的基准编码流从而准备好传输的基准编码流。在解码时，用扩展码去扩展接收的通信信号以导出一个基准样值流和一个数据样值流。通过使用基准样值流，信道响应被估测出来。通过使用估测信道响应从数据样值流中检测出估测数据符号。

Description

在扩展频谱通信系统中用于相干通信的方法和装置

本发明涉及使用扩展频谱信号的通信系统，更具体地讲，是涉及在扩展频谱通信系统中用于相干通信的方法和装置。

通信系统具有多种形式。通常一个通信系统的目的是从位于一点的信源向离此一段距离的另一点的用户目的地传送携带信息的信号。一个通信系统一般包括三个基本部件：发送器、信道和接收器。发送器具有把消息信号处理成适于通信信道传送的形式的功能。这种对消息信号的处理称作调制。信道的功能是在发送器输出和接收器输入之间提供一个物理连接。接收器的功能是处理所收到的信息以产生对初始消息信号的估测。这种对收到的信号的处理称作解调。

一类通信系统是多路存取扩展频谱通信系统。在扩展频谱系统中使用了一种把要发送的信号扩展到通信信道的宽频带上的调制技术。该频带比传送要发出的信息所需的最小带宽更宽。例如语音信号可以使用调幅(AM)在正好是信息其本身的两倍的带宽上发送。其它的调制方式，比如低偏差调频(FM)或单边带AM也可以在与信息本身的带宽相对的带宽上传送信息。而在一个扩展频谱系统中，对被发送信号的调制通常包括使用一个仅有几千赫带宽的基带信号(比如，一个语音信道)和把要发送的信号分布在可以是几兆赫宽的频带上。这可以通过把要发送的信息和一个宽带编码信号调制成要发送的信号来实现。

现在已有三类常用的扩展频谱通信技术，其中包括直接序列调制，频率与/或时间跳跃调制和邱普(chlip)调制。在直接序列调制中，用具有比信息信号带宽更高的位速率的数码序列来调制载波信号。

信息(即包括语音和/或数据的消息信号)可以通过几种方法嵌在直接序列扩展频谱信号中。一种方法是在信息被艇于扩展调制前加在扩展码中。应注意到要发送的信息在加入扩展码中之前必须是数字形式的，这是因为扩展码和通常是二进制码的信息的组合涉及模2加法。可选地，信息或消息信号可以用来在扩展载波之前调制它。

这些直接序列扩展频谱通信系统可以容易地被设计成多址通信系统。比如，一个扩展频谱系统可以被设计成一个直接序列码分多址(DS-CDMA)系统。在一个DS-CDMA系统中两个通信单元间的通信是通过把要发送的信号扩展到具有一唯一用户扩展码的通信信道的频带上来完成的。这样，被传输的信号处于通信信道的同一频带上并且仅通过唯一用户扩展码来加以区分。这些唯一用户扩展码最好是彼此正交使得扩展码之间的交叉相干近似于零。

特定的传输信号可以通过用和这个要从通信信道中获取的特定传输信号相干的用户扩展码去扩展(despread)表示通信信道中信号总和的信号来得到。而当用户扩展码彼此正交时，收到的信号可以与一个特定的用户扩展码相干使得只有要得到的与特定扩展码相应的用户信号被增强而对所有其它用户的别的信号则不增强。

本领域的技术人员可以理解，在DS-CDMA通信系统中存在几种不同的可以用来彼此区分数据信号的扩展码。这些扩展码包括但不仅限于伪噪声(PN)码和沃尔什(Walsh)码。一个沃尔什(Walsh)码对应于阿达玛(Hadamard)矩阵的一行或一列。

本领域的技术人员也可以理解扩展码可用于对数据信号进行信道编码。通过使所传输的信号更好地抗象噪声、衰减和干扰这样的不同信道损耗的影响，数据信号被信道编码以提高通信系统的性能。通常，信道编码减小误码的概率，并/或降低所要达到的通常表示为单位噪声密度的出错位(即定义为每信息位的能量和噪声谱密度之比的E_b/TV₀)的信噪比，从而以付出更多的本为传输数据信号所必须的带宽为代价来恢复信号。例如，沃尔什码可用来在针对后续传输的数据信号调制之前对数据信号进行信道编码。类似地PN扩展码也可用来对数据信号进行信道编码。

然而，针对一些需要系统能够胜任特定数量的同时通信(均具有一最小信噪比)的通信系统设计，单靠信道编码本身可能无法提供所需的信噪比。通过不使用非相干接收技术而是设计通信系统来相干检测传输信号，在某些情况下，这种设计约束可以得到满足。本领域的技术人员可以理解一个相干接收器与具有同样误码率(即一个表示一个可接收的干扰水平的特定设计约束)的非相干接收器相比对信噪比的要求较少。严格地讲，对于瑞利(Rayleigh)衰减信道它们之间相差三个分贝(dB)。由于优化相干接收器没有复合损耗而非相干接收器总是有复合损耗，所以当使用分集(diversity)接收时相干接收器的优越性更为显著。

这样一种利用传输信号的相干检测的方法是使用导频信号。例如，在一个蜂窝通信系统中，如果基站发送一个导频信号，则发送信道或下行链路(即从基站到移动单元)可以被相干检测出来。接着，所有的移动单元使用导频信道信号估测信道相位和幅度参数。然而对于反向信道或上行链路(即从移动单元到基站，使用这样的一个公用导频信号并不行。结果是，那些本领域的一般技术人员经常假定只有非相干检测技术才适用于上行链路通信。

于是许多近期的论著集中于优化DS-CDMA系统中的非相干接收技术。比如象下面的文章。

·A.Salmasi和K.S.Gilhousen，“关于用于数字蜂窝和个人通信网络的码分多址(CDMA)的系统设计”，Proc.of VTC′9，第57-62页，1991年。

·F.Ling和D.Falconer，“针对反向信道CDMA通信的正交/卷积编码”，Proc.of VTC′92，第63-66页，1992年5月，Denver公司。

·L.F.Chang和N.R.Sollenberger，“关于针对CDMA无线通信系统的两种交叉技术的比较”，Proc.of VTC′92，第275-278，1992年5月，Denver公司。

·Y.J.Liu，“针对在瑞利衰减信道上的一个位交叉卷积编码的代码分割多路复用系统的软判定译码”，Proc.of PIMRC′92，第128-132页，1992年10月。这些文章均指出当在蜂窝通信系统的上行链路通信中使用不同的编码，调制，检测和交叉技术时，在性能方面存在着根本差别。

在A.Salmasi和K.S.Gilhousen的文章中描述了一个在卷积和正交编码模式中使用逐位交叉以优化DS-CDMA通信系统中非相干接收的DS-CDMA通信系统。

在F.Ling和D.Falconer以及L.F.Chang和N.R.Solleuberger的文章中公开了一个采用沃尔什(Walsh)编码(即正交编码)，非相干检测并使用正交符号(即逐字交叉而不是逐位交叉的上行链路DS-CDMA系统。L.F.Chang和N.R.Sollenberger的文章指出当采用两种模式的通信系统也对以不同的速度(例如以范围为每小时0到100公里的速率移动)的移动通信单元使用能量控制时，逐字交叉卷积和正交编码模式所要求的E_b/N₀比在A.Salmasi和K.S.Gilhousen的文章中描述的类似的逐位交叉模式低大约1到1.4dB。由于逐字交叉卷积/正交编码模式比逐位交叉模式具有更好的性能，它比后者具有更小的隐含分集。此外，它仍然是一个非相干通信系统且不能避免梳状损耗。

最后，Y.J.Liu的文章描述了一个无需改变交叉方法使用一个4端口分集组合可以改进采用沃尔什(Walsh)编码和位级交叉的上行链路DS-CDMA通信系统性能的更为复杂的检测技术。

然而，即使是有上述针对非相干通信系统的改进，仍存在对使用相干检测技术的通信系统的需求。

一个被提供用于编码并解码以方便相干通信的方法和装置。在编码时，基准符号被插入输入数据符号流中以构输入数据符号的基准编码流。接着，通过在经通信信道传输之前用扩展码扩展输入数据符号的基准编码流，输入数据符号的基准编码流被准备在通信信道上进行传输。在解码时，用扩展码来对收到的通信信号进行去扩展以导出基准样值流和数据样值流。通过使用基准样值流来估测信道响应。最终，通过使用估测的信道响应从数据样值流中检测出一个估测的数据符号。

图1为一个说明根据本发明的一个最优实施例通信系统的模块图。

图2为一个说明在图1所示的最优实施例通信系统中使用的一个最优实施例通信信道帧结构的模块图。

图3为一个说明在图1所示的最优实施例通信系统中使用的最优实施例信道估测器的模块图。

在下面讨论过程中提出一个新的针对上行链路DS-CDMA通信的解决方法。这种新的解决方法采用了带有基于信道估测的基准符号的相干检测。本领域的技术人员可以理解其它类型的通信系统(例如，个人通信系统，中断系统，卫星通信系统，数据网络以及类似的系统)也可以可适用且/或被设计成使用这里描述的原理。这里将说明对上行链路DS-CDMA通信使用相干检测方法相对于非相干检测技术可获得相当高的E_b/N₀增益。具体地说，模拟结果表明在整个实际移动通信单元速度范围(即每小时0到100公里的速度)上，使用这种新模式所需的E_b/N₀比使用逐位交叉的沃尔什(walsh)编码非相干检测要低约2.5dB，或者比使用沃尔什(Walsh)符号(即逐字)交叉非相干检测要低1.3dB。这里在频率域上给出对这种新模式的分析。这种频域分析导致一个描述这种模式相对于最优相干检测的性能损耗的简单的公式。

为了进行有效的相干检测，有必要获得精确的信道估测。基本上有两种信道估测方法：基于数据的和基于基准符号的。基于数据的信道估测可以直接判断的和非直接判断来实现对于DS-CDMA上行链路通信，信道估测器必须在低信噪比上进行操作且衰减相对较快。结果由于其高判断误差率直接判断方法是不适合的。另一方面，非直接判决方法，比如象在A.J.Viterbi和A.M.Viterbi的文章“用于脉冲数字传输的PSK调制载波相位的非线性估测”，IEEE Trans on info.Theory，Vol.IT-29，No.4，第543-551页，1983年月，中所描述的，在信道估测中总是具有一个相位模糊度，例如对2进制移相键控(BPSK)的180°模糊度或对四相移相键控(QPSK)的90°模糊度。结果有必要使用差分编码以消除其影响，而正如本领域的技术人员所理解的，对于具有在瑞利衰减信道上传输的差分编码信号的通信系统，即使是带有相干检测，仍需要比非差分编码移相键控(PSK)信令高出3dB的E_b/N₀。

一种解决判断误差和相位模糊间频的途径是使用基准符号进行信道估测。下面描述基于基准符号的信道估测。为接收器所知的基准符号被插在携带可以被编码成符号的数据符号的一个信息序列中。在接收器方，所收到的对应于基准符号的信号样值被用来产生一信道估测。由于基准符号为接收器所知，则不存在判断错误且信道估测结果没有相位模糊。结果，提供出一个有非差分编码信令的健全的通信系统。

被插入的基准符号可以块的形式组织或均匀分布。对于一个平滑衰减信道，期望把基准符号周期性地均匀地插在数据流中。对于一个具有一用于前端处理的瑞克接收器的DS-CDMA上行链路，我们可以把每个瑞克“指(finger)”的输出当作一个平滑衰减信号。因而，最优实施例通信系统会针对每个M编码数据符号均匀地插入一个基准符号。

在R.Price和P.E.Creen的第一篇文章“针对多路信道的一通信技术”，Proceedings of IRE，1958年3月，第555-570页中描述了瑞克接收器的基本操作。简而言之，一个瑞克接收器对一个所收到的信号的多路特征进行连续的，详细的测量。通过单独检测响应信号，使用一个相干方法并把这些响应信号代数地组合成一个单独检测的信号，这种知识被用于消除选择性衰落。通过在其代数组合之前改变各个检测到的响应信号间的时间延迟或相位，符号间干扰得到减少。

现在参照图1，说明一个用于在扩展频谱通信系统中进行相干通信的系统。在通信系统的编码部分100中，业务信道数据位102被以一特定位速率(例如，9.6千位/秒)输入一编码器104。输入的业务信道数据位可以包括被语音编码器转换成数据的语音，纯数据，或者是上述两种数据的组合。编码器104以固定的编码速率(1/r)，利用后续最大仍然把数据符号解码成为数据位的编码算法(例如卷积或块编码算法)把输入数据位102编码成为数据符号。例如，编码器104以一数据位对三数据符号(即1/3)的固定编码速率对输入数据位102(例如，以9.6千位/秒速率接收的192个输入数据位)进行编码使得编码器104输出数据符号106(例如，以28.8千符号/秒的速率输出的576个数据符号)。

数据符号106接着被输入一个交织器(interleaver)108。交织器108把数据符号106组织成块(即帧)并在该符号级对输入数据符号106进行块交叉。在交织器108中，数据符号被逐个地输入一个定义了预定尺寸数据符号块的矩阵中。该数据符号被输入到矩阵中的位置上使得矩阵以逐列的方式被填满。数据符号被从矩阵的位置上逐个地输出使得矩阵以逐行的方式被取空。通常，矩阵是一个行数等于列数的方阵；而其它矩阵形式也可被选择以增加连续输入的非交叉数据符号间的输出交叉间距。交叉后的数据符号110被交织器108以同其输入相同的数据符号速率(例如，28.8千符号/秒)输出。由矩阵定义的数据符号块的预定尺寸是根据在一预定长度传输块中可以一编码位速率传输的数据符号的最大数量导出的。例如，若数据符号106以28.8千符号/秒的速率从编码器104被输出，且如果传输块的预定长度为20毫秒，则数据符号块的预定长度为28.8千符号/秒乘以20毫秒，等于576个数据符号，即定义了18×32的矩阵。

接着交叉后的数据符号110被输入基准位插入器112，插入器112针对每M个交叉后数据符号110插入L个所知的基准位。为简化下面的讨论，假定L＝1，M＝6。此外，假设每个插入的基准位为一零位。而本领域技术人员可以理解L和M可以是不偏离本发明的范围和宗旨的任意其它的值。另外，基准位可以是不偏离本发明的范围和宗旨的如全为1位或n个1位后跟n个0。位这样的任意已知序列。当L＝1而M＝6时，基准位插入器112对每块(即帧)输出672个基准编码位114使得基准位被插在每6个数据符号为一组之间。图2给出了一个包含42位的基准编码数据符号114的传输块(即帧)的例子(其中每个d代表一个数据符号，每个r代表一个基准位)。

基准编码数据符号114被从通信系统的编码部分100输出并输入到通信系统的发送部分116。数据符号114通过调制器117准备在通信信道发送出去。接着，被调制的信号被提供给天线118来通过通信信道120传送。

调制器117最好通过从扩展处理中的基准编码数据符号114导出一固定长度码序列从而把数据符号114用于直接序列代码分割扩展频谱传输。例如，基准编码数据符号流114中的每个数据符号可以被扩展成一个唯一的9位长的代码使得每个6数据符号组由一个54位长代码束表示。另外，基准编码数据符号流114中的每一基准位可以选择一个10位长代码。代表这个6位数据符号组的代码和一个相关的基准位最好组合起来构成一个64位长代码。作为这种扩展处理的结果，以固定速率(比如，28.8千符号/秒)收到基准编码数据符号114的调制器117现在具有一个拥有更高的固定符号速率(比如，307.2千符号/秒)的64位长代码的扩展序列。本领域的技术人员可理解在不偏离本发明的范围和宗旨的前提下基准编码数据符号流114中的基准位和数据符号可以根据多种其它算法被扩展成更长的代码序列。

通过使用一长扩展码(例如PN码)对扩展序列进行进一步扩展，该扩展序列进一步被准备用于直接序列代码分割扩展频谱传输。该扩展码是一种以固定的条(chip)速率(例如1.228兆条/秒)输出的用户特定的符号序列或唯一用户码。除了提供一个关于用户通过通信信道120发送编码的业务信道数据位102的标识之外，唯一用户码还通过抓取编码的业务信道数据位102而增强了在通信信道中通信的安全性。另外，通过驱动正弦波功率电平控制，用户码扩展编码的数据位(即数据符号)被用来对正弦波进行双相位调制。正弦输出信号被带通滤波，转换到一个RF频率上，经调幅、滤波并通过天线118发射出去以完成业务信道数据位102在通信信道120中使用BPSK调制的传输。

通信系统的接收部分122通过天线124从通信信道120收到被传输的扩展频谱信号。接收到的信号被去扩展器和采样器126采样成为数据样值142。接着，数据样值142被输出到通信系统的解码部分154。

去扩展器和采样器126最好通过滤波，解调，从RF频率进行转换和以一预定速率(例如，1.2288兆样值/秒)进行采样，对收到的扩展频谱信号进行BPSK采样。接着，通过把收到的采样信号和长扩展码相干处理去扩展经BPSK采样的信号。去扩展采样信号128的结果被以一预定速率采样并被输出给一个基准位抽取器130(例如，307.2千样值/秒使得一个接收到的扩展频谱信号的4样值序列被去扩展且/或由单个数据样值表示)。

基准位抽取器130最好从去扩展采样信号128中抽取基准位132并把基准位132输出给信道估测器134。去扩展采样信号128的其余数据样值138被输出给一个相干检测器140以用于数据样值142的后续相干检测。

信道估测器134把抽取出的基准位132与一已知的数据样值基准序列进行相干处理以获取无偏的但含有噪声的估测。为了获取一个较好的信道估测136，这些噪声估测可通过一个可以是固定或自适应的低通滤波器以去除高频噪声分量。得到的信道估测结果136相对而言没有噪声并可以用于相干检测。应注意到低通滤波器只对每(M+1)T时为我们提供了一个信道估测，其中M为在各基准位之间由基准位插入器122插入的数据符号个数(例如M＝6)而T为每个数据样值的时间间隔。为完成对传输的数据符号的相干检测，我们需要有一个针对每个T的信道估测。当(M+1)T相对于信道变化时间常量很短时，一个获取针对每个T的信道估测的简单然而有效的方法是在由(M+1)T分离的两个信道估测之间进行线性插值。然而正如本领域技术人员所理解的，在必要情况下可能需要使用更为复杂的插值技术。

在最优实施例相干通信系统中，也可以使用功率控制以增强整个系统的性能。功率控制算法可能和非相干通信系统中所使用的算法非常类似。最优实施例功率控制算法最好包括每隔1.25毫秒(即每块或每帧)或每隔12个信息位，即每隔36个编码位或42个总的接收信号样本进行一次接收功率估测。功率估测可以用几种不同的技术进行计算。一种技术是用功率估测器146简单地利用一个42位长的块中的6个基准信号样值(即来自基准位抽取器130的基准位144)计算出信道估测。功率估测器146把信道估测的幅度的平方作为功率估测148输出。

在产生信道估测136后，接收器的其余操作是常规的。相干检测器140把来自去扩展的采样信号128的剩余数据样值138与信道估测136的共轭相乘以产生相干检测样值142。

正如本领域人员所理解的，并置多个接收部分122-123和天线124-125以获得空间分集(diversity)。第N个接收器部分以和上述接收部分122基本相同的方式从在通信信道120收到的扩展频谱信号中检索数据样本。N个接收部分142-152的输出最好被输入到一个乘法器150，该乘法器150把输入数据样值分集合并成一个相干检测数据样值的复合流160。

各个构成软判断数据的数据样值160接着被输入到一个包含有一个在单个数据级上对输入的软判断数据160进行去交叉的去交织器162的解码部分154中。在去交织器162中，软判断数据160被逐个输入到一个定义了一个预定尺寸软判断数据块的矩阵中。该软判断数据被输入到矩阵的位置上使得矩阵以逐行的方式被填满。被去交叉的软判断数据164被逐个地从矩阵的位置上输出使得矩阵以逐列的方式被清空。被去交叉的软判断数据164由去交织器162以同其输入时同样的速率(例如，28.8千单元/秒)输出。

由矩阵限定的软判断数据块的预定尺寸可根据在预定长度传输块中接收的扩展频谱信号的采样数据样值的最大速率导出。

被去交叉的软判断数据164被输入到一个用最大似然解码技术产生估测业务信道数据位168的解码器166中。通过使用一个与维特比(Viterbi)解码算法基本类似的算法，最大似然解码技术可以得到加强。解码器166使用一组单独的软判断数据164以构成一个在最大似然序列估测解码器166的各特定时间状态上使用的软判断转移单位、在该组中用于构成各组软判决转移单位的软判断数据164的数目和从各输入数据位102产生的卷积编码器104的输出的数据符号106的数目相对应。每组中软判决转移单位的数目和以2为底的在各组中的软判决数据164的数目次幕相等。例如，当在发送器中使用一个1/3卷积编码器时，由每个输入数据位102产生3个数据符号106。于是，解码器166使用由3个单独的软判决数据164为一组形成在最大似然序列估测解码器166的各时间状态上使用的8个软判决转移单位。所估测的数据位168以与软判决数据164被输入解码器166的速率和用于初始编码输入数据位102的固定速率相干的速率被产生出来(比如，如果软判决数据以28.8千单位/秒速率输入而且初始编码速率为1/3则所估测的数据位168以9600位/秒的速率输出)。

这样，前文参考图1已给出了关于相干编码和解码的通信系统的描述。概括地说，通信系统包括把数据编码成数据符号，以逐个符号的方式交叉数据符号，把基准位插入被交叉的符号，调制并通过通信信道传送基准编码数据的第一部分。通信系统还包括接收并解调来自通信信道的信号，估测通信信道参数，相干解调信号中的数据样值，去交叉在各接收的传输块中用作软判决数据的相干检测数据样值，而后根据去交叉单独的软判决数据产生软判决转移单位，并接收通过使用最大似然解码技术根据软判决单位产生估测数据位的第二部分。

为了更清晰地描述这种使用基准位来相干检测数据样值的方法以及后面的推导过程和信道估测器134的操作，也为了进行进一步的讨论，我们建立下述数学模型。

本领域的技术人员明白一个衰落信道可以一个时间t的复值函数为模型，用h(t)表示。卷积的编码基准位的时间间隔用T表示。解调和去扩展后收到的信号每隔时间T采样一次。假定每6个编码位插入一个基准位，对应于基准位的样值表示为nT_r＝7nT，n＝…，-1，0，1…其中定义T_r＝7T。于是含噪声估测可写作：

\hat{h} ({nT}_{r}) = h ({nT}_{r}) + z ({nT}_{r}) - - - (eq . 1)

其中z(nT_r)为采样附加噪声。一个比(等式1)所示的更好的估测可得出如下：

\tilde{h} ({nT}_{r}) = \frac{1}{2 N + 1} Σ_{k = - N}^{N} \hat{h} ({nT}_{r} + {kT}_{r}) - - - (eq . 2) .

例如选择N＝3。这样，针对每个基准位间隔T_r使用7个含噪声估测来获取一个估测，为获取在kT处的信道估测，对于产生相干检测信息需k≠7n，可以使用插值技术。最容易的插值方法是使用线性插值。例如，假定k＝7n+i，其中1≤i≤6，结果可重写为：

\tilde{h} (kT) = \frac{1}{7} [(7 - i) \times \tilde{h} (7 nT) + i \times \tilde{h} (7 nT + 7 T)] - - - (eq . 3) .

= \frac{1}{7} {(7 - i) \times \tilde{h} (n T_{r}) + i \times \tilde{h} [(n + 1) T_{r}]}

其它更为复杂的插值技术可以被使用以进一步改进估测。然而，当信道衰落相对于基准信号的采样速率1/T_r很慢时，上述线性插值方法是充分有效的。

本领域技术人员明白采样信道响应h(n)≡h(nT_r)可以被建成一个具有一功率谱φ(f)的缓慢时变随机过程的模型，并且对于f＜-f_d且f＞f_d，φ(f)＝0，其中f_d为多卜勒频率。如果f_d为未知或随时间改变，则可获得的最好的估测h(n)是使含噪声估测h(kT_r)通过一个理想的低通线性相位滤波器，该滤波器阻止具有频率|f|＞f_d，max的噪声分量。优化的滤波器应有一个频率响应，即表示如下的W_k的傅里叶变换：

一个这样的滤波器是一个具有如下所列的输出的有限脉冲响应(FIR)滤波器：

\tilde{h} (n) = \tilde{h} ({nT}_{r}) = Σ_{k = - N}^{N} w_{k} \hat{h} ({nT}_{r} + k T_{r}) - - - - (eq . 5)

其中W_k为用于产生估测的FIR滤波器系数，或权值。显然如果W_k＝1/(2N+1)，上述(2N+1)采样平均值方法是这个加权总和方法的特例。通过根据上述原则选择W_k，可以获取一个较好的h(n)的估测，尽管会引入延迟。图3说明如何基于基准信号使用估测的噪声信道加权平均值为实现(等式5)产生一个信道估测。

本领域的技术人员明白在瑞利衰落信道上的一个理想相干接收器的性能是人所共知的。因而，下面的讨论将分析在这样一个信道上相对于优化相干接收器的基于基准符号的信道估测方法的性能损耗。

损耗主要由两个因素造成。第一是由于插入携带非信息的基准位，在总传输功率不变时，有效地降低了每个信息位(E_b)的能量(即，数据速率下降)。第二是由于噪声的存在，使得信道估测中出现误差。总的损耗就是两个因素的结合结果。

由于基准位的插入，在E_b方面引起的损耗，表示为ζ_i，可以简单的表示：

ζ_i＝(M+1)/M＝1+1/M (eq.6)其中1/M为插入速率。比如，对M＝6，E_b的损耗为10log₁₀(7/6)≈0.67dB。

为了分析由估测误差引起的性能损耗，必须首先针对DS-CDMA上行链路建立一个信道和信令模型。一个DS-CDMA上行链路可以被看作多个平滑衰减信道。对于每个平滑衰减信道，在去扩展后收到的信号可表示为：

r(k)＝h(k)a(k)+z(k) (eq.7)其中r(k)为在kT处接收的样值，a(k)为相应的传输数据或基准符号，h(k)为一个描述衰减信道特征的低通随机复变量，而z(K)为近似于白噪声和高斯分布的附加噪声或干扰。平均信噪比为E〔|a(k)|²〕E〔|h(k)|²〕/σ_z ²，其中σ_z ²为噪声方差。根据Jakes的信道模型(如在W.C.Jakes编著的《微波移动通信》，Johnwiley，New York，1974年中所描述的)h(k)为无偏和高斯分布的。其功率谱称作为多卜勒谱，给出如下：

H (f) = \frac{3}{{2 πf}_{d}} [1 - {(\frac{f}{f_{d}})}^{2}]^{- 1 / 2} - - - - (eq . 8)

其中f_d为多卜勒频率，是载波频率和移动通信单元速度的函数。可以进一步假设使用BPSK信令。本领域技术人员可以理解下述假设也适用于四相移相键控信令。给定|a(k)|＝1，接着可以假设在(M+1)kT处插入基准符号，使得a((M+1)k)和r((M+1)k)分别为基准符号和相应的接收样值。通过把r((M+1)k)和基准符号的共轭a^*((M+1)k)相乘，信道估测的结果为：

\hat{h} ((M + 1) k) = h ((M + 1) k) + a^{*} ((M + 1) k) z ((M + 1) k) . - - - - (eq . 9) .

在(等式9)给出的信道估测中，h((M+1)k)为一个低通随机变量且第二项为信道估测误差。当1/(M+1)T＞2f_d时，在(M+1)kT处的信道估测可进一步改进，即信道估测误差的方差可以减小。由Wiener滤波理论可知，鉴于要使信号能量和估测误差方差的比值最大，优化的无偏信道估测可以通过使通过其振幅响应等于H(f)除以噪声谱的商的平方根的一个线性相位滤波器获得基于插入基准符号的优化的信道估测器实际上是一个与被噪声谱除的信道多卜勒谱相匹配的线性相位匹配滤波器。

实际上，由于多卜勒和噪声谱通常是未知的且会随时间改变，实现这样的优化的估测器是困难的。一个较优的和现实的方案是使用一个固定的，线性相位低通滤波器，其截断频率大于或等于最大可能的多卜勒频率。

通过使用一个理想的低通线性相位滤波器，它截止频率为f_cutoff，具有零组延迟或等价的固定组延迟和通带中单位振幅来对

((M+1)k)进行滤波，滤波器的输出可表示如下：

\tilde{h} ((M + 1) k) = h ((M + 1) k) + \tilde{z} ((M + 1) k) - - - - (eq . 10) .

可以说明的方差，剩余估测误差，等于σ_z ²×(2f_cut-off/f_r)，其中f_r＝1/(M+1)T为基准符号插入频率。更准确地，在滤波后，信道估测误差的方差减去一个2f_crt-off/f_r因子。接着，通过使用线性插值法，在kT处(k≠(M+1)k)的信道估测可以根据(等式3)生成。根据(等式7)和(等式10)相干检测样值可以写成如下：

\hat{a} (n) = r (k) {\tilde{h}}^{*} (k) - - - - (eq . 11)

如果进一步假定

和z(k)h^*(k)是不相干的且高阶误差项

为可忽略的，则在检测器输出的总噪声方差等于|h(k)|²(σ_z ²+σ_z ²)。通过把该结果和针对最大比例组合且在检测器输出上具有一噪声方差|h(k)|²σ_z ²的最优相干接收相比较，可以得出，因估测误差的损耗近似等于：

ζ_{est} \approx 1 + σ_{\tilde{z}}^{2} / σ_{z}^{2} = 1 + (2 f_{cut - off} / f_{r}) - - - (eq . 12) .

通过结合(等式6)和(等式12)，性能损耗可表示如下：ζ_total≈[1+(2_fcut-off/f_r)]×(1+1/M) (eq.13).系统性能可以通过选择一合适的M来优化使与ζ_total最小。

对于一个r＝1/3的具有9600位/秒信息位速率的卷积编码系统编码位速率等于28800位/秒，设M＝6，则f_r＝4800赫兹(H_z)。对一个f_cut-off＝300Hz，总换耗为(1+1/8)×(1+1/6)＝63/48或约1.14dB。由于一个优化相干接收器需要的E_b/N₀比一个非相干接收器需要的少3dB还多，可以期望得到超过2dB的改进。

当来自多个瑞克指的信号的分集合并和/或多个天线被使用时，由于在非相干接收器中的复合损耗在相干接收器中不存在，所以在相干接收器和非相干接收器之间的性能差别可能会更大。这种额外的好处可能因使用分集合并而被部分抵消，对于采用分集合并的单独信号，通信系统可能会在更低的信噪比上进行操作。结果(等式117)中的二阶项不能被忽略。

在上述分析中，已假定有一个理想的低通滤波器用于信道估测。这样的理想滤波器的实现需要一个无限延迟。一个实际的滤波器必须具有一个拥有有限延迟的过渡带。因而，允许的最大多卜勒频率应比滤波器的有效带宽要小。例如，一个滤波器可以被设计成具有从200赫兹到400赫兹的过渡带。滤波器结果会具有小于5毫秒的延迟并保持有效带宽等于300赫兹。通过使用这样的滤波器，如果移动通信单元速度小于每小时220千米，则不会有额外的损耗。

进而在上述分析中，假定数据和基准符号被连续传输。作为结果，每隔T_r时间间隔可得到基准信号且这些基准信号可通过低通滤波而用于信道估测。在某些情况下，比如当使用变速语音传输时，期望以短而非连续的块来传输数据。在这样的情况下，基准符号也被非连续传输且上述低通滤波方法应按下面所述修改以便使用。

首先，本领域的技术人员明白当一个数据块的占用时间相对于信道变分的时间常量较短时，可以假设在一个数据块所占的时间段内信道响应呈线性改变。这样，信道响应h(KT)可表示如下：

h(kT)＝α+βk (eq.14)其中α和β为两个被估测的复常量。通过使用经过基于最小平方(LS)原理的线性最佳拟合处理后的接收基准样值，可以确定这两个常量的值。在下面例子中要说明关于这样的估测方法的细节。

如果假定一个被传输的数据块(即，帧)包含36个数据符号和6个插入的基准符号(见图2)，结果每数据块要传送42个符号。这个数据块可以由没有传输数据的时间间隔分开。于是，当收到这样一个短数据块时，在所考虑的时间间隔内我们只有6个基准样值。

在本例中，只使用收到的基准样值来进行信道估测。收到的样值可由r(k)，k＝0，…41表示，r(k)可写成下面形式：

r(k)＝h(kT)a(k)+z(k) (eq.15)其中a(k)是第k个被传输的符号，a(k)可以是一个数据符号(对于接收器是未知的)或一个基准符号(对接收器是已知的)，而z(k)为在K处的附加噪声。在本例中，对于一个基准样值r(k)，k＝7i+3，i＝0，1，2，3，4和5，由于a(k)是已知的，则可获得一个如下形式的噪声信道估测：

\hat{h} (kT) = r (k) a^{*} (k) - - - - (eq . 16)

其中a^*(k)表示a(k)的复共轭。通过最小化由(等式14)给出的h(kT)和h(kT)之间的LS误差，对α和β的LS估测可满足下述条件：

αN + β \underset{k}{Σ} k = \underset{k}{Σ} \hat{h} (k) - - - - (eq . 17)

α \underset{k}{Σ} k + β \underset{k}{Σ} k^{2} = \underset{k}{Σ} k \hat{h} (k) - - - (eq . 18)

其中N为求和的元素个数而

由(等式16)给出，并且求和索引k取值为k＝3+7i，i＝0，1，2，…，5。α和β的解给出如下：

α = d [\underset{k}{Σ} k^{2} \times \underset{k}{Σ} \hat{h} (k) - N \underset{k}{Σ} k \hat{h} (k)] - - - (eq . 19)

β = d [N \underset{k}{Σ} \hat{h} (k) - \underset{k}{Σ} \times \underset{k}{Σ} \hat{h} (k)] - - - - (eq . 20)

其中，

d = 1 / [N \underset{k}{Σ} k^{2} - {(\underset{k}{Σ} k)}^{2}] - - - (eq . 21) .

这样，根据(等式14)用估测的α和β可以计算出在时间kT，k＝0，1，…，41处的估测信道响应。

尽管只在一定的详细程度上对本发明进行了描述和说明，但以仅有的例子形式给出的所公开的实施例以及许多在本领域技术人员所信赖的部分和步骤的安排和组合方面未脱离所要求的本发明的宗旨和范围的有关变化是可以被理解。例如，所描述的最优实施例通信系统的调制器，天线和解调器部分可直接用于通过天线通信信道传输的CDMA扩展频谱信号。而正如本领域技术人员所理解的，这里所描述和要求的编码和解码技术也可用于象基于时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)这样的其它类型的传输系统。另外通信信道也可以是一个电子数据总线，无线线路，光纤链路，卫星链路或其它类型的通信信道。

Claims

1.一种发送器，其特征在于包括：

(a)把基准符号插入输入数据符号流中以构成一个基准编码输入数据符号流的基准装置，和

(b)可操作地与基准装置相连，用于通过在通信信道上传输之前用扩展码扩展输入数据符号基准编码流从而准备好用于在通信信道上传输的基准编码输入数据符号流的扩展装置。

2.一种接收器，其特征在于包括：

(a)一个适于用去扩展一个具有扩展码的收到的通信信号以导出基准样值流和数据样值流的解调器；

(b)一个可操作地与解调器相连，适用于利用基准样值流估测信道响应的信道估测器；和

(c)一个可操作地与解调器和信道估测器相连，并适于使用估测的信道响应从数据样值流中产生出估测数据符号的检测器。

3.如权利要求2所述的接收器，其特征在于其中解调器包括一个适于用一个第一去扩展码和第一去扩展速率分别去扩展收到的通信信号以导出基准样值流的第一去扩展器和一个适于用一个第二去扩展码和以第二去扩展速率分别去扩展收到的通信信号以导出数据样值流的第二去扩展器。

4.如权利要求2所述的接收器，其特征在于其中信道估测器包括下组装置中的一个：

(a)通过对基准样值流进行低通滤波来估测信道响应的装置；

(b)把信道响应作为一个采样时间的线性函数来进行估测的装置；和

(c)通过对基准样值流低通滤波以产生一个与各基准样值相联系的信道响应估测的滤波装置和可操作地与滤波装置相连；用于在至少两个基准样值估测信道响应之间产生一个估测信道响应的插值装置。

5.如权利要求2所述的接收器，其特征在于其中检测器包括下述装置中的一个：

(a)通过把数据样值流与估测信道响应进行相关处理从数据样值流中产生估测数据符号的装置；

(b)使用最大似然解码技术，根据估测数据符号导出估测数据位的以产生一个估测数据位装置；

(c)使用维特比最大似然解码算法根据估测数据符号导出估测数据位来产生一个估测数据位的装置。

6.一种信号发送方法，其特征在于包括：

(a)把基准符号插入输入数据符号流以构成输入数据符号的基准编码流；

(b)在用通信信道传输之前用扩展码扩展输入数据符号的基准编码流来准备在通信信道上传输的输入数据符号的基准编码流；

(c)通过通信信道传输输入数据符号的扩展基准编码流。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于其中插入步骤包括根据插入算法构成输入数据符号的基准编码流把基准符号插入输入数据符号流中，插入算法包括以一个比用于传输输入数据符号的扩展基准编码流的通信信道的信道变分频率的两倍还要高的速插入基准符号的操作。

8.一种信号接收方法，用于接收经扩展的信号，其特征在于：

(a)用一个扩展码去扩展收到的通信信号以导出一个基准样值流和一个数据样值流；

(b)使用基准样值流估测信道响应；并

(c)使用估测信道响应根据数据样值流产生一个估测数据符号。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于其中估测步骤包括：

(a)通过对基准样值流低通滤波以产生一个与各基准样值相联系的信道响应估测；并

(b)在至少两个基准样值估测信道响应之间产生一个估测信道响应。