JP3870116B2 - 等化器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はデジタル地上波放送受信機に使用される等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル地上波放送にはＯＦＤＭ変調が使用され、その詳細は、例えば、ＥＴＳ（European Telecommunication Standard）にて規定されている。これに基づき、デジタル地上波放送受信機の主要部は図４に示すように構成されている。すなわち、デジタル地上波放送受信機では、アンテナで受信した信号はフロントエンド１にて中間周波信号に変換されＡ／Ｄ変換器２に供給されてＡ／Ｄ変換がなされ、次いでＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算回路３にてＦＦＴ演算処理が行われて復調処理がなされ、復調処理された信号は等化器４にて等化され、等化された信号はデマッパ５にてデマッピングされ、周波数デインターリーブ回路６でデインターリーブされ、エラー訂正回路７でエラー訂正されたうえ復号される。
【０００３】
ここで、フロントエンド１はアンテナからの受信信号を増幅器１−１で増幅され、その増幅出力は局部発振器１−３の発振出力とミキサ１−２にて周波数混合されて中間周波信号に変換され、中間周波信号は可変利得増幅器１−４にて増幅され、バンドパスフィルタ１−５にて帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２へ送出されると共に、検波回路１−６に供給されてて検波され、検波出力に基づくＡＧＣ（自動利得制御）電圧によって可変利得増幅器１−４の利得を制御するＡＧＣが行われる。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Service Digital Broadcasting Terrestrial（総合デジタル地上波放送））の場合も、上記したＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting Terrestrial（デジタルビデオ地上波放送））の場合と同様であるが、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は周波数デインターリーブの他に、時間デインターリーブがさらに付加される。
【０００５】
デジタル地上波放送におけるキャリアフレーム構成はＤＶＢ−Ｔの場合もＩＳＤＢ−Ｔの場合も、そのフレーム構造の一部は図５に模式的に示すように、スカッタードパイロット（ＳＰとも記す）と呼ばれるパイロットキャリア（振幅および位相が既知のキャリア）が周波数方向に１２キャリア毎に１個、時間方向に４キャリア毎に１個挿入されている。その他のキャリアはデータキャリアである。
【０００６】
ここでフレーム当たり、ＤＶＢ−Ｔの場合は、キャリア数（周波数方向）は１７０５（２Ｋモードの場合）、６８１７（８Ｋモードの場合）であり、シンボル数（時間方向）は６８であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は、キャリア数（周波数方向）は１４０５（モード１の場合）、２８０９（モード２の場合）、５６１７（モード３の場合）であり、シンボル数（時間方向）は２０４である。
【０００７】
データキャリアは最高６４ＱＡＭで変調されている。このため、等化器において各データキャリアの振幅と位相を補正するためにこのＳＰが用いられる。しかるに、ＳＰは上記のように飛び飛びに挿入されているために、近くにあるＳＰを元にデータキャリアの振幅、位相ずれを補正するべく、ＳＰ間における等化係数を補間によって求めることが行われている。
【０００８】
時間方向に４ＯＦＤＭシンボル毎に１個挿入されている時間方向のＳＰを元にＳＰ間における３つの空白部を補間することにより、時間方向の全てに恰もＳＰが存在するかのように図６の（＊）位置における等化係数を求めて、これを元に周波数方向に同様に補間を施し、図６に示す（−）部分の等化係数を算出して、時間方向にも周波数方向の全てに恰もＳＰまたは等化係数が存在するように構成して、等化を行う。なお、図５および図６において、ＳＰが挿入されている時間方向のキャリア列にα、β、γ、δ、…、の符号を付して示してある。
【０００９】
一方、図４からも明らかなように、等化器４では、復調処理された信号中からＳＰがＳＰ抽出回路４１で抽出され、抽出された時間方向のＳＰに基づいて時間方向のＳＰ補間回路４２で補間して、補間された時間方向の疑似ＳＰが時間方向の等化係数とされ、次いで時間方向のＳＰおよび時間方向の等化係数に基づいて周波数方向のＳＰ補間回路４３で補間して、補間された周波数方向の疑似ＳＰが周波数方向の等化係数とされ、時間方向のＳＰおよび等化係数と周波数方向のＳＰおよび等化係数を得る。
【００１０】
また一方、復調処理された信号は時間方向のＳＰ補間回路４２および周波数方向のＳＰ補間回路４３による処理時間の遅延を補償するための遅延回路４４によって遅延され、遅延回路４４によって遅延された復調信号に対して周波数方向のＳＰ補間回路４３から出力されるＳＰおよび等化係数によって等化演算器４５において等化処理が行われて、デマッパ５へ送出される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、従来は、ＳＰ間における時間方向の等化係数の算出はデジタルローパスフィルタのフィルタ係数値（ローパスフィルタ係数値とも記す）を用いて行っている。この場合に、固定位置における受信の場合には、デジタルローパスフィルタの通過帯域幅をなるべく狭めた方がノイズを抑えることができて、受信特性が向上し好都合である。
【００１２】
しかし、受信態様が移動受信の場合を考えたときには、デジタルローパスフィルタの通過帯域幅をあまり狭めてしまうと、速いフェージングに追従できないという問題点が生ずるし、逆にデジタルローパスフィルタの通過帯域幅を広げるとノイズに弱くなってしまうという問題点があった。
【００１３】
また、ローパスフィルタ係数値による補間は図７に示す如き構成によってなされるが、ローパスフィルタ係数による補間の場合は、元々存在したＳＰの値自体が補間演算によって変わってしまう場合があり、受信態様が移動受信の場合、受信特性劣化の原因となってしまうという問題点があった。
【００１４】
この点について図７および図８に基づいてさらに説明する。時間方向の等化係数算出のために、ＳＰ抽出回路４１で抽出されたＯＦＤＭフレーム中の図５に示す空白部を含む補間前のＳＰをメモリ１１に記憶し、ローパスフィルタ係数値テーブル１２に予め記憶させてある対応するローパスフィルタ係数値とメモリ１１から読み出したＳＰとを畳み込み演算回路１３によって畳み込み演算して、等化係数を得る。
【００１５】
ここで、メモリ１１および畳み込み演算回路１３は、それぞれ図５に示す時間方向のキャリア列α、β、γ、δ、…、に対応して設けられている。ＤＶＢ−Ｔにおける２Ｋモードの場合キャリア列の数は（［１７０５／３］＋１）であって、［・］はガウスの記号であり、３で除するのは周波数方向に３キャリア毎にＳＰが挿入されたキャリア列が存在するためである。
【００１６】
前記キャリア列αの場合について図８に示した模式図に基づいて補間および等化係数の演算について説明する。図８において符号１１（α）はキャリア列αに対応するメモリ１１を示し、符号１３（α）はキャリア列αに対応する畳み込み演算回路１３を示し、符号ｎはキャリア列αに挿入されるＳＰおよび等化係数を示す。メモリ１１（α）にはＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、が順次格納される。ここで、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３は図５において記載したキャリア列αのＳＰに対して上から順次付番したものであり、０は補間される部分を示している。
【００１７】
ローパスフィルタ係数値テーブル１２には図８に例示するように、アドレスＣ０、Ｃ１、…、Ｃ９、Ｃ１０にローパスフィルタ係数値ｂ０、ｂ１、…、ｂ５（センタアドレス位置におけるローパスフィルタ係数値）、…、ｂ９、ｂ１０が予め格納されている。メモリ１１（α）に格納されている時間方向（キャリア列α）のＳＰとローパスフィルタ係数値とが、シンボル間隔毎に畳み込み演算されて、図８における符号ｎに示すＳＰおよび等化係数、…、ＳＰ３−３、ＳＰ３−２、ＳＰ３−１、ＳＰ３´、ＳＰ２−３、ＳＰ２−２、ＳＰ２−１、ＳＰ２´、ＳＰ１−３、ＳＰ１−２、ＳＰ１−１、ＳＰ１´が、メモリ１１（α）に格納されている、…、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対応して算出される。ここで、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対してＳＰ１´、ＳＰ１−１、ＳＰ１−２、ＳＰ１−３、ＳＰ２´、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´、ＳＰ３−１、ＳＰ３−２、ＳＰ３−３、…、が対応する。
【００１８】
例えば等化係数の演算結果である、ＳＰ２に対応するＳＰ２´、ＳＰ２とＳＰ３との間に補間された等化係数ＳＰ２−１、ＳＰ２−２およびＳＰ２−３、ＳＰ３対応するＳＰ３´は、次のようになる。
【００１９】
となる。
【００２０】
同様にして、
ＳＰ２−１＝ＳＰ１×ｂ０＋ＳＰ２×ｂ４＋ＳＰ３×ｂ８
ＳＰ２−２＝ＳＰ２×ｂ３＋ＳＰ３×ｂ７
ＳＰ２−３＝ＳＰ２×ｂ２＋ＳＰ３×ｂ６＋ＳＰ４×ｂ１０
ＳＰ３´＝ＳＰ２×ｂ１＋ＳＰ３×ｂ５＋ＳＰ４×ｂ９
となる。したがってローパスフィルタ係数値を使用した場合では、補間後のＳＰ２´は補間前のＳＰ２とほぼ近似の値になるが、ＳＰ２とは異なった値となってしまう場合がある。補間後のＳＰ３´と補間前のＳＰ３との間についても同様である。
【００２１】
本発明は、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる等化器を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の等化器は、ＯＦＤＭ変調された信号を受信するデジタル地上波放送受信機における等化器であって、デジタル地上波放送受信機における復調出力中における時間方向のスカッタードパイロットを抽出する抽出手段と、
中央位置におけるスプライン補間係数値は１であり、かつ前記中央位置から±４ｎ（ｎは自然数）の位置にあるスプライン補間係数値は０であるスプライン補間係数値を格納したスプライン補間係数値テーブルと、
ローパスフィルタ係数値を格納したローパスフィルタ係数値テーブルと、
デジタル地上波放送受信機の受信様態が固定位置受信か移動受信か否かを判定する判定手段と、
判定手段により受信態様が固定位置受信と判定したときはローパスフィルタ係数値テーブルから読み出したローパスフィルタ係数値を選択し、受信態様が移動受信と判定したときはスプライン補間係数値テーブルから読み出したスプライン補間係数値を選択する切り換えスイッチと、
抽出した時間方向のスカッタードパイロットと切り換えスイッチを介して出力される係数値とを畳み込み演算して時間方向のスカッタードパイロット間を補間する等化係数を求める畳み込み演算回路と
を備え、時間方向のスカッタードパイロットおよび補間された等化係数とに基づいて復調出力の等化処理を行うことを特徴とする。
【００２３】
本発明の等化器によれば、受信態様が固定位置受信の場合は通過帯域幅が固定されたローパスフィルタ計数値がＳＰ補間のために用いられ、受信態様が移動受信の場合にはスプライン補間係数値がＳＰ補間のために用いられるため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる。
【００２４】
また、本発明の等化器によれば、中央位置におけるスプライン補間係数値は１であり、かつ前記中央位置から±４ｎ（ｎは自然数）の位置にあるスプライン補間係数値は０であるため、補間前のスカッタードパイロットの値と補間後のスカッタードパイロットの値との間に変化はなく、さらに時間方向のスカッタードパイロットと引き続くスカッタードパイロットとの間の等化係数値は、その前後の元からあるスカッタードパイロットとスプライン補間係数値で畳み込み演算した結果となっているため、スプライン補間係数値による補間の場合も、ローパスフィルタ係数値を用いて補間した場合と本質的に変わらず、移動受信に対しても受信特性の優れた等化器となる。
【００２５】
本発明の等化器において、判定手段は、抽出手段から抽出された予め定めた位置におけるスカッタードパイロットのパワーを算出し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、デジタル地上波放送受信機におけるＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、ＦＦＴ処理された出力から求めた全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、または全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよい。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる等化器を実施の一形態によって説明する。
【００２７】
図１は本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の実施の一形態にかかる等化器の時間方向ＳＰ補間回路の作用説明に供する説明図である。
【００２８】
まず、本発明の実施の一形態にかかる等化器において時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは時間方向のＳＰ補間回路４２に代わって用いるものである。時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは図７に示した時間方向のＳＰ補間回路４２に対応して示してあり、時間方向のＳＰ補間回路４２と同一の構成要素には同一の符号を付して示してある。
【００２９】
時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは図１に示すように、ＳＰ抽出回路４１で抽出されたＯＦＤＭフレーム中の図５に示す空白部を含む補間前のＳＰをメモリ１１に記憶し、時間方向の等化係数算出のために、ローパスフィルタ計数値テーブル１２のローパスフィルタ計数値とスプライン補間係数値テーブル１４に予め記憶させてあるスプライン補間係数値との一方を切り換えスイッチ１６を介して取り出す。
【００３０】
ここで、メモリ１１および畳み込み演算回路１３は、それぞれ図５に示す時間方向のキャリア列α、β、γ、δ、…、に対応して設けられていることは時間方向のＳＰ補間回路４２の場合と同様である。
【００３１】
メモリ１１から読み出した予め定めた位置におけるＳＰ、例えばキャリア列αにおける最初の位置にあるＳＰを読み出し、パワー算出回路１４にて該ＳＰのパワーを算出し、算出したパワーのばらつきをばらつき判定回路１５にて判定し、ばらつきが予め定めた判定値以上と判定されたときは切り換えスイッチ１６にてスプライン補間係数値テーブル１７からのスプライン補間係数値を畳み込み演算回路１３に供給してスプライン補間による等化係数を得る。パワー算出回路１４において算出されたパワーの判定回路１５における判定の結果、ばらつきが予め定めた判定値未満と判定されたときは切り換えスイッチ１６にてローパスフィルタ係数値テーブル１２からの係数値を畳み込み演算回路１３に供給してローパスフィルタ計数値による等化係数を得る。
【００３２】
ここで、定位置受信のときはパワー算出回路１４において算出されたパワーのばらつきは小さく、受信態様が移動受信のときはパワー算出回路１４において算出されたパワーのばらつきは大きく、パワー算出回路１４およびばらつき判定回路１５によって、受信態様が固定位置受信か移動受信かを判定することができることから、パワー算出回路１４およびばらつき判定回路１５は、受信態様が固定位置受信が移動受信かを判定する判定手段を構成している。また、ＳＰは複素数であるため、パワー算出回路１４はＳＰを２乗することによってＳＰのパワーを求めることができる。
【００３３】
上記のように、本発明の実施の一形態にかかる等化器は、図４に示した時間方向のＳＰ補間回路４２に代わって時間方向のＳＰ補間回路４２Ａを設ける以外の構成は図４に示した等化器４の場合と同様であって、時間方向のＳＰ補間回路４２Ａによって時間方向のＳＰを元に時間方向の等化係数を求め、時間方向のＳＰおよび等化係数を元に周波数方向の等化係数を周波数方向のＳＰ補間回路４３で補間し、時間方向のＳＰおよび等化係数と周波数方向のＳＰおよび等化係数を用いて、復調処理された信号の等化処理が等化演算器４５にて行われて、デマッパ５へ送出される。この場合も、復調処理された信号は時間方向のＳＰ補間回路４２Ａおよび周波数方向のＳＰ補間回路４３による処理時間の遅延を補償するため遅延回路４４によって遅延させられて等化処理される。
【００３４】
時間方向のＳＰ補間回路４２Ａによる補間を、前記キャリア列αの場合について、図２に示した模式説明図に基づいて、図８と対応させて説明する。符号１１（α）はキャリア列αに対応するメモリ１１を示し、符号１３（α）はキャリア列αに対応する畳み込み演算回路１３を示し、符号ｐはキャリア列αに挿入されるＳＰおよび等化係数を示す。メモリ１１（α）には、図８に示した場合と同様に、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、が順次格納される。ここで、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３は図５において記載したキャリア列αのＳＰに対して上から順次付番したものであり、０は補間される部分を示している。
【００３５】
ローパスフィルタ係数値による場合の補間は、前記した従来の場合と同様であってその説明は省略し、スプライン補間係数値による場合の補間について説明する。
【００３６】
スプライン補間係数値テーブル１４には図２に例示するように、アドレスＣ０、Ｃ１、…、Ｃ９、Ｃ１０にスプライン補間係数値ｋ０、ｋ１、…、ｋ５（センタアドレス位置におけるスプライン補間係数値）、…、ｋ９、ｋ１０が予め格納されている。メモリ１１（α）に格納されている時間方向（キャリア列α）のＳＰとスプライン補間係数値とが、シンボル間隔毎に畳み込み演算されて、図２における符号ｐに示すＳＰおよび等化係数、…、ＳＰ３−３、ＳＰ３−２、ＳＰ３−１、ＳＰ３´、ＳＰ２−３、ＳＰ２−２、ＳＰ２−１、ＳＰ２´、ＳＰ１−３、ＳＰ１−２、ＳＰ１−１、ＳＰ１´が、メモリ１１（α）に格納されている、…、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対応して算出される。ここでも、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対してＳＰ１´、ＳＰ１−１、ＳＰ１−２、ＳＰ１−３、ＳＰ２´、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´、ＳＰ３−１、ＳＰ３−２、ＳＰ３−３、…、が対応している。
【００３７】
スプライン補間係数値テーブル１４に記憶させてあるスプライン補間係数値は、センタアドレス位置のスプライン補間係数値ｋ５は１、センタアドレス位置から±４ｎシンボル間隔離れたアドレス位置Ｃ１＝Ｃ９におけるスプライン補間係数値ｋ１＝ｋ９は０に設定してある。ここで、ｎは自然数である。４ｎシンボル間隔離れたアドレス位置におけるスプライン補間係数値は０に設定してあるのは、時間方向に４つ目毎に時間方向のＳＰが挿入されているためである。
【００３８】
ローパスフィルタ係数値による補間の場合と同様に、スプライン補間係数の場合における補間の結果である、ＳＰ２に対応するＳＰ２´、ＳＰ２とＳＰ３との間に補間された等化係数ＳＰ２−１、ＳＰ２−２およびＳＰ２−３、ＳＰ３対応するＳＰ３´は、次のようになる。
【００３９】
このように、ＳＰ２´＝ＳＰ２となって、ＳＰ自体の値に変化はない。
【００４０】
同様にして、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´を求めると、
となる。
【００４１】
このように、スプライン補間係数値を使用した場合は、ＳＰ´＝ＳＰの如く、補間後のＳＰ´は補間前のＳＰと同一の値となり、補間演算によって元々存在したＳＰの値自体を変化させることなく、受信態様が移動受信の場合、受信特性劣化を発生させることはない。さらに、時間方向のＳＰと引き続くＳＰとの間の等化係数値は、その前後のＳＰにスプライン補間係数値で畳み込み演算した結果となっていて、ローパスフィルタ係数値を用いて補間した場合と本質的に変わっていない。したがって、本発明の実施の一形態にかかる等化器よるときは、移動特性に優れた等化器となる。
【００４２】
次に、スプライン補間係数値の求め方について図３に基づいて説明する。実在する白丸で示す３点（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））を元に黒丸で示すスプライン補間係数値を求める場合を例に説明する。図３において、白丸が実在するＳＰに対応し、黒丸、特にｘ＝１、２、３におけるスプライン補間値（黒丸）を求める。
【００４３】
仮に３次のスプライン関数を用いるとすると、図３の曲線は
ｙ（ｘ）＝ａｘ３＋ｂｘ２＋ｃｘ＋ｄ
となる。
【００４４】
ただし、スプライン補間の性質上、ｘ＝０、４、８は実在する点そのもの値となる。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは実在する点を元に求められる式になる。それをｆａ、ｆｂ、ｆｃ、ｆｄとする。
【００４５】
となる。端点処理については省略する。
【００４６】
これらの式から、
によって黒丸の点の値が導かれる。
【００４７】
これらの式を展開すると、最終的にはｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）についての方程式、ｙ（ｘ）＝ｙ（０）ａ（ｘ）＋ｙ（４）ｂ（ｘ）＋ｙ（８）ｃ（ｘ）となる。ここで、ａ（ｘ）、ｂ（ｘ）、ｃ（ｘ）は、ｘ座標における
ｆａ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ３、
ｆｂ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ２、
ｆｃ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ、
ｆｄ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））
を展開した後のｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）それぞれの係数の合成である。
【００４８】
以上から、ｘ＝３、４、５、６各点の値を求めると、
ｙ（３）＝ｙ（０）ａ（３）＋ｙ（４）ｂ（３）＋ｙ（８）ｃ（３）
ｙ（４）＝ｙ（０）×０＋ｙ（４）×１＋ｙ（８）×０
ｙ（５）＝ｙ（０）ａ（５）＋ｙ（４）ｂ（５）＋ｙ（８）ｃ（５）
ｙ（６）＝ｙ（０）ａ（６）＋ｙ（４）ｂ（６）＋ｙ（８）ｃ（６）
になる。
【００４９】
以上から、スプライン補間係数値を図２に当てはめると、
ｋ（０）＝ａ（３）、ｋ（１）＝０、ｋ（２）＝ａ（５）、ｋ（２）＝ａ（６）、
ｋ（４）＝ｂ（３）、ｋ（５）＝１、ｋ（６）＝ｂ（５）、ｋ（７）＝ｂ（６）、
ｋ（８）＝ｃ（３）、ｋ（９）＝０、ｋ（１０）＝ｃ（５）、ｋ（１１）＝ｃ（６）、となる。
【００５０】
これは、丁度、ｙ（３）〜ｙ（６）の式で、ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）それぞれの各項の係数を縦に配置していくことになる。これからも明らかなように、センター位置（ｘ＝５）のスプライン補間係数値が１で、そこから４ｎ離れた位置（ｘ＝１＝９）のスプライン補間係数値が０になっており、その他はスプライン補間係数値となっており、このようにしてスプライン補間係数テーブルが得られる。
【００５１】
このように、本発明の実施の一形態にかかる等化器によれば、受信態様が固定位置受信の場合は通過帯域幅が固定されたローパスフィルタ計数値がＳＰ補間のために用いられ、受信態様が移動受信の場合にはスプライン補間係数値がＳＰ補間のために用いられるため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる。
【００５２】
また、上記において受信態様が固定位置受信か移動受信かをＳＰのパワーに基づいて判定したが、ＳＰのパワーに代わって、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、さらに、ＦＦＴ処理された出力から求めた全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよい。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明にかかる等化器によれば、ローパスフィルタ係数値による補間とスプライン補間係数値による補間とが、受信態様が固定位置受信と移動受信とで切り換えるようにしたため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も、受信特性が良好となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の作用説明に供する模式図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるスプライン補間係数値演算の説明図である。
【図４】デジタル地上波放送受信機の主要部の構成を示すブロック図である。
【図５】ＤＶＢ−Ｔにおけるフレーム構造の説明図である。
【図６】ＳＰを用いた等化係数の算出説明のための模式図である。
【図７】従来の等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の等化器における時間方向のＳＰ補間回路の作用説明に供する模式図である。
【符号の説明】
３ ＦＦＴ演算回路
４ 等化器
１１ メモリ
１２ ローパスフィルタ係数値テーブル
１３ 畳み込み演算回路
１４ パワー算出回路
１５ ばらつき判定回路
１６ 切り換えスイッチ
１７ スプライン補間係数値テーブル
４１ ＳＰ抽出回路
４２Ａ 時間方向のＳＰ補間回路
４３ 周波数方向のＳＰ補間回路
４５ 等化演算器
【発明の属する技術分野】
本発明はデジタル地上波放送受信機に使用される等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル地上波放送にはＯＦＤＭ変調が使用され、その詳細は、例えば、ＥＴＳ（European Telecommunication Standard）にて規定されている。これに基づき、デジタル地上波放送受信機の主要部は図４に示すように構成されている。すなわち、デジタル地上波放送受信機では、アンテナで受信した信号はフロントエンド１にて中間周波信号に変換されＡ／Ｄ変換器２に供給されてＡ／Ｄ変換がなされ、次いでＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算回路３にてＦＦＴ演算処理が行われて復調処理がなされ、復調処理された信号は等化器４にて等化され、等化された信号はデマッパ５にてデマッピングされ、周波数デインターリーブ回路６でデインターリーブされ、エラー訂正回路７でエラー訂正されたうえ復号される。
【０００３】
ここで、フロントエンド１はアンテナからの受信信号を増幅器１−１で増幅され、その増幅出力は局部発振器１−３の発振出力とミキサ１−２にて周波数混合されて中間周波信号に変換され、中間周波信号は可変利得増幅器１−４にて増幅され、バンドパスフィルタ１−５にて帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２へ送出されると共に、検波回路１−６に供給されてて検波され、検波出力に基づくＡＧＣ（自動利得制御）電圧によって可変利得増幅器１−４の利得を制御するＡＧＣが行われる。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Service Digital Broadcasting Terrestrial（総合デジタル地上波放送））の場合も、上記したＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting Terrestrial（デジタルビデオ地上波放送））の場合と同様であるが、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は周波数デインターリーブの他に、時間デインターリーブがさらに付加される。
【０００５】
デジタル地上波放送におけるキャリアフレーム構成はＤＶＢ−Ｔの場合もＩＳＤＢ−Ｔの場合も、そのフレーム構造の一部は図５に模式的に示すように、スカッタードパイロット（ＳＰとも記す）と呼ばれるパイロットキャリア（振幅および位相が既知のキャリア）が周波数方向に１２キャリア毎に１個、時間方向に４キャリア毎に１個挿入されている。その他のキャリアはデータキャリアである。
【０００６】
ここでフレーム当たり、ＤＶＢ−Ｔの場合は、キャリア数（周波数方向）は１７０５（２Ｋモードの場合）、６８１７（８Ｋモードの場合）であり、シンボル数（時間方向）は６８であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は、キャリア数（周波数方向）は１４０５（モード１の場合）、２８０９（モード２の場合）、５６１７（モード３の場合）であり、シンボル数（時間方向）は２０４である。
【０００７】
データキャリアは最高６４ＱＡＭで変調されている。このため、等化器において各データキャリアの振幅と位相を補正するためにこのＳＰが用いられる。しかるに、ＳＰは上記のように飛び飛びに挿入されているために、近くにあるＳＰを元にデータキャリアの振幅、位相ずれを補正するべく、ＳＰ間における等化係数を補間によって求めることが行われている。
【０００８】
時間方向に４ＯＦＤＭシンボル毎に１個挿入されている時間方向のＳＰを元にＳＰ間における３つの空白部を補間することにより、時間方向の全てに恰もＳＰが存在するかのように図６の（＊）位置における等化係数を求めて、これを元に周波数方向に同様に補間を施し、図６に示す（−）部分の等化係数を算出して、時間方向にも周波数方向の全てに恰もＳＰまたは等化係数が存在するように構成して、等化を行う。なお、図５および図６において、ＳＰが挿入されている時間方向のキャリア列にα、β、γ、δ、…、の符号を付して示してある。
【０００９】
一方、図４からも明らかなように、等化器４では、復調処理された信号中からＳＰがＳＰ抽出回路４１で抽出され、抽出された時間方向のＳＰに基づいて時間方向のＳＰ補間回路４２で補間して、補間された時間方向の疑似ＳＰが時間方向の等化係数とされ、次いで時間方向のＳＰおよび時間方向の等化係数に基づいて周波数方向のＳＰ補間回路４３で補間して、補間された周波数方向の疑似ＳＰが周波数方向の等化係数とされ、時間方向のＳＰおよび等化係数と周波数方向のＳＰおよび等化係数を得る。
【００１０】
また一方、復調処理された信号は時間方向のＳＰ補間回路４２および周波数方向のＳＰ補間回路４３による処理時間の遅延を補償するための遅延回路４４によって遅延され、遅延回路４４によって遅延された復調信号に対して周波数方向のＳＰ補間回路４３から出力されるＳＰおよび等化係数によって等化演算器４５において等化処理が行われて、デマッパ５へ送出される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、従来は、ＳＰ間における時間方向の等化係数の算出はデジタルローパスフィルタのフィルタ係数値（ローパスフィルタ係数値とも記す）を用いて行っている。この場合に、固定位置における受信の場合には、デジタルローパスフィルタの通過帯域幅をなるべく狭めた方がノイズを抑えることができて、受信特性が向上し好都合である。
【００１２】
しかし、受信態様が移動受信の場合を考えたときには、デジタルローパスフィルタの通過帯域幅をあまり狭めてしまうと、速いフェージングに追従できないという問題点が生ずるし、逆にデジタルローパスフィルタの通過帯域幅を広げるとノイズに弱くなってしまうという問題点があった。
【００１３】
また、ローパスフィルタ係数値による補間は図７に示す如き構成によってなされるが、ローパスフィルタ係数による補間の場合は、元々存在したＳＰの値自体が補間演算によって変わってしまう場合があり、受信態様が移動受信の場合、受信特性劣化の原因となってしまうという問題点があった。
【００１４】
この点について図７および図８に基づいてさらに説明する。時間方向の等化係数算出のために、ＳＰ抽出回路４１で抽出されたＯＦＤＭフレーム中の図５に示す空白部を含む補間前のＳＰをメモリ１１に記憶し、ローパスフィルタ係数値テーブル１２に予め記憶させてある対応するローパスフィルタ係数値とメモリ１１から読み出したＳＰとを畳み込み演算回路１３によって畳み込み演算して、等化係数を得る。
【００１５】
ここで、メモリ１１および畳み込み演算回路１３は、それぞれ図５に示す時間方向のキャリア列α、β、γ、δ、…、に対応して設けられている。ＤＶＢ−Ｔにおける２Ｋモードの場合キャリア列の数は（［１７０５／３］＋１）であって、［・］はガウスの記号であり、３で除するのは周波数方向に３キャリア毎にＳＰが挿入されたキャリア列が存在するためである。
【００１６】
前記キャリア列αの場合について図８に示した模式図に基づいて補間および等化係数の演算について説明する。図８において符号１１（α）はキャリア列αに対応するメモリ１１を示し、符号１３（α）はキャリア列αに対応する畳み込み演算回路１３を示し、符号ｎはキャリア列αに挿入されるＳＰおよび等化係数を示す。メモリ１１（α）にはＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、が順次格納される。ここで、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３は図５において記載したキャリア列αのＳＰに対して上から順次付番したものであり、０は補間される部分を示している。
【００１７】
ローパスフィルタ係数値テーブル１２には図８に例示するように、アドレスＣ０、Ｃ１、…、Ｃ９、Ｃ１０にローパスフィルタ係数値ｂ０、ｂ１、…、ｂ５（センタアドレス位置におけるローパスフィルタ係数値）、…、ｂ９、ｂ１０が予め格納されている。メモリ１１（α）に格納されている時間方向（キャリア列α）のＳＰとローパスフィルタ係数値とが、シンボル間隔毎に畳み込み演算されて、図８における符号ｎに示すＳＰおよび等化係数、…、ＳＰ３−３、ＳＰ３−２、ＳＰ３−１、ＳＰ３´、ＳＰ２−３、ＳＰ２−２、ＳＰ２−１、ＳＰ２´、ＳＰ１−３、ＳＰ１−２、ＳＰ１−１、ＳＰ１´が、メモリ１１（α）に格納されている、…、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対応して算出される。ここで、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対してＳＰ１´、ＳＰ１−１、ＳＰ１−２、ＳＰ１−３、ＳＰ２´、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´、ＳＰ３−１、ＳＰ３−２、ＳＰ３−３、…、が対応する。
【００１８】
例えば等化係数の演算結果である、ＳＰ２に対応するＳＰ２´、ＳＰ２とＳＰ３との間に補間された等化係数ＳＰ２−１、ＳＰ２−２およびＳＰ２−３、ＳＰ３対応するＳＰ３´は、次のようになる。
【００１９】
【００２０】
同様にして、
ＳＰ２−１＝ＳＰ１×ｂ０＋ＳＰ２×ｂ４＋ＳＰ３×ｂ８
ＳＰ２−２＝ＳＰ２×ｂ３＋ＳＰ３×ｂ７
ＳＰ２−３＝ＳＰ２×ｂ２＋ＳＰ３×ｂ６＋ＳＰ４×ｂ１０
ＳＰ３´＝ＳＰ２×ｂ１＋ＳＰ３×ｂ５＋ＳＰ４×ｂ９
となる。したがってローパスフィルタ係数値を使用した場合では、補間後のＳＰ２´は補間前のＳＰ２とほぼ近似の値になるが、ＳＰ２とは異なった値となってしまう場合がある。補間後のＳＰ３´と補間前のＳＰ３との間についても同様である。
【００２１】
本発明は、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる等化器を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の等化器は、ＯＦＤＭ変調された信号を受信するデジタル地上波放送受信機における等化器であって、デジタル地上波放送受信機における復調出力中における時間方向のスカッタードパイロットを抽出する抽出手段と、
中央位置におけるスプライン補間係数値は１であり、かつ前記中央位置から±４ｎ（ｎは自然数）の位置にあるスプライン補間係数値は０であるスプライン補間係数値を格納したスプライン補間係数値テーブルと、
ローパスフィルタ係数値を格納したローパスフィルタ係数値テーブルと、
デジタル地上波放送受信機の受信様態が固定位置受信か移動受信か否かを判定する判定手段と、
判定手段により受信態様が固定位置受信と判定したときはローパスフィルタ係数値テーブルから読み出したローパスフィルタ係数値を選択し、受信態様が移動受信と判定したときはスプライン補間係数値テーブルから読み出したスプライン補間係数値を選択する切り換えスイッチと、
抽出した時間方向のスカッタードパイロットと切り換えスイッチを介して出力される係数値とを畳み込み演算して時間方向のスカッタードパイロット間を補間する等化係数を求める畳み込み演算回路と
を備え、時間方向のスカッタードパイロットおよび補間された等化係数とに基づいて復調出力の等化処理を行うことを特徴とする。
【００２３】
本発明の等化器によれば、受信態様が固定位置受信の場合は通過帯域幅が固定されたローパスフィルタ計数値がＳＰ補間のために用いられ、受信態様が移動受信の場合にはスプライン補間係数値がＳＰ補間のために用いられるため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる。
【００２４】
また、本発明の等化器によれば、中央位置におけるスプライン補間係数値は１であり、かつ前記中央位置から±４ｎ（ｎは自然数）の位置にあるスプライン補間係数値は０であるため、補間前のスカッタードパイロットの値と補間後のスカッタードパイロットの値との間に変化はなく、さらに時間方向のスカッタードパイロットと引き続くスカッタードパイロットとの間の等化係数値は、その前後の元からあるスカッタードパイロットとスプライン補間係数値で畳み込み演算した結果となっているため、スプライン補間係数値による補間の場合も、ローパスフィルタ係数値を用いて補間した場合と本質的に変わらず、移動受信に対しても受信特性の優れた等化器となる。
【００２５】
本発明の等化器において、判定手段は、抽出手段から抽出された予め定めた位置におけるスカッタードパイロットのパワーを算出し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、デジタル地上波放送受信機におけるＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、ＦＦＴ処理された出力から求めた全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、または全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよい。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる等化器を実施の一形態によって説明する。
【００２７】
図１は本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の実施の一形態にかかる等化器の時間方向ＳＰ補間回路の作用説明に供する説明図である。
【００２８】
まず、本発明の実施の一形態にかかる等化器において時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは時間方向のＳＰ補間回路４２に代わって用いるものである。時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは図７に示した時間方向のＳＰ補間回路４２に対応して示してあり、時間方向のＳＰ補間回路４２と同一の構成要素には同一の符号を付して示してある。
【００２９】
時間方向のＳＰ補間回路４２Ａは図１に示すように、ＳＰ抽出回路４１で抽出されたＯＦＤＭフレーム中の図５に示す空白部を含む補間前のＳＰをメモリ１１に記憶し、時間方向の等化係数算出のために、ローパスフィルタ計数値テーブル１２のローパスフィルタ計数値とスプライン補間係数値テーブル１４に予め記憶させてあるスプライン補間係数値との一方を切り換えスイッチ１６を介して取り出す。
【００３０】
ここで、メモリ１１および畳み込み演算回路１３は、それぞれ図５に示す時間方向のキャリア列α、β、γ、δ、…、に対応して設けられていることは時間方向のＳＰ補間回路４２の場合と同様である。
【００３１】
メモリ１１から読み出した予め定めた位置におけるＳＰ、例えばキャリア列αにおける最初の位置にあるＳＰを読み出し、パワー算出回路１４にて該ＳＰのパワーを算出し、算出したパワーのばらつきをばらつき判定回路１５にて判定し、ばらつきが予め定めた判定値以上と判定されたときは切り換えスイッチ１６にてスプライン補間係数値テーブル１７からのスプライン補間係数値を畳み込み演算回路１３に供給してスプライン補間による等化係数を得る。パワー算出回路１４において算出されたパワーの判定回路１５における判定の結果、ばらつきが予め定めた判定値未満と判定されたときは切り換えスイッチ１６にてローパスフィルタ係数値テーブル１２からの係数値を畳み込み演算回路１３に供給してローパスフィルタ計数値による等化係数を得る。
【００３２】
ここで、定位置受信のときはパワー算出回路１４において算出されたパワーのばらつきは小さく、受信態様が移動受信のときはパワー算出回路１４において算出されたパワーのばらつきは大きく、パワー算出回路１４およびばらつき判定回路１５によって、受信態様が固定位置受信か移動受信かを判定することができることから、パワー算出回路１４およびばらつき判定回路１５は、受信態様が固定位置受信が移動受信かを判定する判定手段を構成している。また、ＳＰは複素数であるため、パワー算出回路１４はＳＰを２乗することによってＳＰのパワーを求めることができる。
【００３３】
上記のように、本発明の実施の一形態にかかる等化器は、図４に示した時間方向のＳＰ補間回路４２に代わって時間方向のＳＰ補間回路４２Ａを設ける以外の構成は図４に示した等化器４の場合と同様であって、時間方向のＳＰ補間回路４２Ａによって時間方向のＳＰを元に時間方向の等化係数を求め、時間方向のＳＰおよび等化係数を元に周波数方向の等化係数を周波数方向のＳＰ補間回路４３で補間し、時間方向のＳＰおよび等化係数と周波数方向のＳＰおよび等化係数を用いて、復調処理された信号の等化処理が等化演算器４５にて行われて、デマッパ５へ送出される。この場合も、復調処理された信号は時間方向のＳＰ補間回路４２Ａおよび周波数方向のＳＰ補間回路４３による処理時間の遅延を補償するため遅延回路４４によって遅延させられて等化処理される。
【００３４】
時間方向のＳＰ補間回路４２Ａによる補間を、前記キャリア列αの場合について、図２に示した模式説明図に基づいて、図８と対応させて説明する。符号１１（α）はキャリア列αに対応するメモリ１１を示し、符号１３（α）はキャリア列αに対応する畳み込み演算回路１３を示し、符号ｐはキャリア列αに挿入されるＳＰおよび等化係数を示す。メモリ１１（α）には、図８に示した場合と同様に、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、が順次格納される。ここで、ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３は図５において記載したキャリア列αのＳＰに対して上から順次付番したものであり、０は補間される部分を示している。
【００３５】
ローパスフィルタ係数値による場合の補間は、前記した従来の場合と同様であってその説明は省略し、スプライン補間係数値による場合の補間について説明する。
【００３６】
スプライン補間係数値テーブル１４には図２に例示するように、アドレスＣ０、Ｃ１、…、Ｃ９、Ｃ１０にスプライン補間係数値ｋ０、ｋ１、…、ｋ５（センタアドレス位置におけるスプライン補間係数値）、…、ｋ９、ｋ１０が予め格納されている。メモリ１１（α）に格納されている時間方向（キャリア列α）のＳＰとスプライン補間係数値とが、シンボル間隔毎に畳み込み演算されて、図２における符号ｐに示すＳＰおよび等化係数、…、ＳＰ３−３、ＳＰ３−２、ＳＰ３−１、ＳＰ３´、ＳＰ２−３、ＳＰ２−２、ＳＰ２−１、ＳＰ２´、ＳＰ１−３、ＳＰ１−２、ＳＰ１−１、ＳＰ１´が、メモリ１１（α）に格納されている、…、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対応して算出される。ここでも、ＳＰ１、０、０、０、ＳＰ２、０、０、０、ＳＰ３、０、０、０、…、に対してＳＰ１´、ＳＰ１−１、ＳＰ１−２、ＳＰ１−３、ＳＰ２´、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´、ＳＰ３−１、ＳＰ３−２、ＳＰ３−３、…、が対応している。
【００３７】
スプライン補間係数値テーブル１４に記憶させてあるスプライン補間係数値は、センタアドレス位置のスプライン補間係数値ｋ５は１、センタアドレス位置から±４ｎシンボル間隔離れたアドレス位置Ｃ１＝Ｃ９におけるスプライン補間係数値ｋ１＝ｋ９は０に設定してある。ここで、ｎは自然数である。４ｎシンボル間隔離れたアドレス位置におけるスプライン補間係数値は０に設定してあるのは、時間方向に４つ目毎に時間方向のＳＰが挿入されているためである。
【００３８】
ローパスフィルタ係数値による補間の場合と同様に、スプライン補間係数の場合における補間の結果である、ＳＰ２に対応するＳＰ２´、ＳＰ２とＳＰ３との間に補間された等化係数ＳＰ２−１、ＳＰ２−２およびＳＰ２−３、ＳＰ３対応するＳＰ３´は、次のようになる。
【００３９】
【００４０】
同様にして、ＳＰ２−１、ＳＰ２−２、ＳＰ２−３、ＳＰ３´を求めると、
【００４１】
このように、スプライン補間係数値を使用した場合は、ＳＰ´＝ＳＰの如く、補間後のＳＰ´は補間前のＳＰと同一の値となり、補間演算によって元々存在したＳＰの値自体を変化させることなく、受信態様が移動受信の場合、受信特性劣化を発生させることはない。さらに、時間方向のＳＰと引き続くＳＰとの間の等化係数値は、その前後のＳＰにスプライン補間係数値で畳み込み演算した結果となっていて、ローパスフィルタ係数値を用いて補間した場合と本質的に変わっていない。したがって、本発明の実施の一形態にかかる等化器よるときは、移動特性に優れた等化器となる。
【００４２】
次に、スプライン補間係数値の求め方について図３に基づいて説明する。実在する白丸で示す３点（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））を元に黒丸で示すスプライン補間係数値を求める場合を例に説明する。図３において、白丸が実在するＳＰに対応し、黒丸、特にｘ＝１、２、３におけるスプライン補間値（黒丸）を求める。
【００４３】
仮に３次のスプライン関数を用いるとすると、図３の曲線は
ｙ（ｘ）＝ａｘ３＋ｂｘ２＋ｃｘ＋ｄ
となる。
【００４４】
ただし、スプライン補間の性質上、ｘ＝０、４、８は実在する点そのもの値となる。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは実在する点を元に求められる式になる。それをｆａ、ｆｂ、ｆｃ、ｆｄとする。
【００４５】
【００４６】
これらの式から、
【００４７】
これらの式を展開すると、最終的にはｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）についての方程式、ｙ（ｘ）＝ｙ（０）ａ（ｘ）＋ｙ（４）ｂ（ｘ）＋ｙ（８）ｃ（ｘ）となる。ここで、ａ（ｘ）、ｂ（ｘ）、ｃ（ｘ）は、ｘ座標における
ｆａ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ３、
ｆｂ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ２、
ｆｃ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））ｘ、
ｆｄ（ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８））
を展開した後のｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）それぞれの係数の合成である。
【００４８】
以上から、ｘ＝３、４、５、６各点の値を求めると、
ｙ（３）＝ｙ（０）ａ（３）＋ｙ（４）ｂ（３）＋ｙ（８）ｃ（３）
ｙ（４）＝ｙ（０）×０＋ｙ（４）×１＋ｙ（８）×０
ｙ（５）＝ｙ（０）ａ（５）＋ｙ（４）ｂ（５）＋ｙ（８）ｃ（５）
ｙ（６）＝ｙ（０）ａ（６）＋ｙ（４）ｂ（６）＋ｙ（８）ｃ（６）
になる。
【００４９】
以上から、スプライン補間係数値を図２に当てはめると、
ｋ（０）＝ａ（３）、ｋ（１）＝０、ｋ（２）＝ａ（５）、ｋ（２）＝ａ（６）、
ｋ（４）＝ｂ（３）、ｋ（５）＝１、ｋ（６）＝ｂ（５）、ｋ（７）＝ｂ（６）、
ｋ（８）＝ｃ（３）、ｋ（９）＝０、ｋ（１０）＝ｃ（５）、ｋ（１１）＝ｃ（６）、となる。
【００５０】
これは、丁度、ｙ（３）〜ｙ（６）の式で、ｙ（０）、ｙ（４）、ｙ（８）それぞれの各項の係数を縦に配置していくことになる。これからも明らかなように、センター位置（ｘ＝５）のスプライン補間係数値が１で、そこから４ｎ離れた位置（ｘ＝１＝９）のスプライン補間係数値が０になっており、その他はスプライン補間係数値となっており、このようにしてスプライン補間係数テーブルが得られる。
【００５１】
このように、本発明の実施の一形態にかかる等化器によれば、受信態様が固定位置受信の場合は通過帯域幅が固定されたローパスフィルタ計数値がＳＰ補間のために用いられ、受信態様が移動受信の場合にはスプライン補間係数値がＳＰ補間のために用いられるため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も良好な受信特性が得られる。
【００５２】
また、上記において受信態様が固定位置受信か移動受信かをＳＰのパワーに基づいて判定したが、ＳＰのパワーに代わって、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよく、さらに、ＦＦＴ処理された出力から求めた全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定してもよい。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明にかかる等化器によれば、ローパスフィルタ係数値による補間とスプライン補間係数値による補間とが、受信態様が固定位置受信と移動受信とで切り換えるようにしたため、受信態様が固定位置受信の場合も移動受信の場合も、受信特性が良好となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる等化器における時間方向のＳＰ補間回路の作用説明に供する模式図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるスプライン補間係数値演算の説明図である。
【図４】デジタル地上波放送受信機の主要部の構成を示すブロック図である。
【図５】ＤＶＢ−Ｔにおけるフレーム構造の説明図である。
【図６】ＳＰを用いた等化係数の算出説明のための模式図である。
【図７】従来の等化器における時間方向のＳＰ補間回路の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の等化器における時間方向のＳＰ補間回路の作用説明に供する模式図である。
【符号の説明】
３ ＦＦＴ演算回路
４ 等化器
１１ メモリ
１２ ローパスフィルタ係数値テーブル
１３ 畳み込み演算回路
１４ パワー算出回路
１５ ばらつき判定回路
１６ 切り換えスイッチ
１７ スプライン補間係数値テーブル
４１ ＳＰ抽出回路
４２Ａ 時間方向のＳＰ補間回路
４３ 周波数方向のＳＰ補間回路
４５ 等化演算器
Claims (4)
- ＯＦＤＭ変調された信号を受信するデジタル地上波放送受信機における等化器であって、デジタル地上波放送受信機における復調出力中における時間方向のスカッタードパイロットを抽出する抽出手段と、
中央位置におけるスプライン補間係数値は１であり、かつ前記中央位置から±４ｎ（ｎは自然数）の位置にあるスプライン補間係数値は０であるスプライン補間係数値を格納したスプライン補間係数値テーブルと、
ローパスフィルタ係数値を格納したローパスフィルタ係数値テーブルと、
デジタル地上波放送受信機の受信様態が固定位置受信か移動受信か否かを判定する判定手段と、
判定手段により受信態様が固定位置受信と判定したときはローパスフィルタ係数値テーブルから読み出したローパスフィルタ係数値を選択し、受信態様が移動受信と判定したときはスプライン補間係数値テーブルから読み出したスプライン補間係数値を選択する切り換えスイッチと、
抽出した時間方向のスカッタードパイロットと切り換えスイッチを介して出力される係数値とを畳み込み演算して時間方向のスカッタードパイロット間を補間する等化係数を求める畳み込み演算回路と
を備え、時間方向のスカッタードパイロットおよび補間された等化係数とに基づいて復調出力の等化処理を行うことを特徴とする等化器。 - 請求項１記載の等化器において、判定手段は抽出手段から抽出された予め定めた位置におけるスカッタードパイロットのパワーを算出し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、算出したパワーのばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定することを特徴とする等化器。
- 請求項１記載の等化器において、判定手段はデジタル地上波放送受信機におけるＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、ＡＧＣ電圧のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定することを特徴とする等化器。
- 請求項１記載の等化器において、判定手段はＦＦＴ処理された出力から求めた全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値以上のときは受信態様が移動受信であると判定し、全キャリアのレベルの総和のばらつきが予め定めた値未満のときは受信態様が固定位置受信であると判定することを特徴とする等化器。
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