JP3594585B2

JP3594585B2 - デジタル放送受信装置の同期復調回路

Info

Publication number: JP3594585B2
Application number: JP2002054618A
Authority: JP
Inventors: 洋中島; 正幸吉長
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2002-02-28
Filing date: 2002-02-28
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2022-02-28
Also published as: JP2003258761A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、地上波デジタル放送などで用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式で変調された信号を受信して復調するデジタル放送受信装置の同期復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて、高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた変調方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が提案されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のサブキャリアを立てる変調方式である。このためゴーストに強く、かつ、誤り訂正のためのデータ構成に工夫をすることで選択性フェージングにも耐性を持たせることができるため、地上波デジタルテレビジョン放送等において有効な変調方式である。
【０００４】
送信側では、以下の処理が行われる。まず、例えばテレビジョン信号等のアナログ信号をデジタル信号に変換し、ＭＰＥＧ（ＭｏｖｉｎｇＰｉｃｔｕｒｅＥｘｐｅｒｔｓＧｒｏｕｐ）方式で圧縮する。続いて、このデータ信号に、ノイズ等の伝送路におけるエラーの発生原因を分散させるために、バイトインタリーブおよびビットインタリーブの処理を施し、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ等の変調方式に応じたマッピングを行う。
【０００５】
さらに、フェージング、信号の欠落等の伝送路におけるエラー発生原因を分散させるために、時間インタリーブおよび周波数インタリーブの処理を施し、ＩＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行って、直交変調後、ＲＦ周波数に周波数変換して送出する。
【０００６】
図１は、地上波デジタル放送受信機で受信するＯＦＤＭ方式のデータの構造を示している。
【０００７】
１つのＯＦＤＭフレームは、Ｎｏ．０〜Ｎｏ．２０３の２０４個のＯＦＤＭシンボルで構成される。ＯＦＤＭシンボルは、有効データ区間と、無効データ区間（ガードインターバル、ヌルキャリア）で構成されている。
【０００８】
図２は、図１に示した１個のＯＦＤＭシンボル内の有効データ区間の構成を示している。
【０００９】
１つのＯＦＤＭシンボル内の有効データ区間は、Ｎｏ．０〜Ｎｏ．１２の１３個のＯＦＤＭセグメントから構成されている。１つのＯＦＤＭセグメントは、データのグループ（データセグメント）にパイロット信号が付加されたものである。
【００１０】
地上波デジタル放送の仕様では、Ｎｏ．０〜Ｎｏ．１２の１３個のＯＦＤＭセグメントを最大３つの階層に分割し、階層毎に変調方式を指定することが可能である。
【００１１】
図３は、図２に示した１個のＯＦＤＭセグメントの構成を示している。
【００１２】
１個のＯＦＤＭセグメントは、Ｎｏ．０〜Ｎｏ．（ｎ−１）のｎ個のキャリアからなる。
【００１３】
図４は、１個のＯＦＤＭセグメントの構成のモード依存性を示している。
【００１４】
１個のＯＦＤＭセグメントを構成する、データ信号のキャリア数、パイロット信号のキャリア数等は、モード毎に決まっており、このキャリア数の合計がｎ個となるように設定されている。
【００１５】
ＯＦＤＭ方式の変調の種類には、ＤＱＰＳＫ（Ｄｏｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの４種類があり、それぞれマッピング方法が異なる。また、ＤＱＰＳＫ方式は差動変調方式と呼ばれ、その他の方式は同期変調方式と呼ばれる。差動変調方式と同期変調方式では、１個のＯＦＤＭセグメント内に含まれるパイロット信号の種類や配置位置が異なるが、１個のＯＦＤＭセグメント内に含まれるパイロット信号の合計数は図４に示すように規定されている。同期変調方式のパイロット信号を用いて、遅延マルチパスを等化し、歪みを改善している。
【００１６】
図５は、モードがモード１である場合の、１個のＯＦＤＭシンボルの有効データ（図２に対応する）を示している。図５においては、パイロット信号のうち、同期復調系のパイロット信号ＳＰのみを示している。
【００１７】
ＯＦＤＭ方式で変調されたデータ信号は、送信と全く逆の手順の処理で復調される。
【００１８】
図６は、従来のＯＦＤＭ方式の受信装置１０００の構成を示している。
【００１９】
チューナ１１には、アンテナ（図示略）でとらえた高周波信号入力（ＲＦ信号入力）が与えられる。チューナ１１は、指定されたチャンネルの周波数に対応するＲＦ信号をダウンコンバートして、ベースバンド信号とする。
【００２０】
アナログ／デジタル変換回路１２は、アナログ信号をデジタル信号に変換するとともにヒルベルト変換等を用いて、実軸（以下、「Ｉ軸」という）成分の信号（同相検波軸信号）と、虚軸（以下、「Ｑ軸」という）成分の信号（直交検波軸信号）とを生成する。アナログ／デジタル変換回路１２から出力されるＩ軸信号とＱ軸信号とは、同期部１３によって同期処理が行われた後、高速フーリエ変換部（以下、「ＦＦＴ部」という）１４に出力される。
【００２１】
ＦＦＴ部１４では、入力信号に対して高速フーリエ変換を行い、時間軸データを周波数軸データに変換する。復調部１５は、ＦＦＴ部１４から出力される信号に対して復調処理を行って、得られた信号を周波数デインタリーブ部１６に出力する。
【００２２】
周波数デインタリーブ回路１６は、電波の反射等による特定周波数信号の欠落を補うために行われた周波数インタリーブの逆処理を行う。周波数デインタリーブ回路１６の出力は、時間デインタリーブ回路１７に送られる。時間デインタリーブ回路１７は、耐フェージングのために行われた時間インタリーブの逆処理を行う。
【００２３】
時間デインタリーブが行われたＩ軸データおよびＱ軸データはデマッピング回路１８に送られ、２ビット（ＱＰＳＫ）、４ビット（１６ＱＡＭ）または６ビット（６４ＱＡＭ）のデータに変換される。デマッピングが行われた信号はビットデインタリーブ回路１９に送られる。ビットデインタリーブ回路１９は、誤り耐性を増す目的で行われたビットインタリーブの逆処理を行う。ビットデインタリーブ回路１９の出力は、ビタビ復号化回路２０に送られる。ビタビ復号化回路２０は、送信側で行われた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行う。
【００２４】
ビタビ復号が行われた信号は、バイトデインタリーブ回路２１に送られる。バイトデインタリーブ回路２１は、ビットインタリーブと同様に誤り耐性を増す目的で行われたバイトインタリーブの逆処理を行う。バイトデインタリーブ回路２１の出力は、エネルギー逆拡散部２２に送られる。エネルギー逆拡散部２２は、逆拡散処理を行う。エネルギー逆拡散部２２の出力は、ＲＳ復号化回路２３に送られる。ＲＳ復号化回路２３は、ＲＳ（リードソロモン）復号を行って、誤り訂正を行う。
【００２５】
ＲＳ復号化回路２３の出力は、ＭＰＥＧデコード回路２４に送られる。ＭＰＥＧデコード回路２４は、誤り訂正された信号（圧縮信号）を伸長して、デジタル／アナログ変換回路２５に出力する。デジタル／アナログ変換回路２５は、ＭＰＥＧデコーダ２４から送られてきたデジタル信号をアナログ信号に変換する。これにより、ＯＦＤＭ方式で変調される前の映像信号および音声信号が生成される。
【００２６】
ＯＦＤＭ方式は、同じ伝送レートで比較した場合、シングルキャリア方式よりも変調波のシンボル周期を長くとることができるため、遅延波によるシンボル間干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。しかしながら、マルチパス干渉により、伝送路において変調波の振幅・位相の過大な歪みが生じた場合、受信側ではその歪みを補正しなければ、データを正しく復調することはできない。そこで、受信側では、同期変調方式のパイロット信号の振幅と位相を基準として、データを復調部１５で復調するようにしている。復調部１５では、受信されたパイロット信号から算出された伝送路特性に対し、シンボル方向に等化するシンボルフィルタとキャリア方向に等化するキャリアフィルタとを用いて２次元のフィルタリング処理を施すといった、雑音耐性を改善した等化方式が採用されている。
【００２７】
図７は、復調部１５の構成を示している。
【００２８】
フレーム抽出部３０は、ＦＦＴ部１４によって得られた信号に含まれているＴＭＣＣ信号（伝送多重制御信号）のうちのフレーム同期信号を抽出する。ＴＭＣＣ復号部３１はＴＭＣＣ信号からＴＭＣＣ情報を抽出し、変調方式の切り替えタイミングの制御等を行うための各種制御信号を作成する。
【００２９】
ＴＭＣＣ情報に応じて、差動復調部（差動復調回路）３２はＤＱＰＳＫ用に差動復調を行い、同期復調部（同期復調回路）３３はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ用にパイロット信号（スキャッタードパイロット、ＳＰ）を用いた同期復調を行う。合成部３４は、差動復調部３２の出力と同期復調部３３の出力とを合成することにより、復調データを生成する。
【００３０】
図８は、同期復調部３３の構成を示している。
【００３１】
ＦＦＴ部１４で周波数軸の信号に変換されたＯＦＤＭ信号をＹ（ｌ，ｋ）で表すことにする。ここで、ｌはシンボル番号（図５参照）を表し、ｋはキャリア番号（図５参照）を表している。
【００３２】
ＯＦＤＭ信号Ｙ（ｌ，ｋ）のうちパイロット信号Ｙ（ｌ，ｋｐ）は既知の複素振幅を持つため、次式（１）で示すように、複素除算部４２で受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋｐ）をパイロット発生部４１によって発生した正規のパイロット信号（複素振幅）Ｘ（ｌ，ｋｐ）で除算することによって、受信信号を伝送するキャリアの伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｐ）＝を求めることができる。
【００３３】
Ｈ（ｌ，ｋｐ）＝Ｙ（ｌ，ｋｐ）／Ｘ（ｌ，ｋｐ） …（１）
【００３４】
この伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｐ）は、時間軸方向（シンボル方向）に伝送路応答を平滑化するシンボルフィルタ部４３を介してキャリアフィルタ部４４に送られる。キャリアフィルタ部４４では、シンボルフィルタ部４３によって得られた伝送路応答に基づいて、各受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ）に対応する伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｄ）を推定する。シンボルフィルタ部４３によって得られた各受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ）に対応する伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｄ）は、複素除算部４５に送られる。
【００３５】
複素除算部４５は、次式（２）に示すように、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ）を、キャリアフィルタ部４４によって得られたその受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ）に対応する伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｄ）で除算することにより、等化後の復調データを算出する。
【００３６】
Ｘ（ｌ，ｋｄ）＝Ｙ（ｌ，ｋｄ）／Ｈ（ｌ，ｋｄ） …（２）
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図５に示したように、１個のＯＦＤＭセグメント内には、パイロット信号ＳＰが、１２キャリアに１回、４シンボル毎に同じキャリア位置に挿入されている。
【００３８】
キャリアフィルタ部において、周波数軸上、つまり、キャリア軸上の伝送路応答の補間を行う場合、受信シンボルと同一シンボル内のパイロット信号ＳＰから求まる伝送路応答のみを用いる第１方法と、受信シンボルから３シンボル前までのパイロットＳＰの伝送路応答を保持して補間する第２方法がある。第１方法は、受信シンボルごとに補間を行うため、伝送路応答が時間的に変動する伝送路に適した方法である。第２方法は、時間的変動がゆるやかな伝送路に適した方法である。
【００３９】
図９は、第１方法で用いられるパイロット信号ＳＰを示し、図１０は第２方法で用いられるパイロット信号ＳＰを示している。
【００４０】
ＦＦＴ部１４（図６参照）は、１ＯＦＤＭシンボル毎にＦＦＴを行う。移動体受信での伝送路のように、伝送路応答が時間的に変動するような伝送路である場合、現在受信しているシンボルの伝送路応答と次の時間のシンボルの伝送路応答とは異なるので、受信シンボルから３シンボル前までのパイロットＳＰの伝送路応答を保持して補間する第２方法を利用できない。つまり、図１０に示すように、３キャリアに１個の割合で現れるパイロット信号ＳＰを利用することができない。
【００４１】
したがって、移動体受信の場合には、同期復調部３３内のキャリアフィルタ部４４（図８参照）に入力されるパイロット信号に対応する伝送路応答は、図９に示した１２キャリアに１個の割合で現れるパイロット信号ＳＰに対応するものが用いられている。このように、移動体受信の場合には、キャリア軸上の伝送路応答の補間に用いられるパイロット信号ＳＰに対応する伝送路応答が少ないため、あるパイロット信号ＳＰがノイズ等によって大きく変動した場合、キャリアフィルタ部４４から出力されるデータ信号に対する伝送路応答に大きく影響し、等化処理の精度が低くなるという問題がある。
【００４２】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、直交周波数分割多重方式で伝送される信号の同期復調に対して行われていた等化処理の精度を高めることができるデジタル放送受信装置の同期復調回路を提供することを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、直交周波数分割多重方式で伝送される信号を受信するデジタル信号受信装置の同期復調回路であって、受信シンボルと同一シンボル内に配置された各受信パイロット信号毎に、受信パイロット信号を既知の複素振幅で除算することにより、各受信パイロット信号それぞれに対応する第１の伝送路応答を算出する第１の伝送路応答算出手段、第１の伝送路応答算出手段によって算出される第１の伝送路応答に基づいて、受信シンボルと同一シンボル内に存在する各受信データ信号に対応する第２の伝送路応答を算出する第２の伝送路応答算出手段、および各受信データ信号を、その受信データ信号に対応する第２の伝送路応答で除算することにより、等化後のデータを算出する手段を備えたデジタル信号受信装置の同期復調回路において、第１の伝送路応答算出手段と第２の伝送路応答算出手段との間に前処理手段が設けられており、前処理手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の大きさに関する値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の大きさの平均値に関する値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別する判別手段、および第１の伝送路応答の大きさに関する値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の大きさに関する値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力する選択手段を備えていることを特徴とする。
【００４４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路において、判別手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の絶対値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の絶対値の平均値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別するものであり、選択手段は、第１の伝送路応答の絶対値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の絶対値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力するものであることを特徴とする。
【００４５】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路において、判別手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の電力値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の電力値の平均値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別するものであり、選択手段は、第１の伝送路応答の電力値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の電力値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力するものであることを特徴とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、図１１〜図１６を参照して、この発明の実施の形態について説明する。
【００４７】
図１１は、この発明の実施の形態を示し、デジタル放送受信装置の同期復調部の構成を示している。図１１において、図８と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００４８】
この同期復調部と従来の同期復調部（図８）と比較すると、この同期復調部では、シンボルフィルタ部４３と、キャリアフィルタ部４４との間に、キャリアフィルタ部４４の前処理を行うキャリアフィルタ前処理部１００が設けられていることが従来の同期復調部と異なっている。
【００４９】
図１２は、キャリアフィルタ前処理部１００の構成を示している。
【００５０】
シンボルフィルタ部４３から入力されるデータは、図９に示した１２キャリアに１個の割合で現れるパイロット信号ＳＰに対応する伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋｐ）である。この入力データＨ（ｌ，ｋｐ）は、平均値作成部１０１、平均電力算出部１０２、単体電力算出部１０３および遅延回路（ディレイ回路）１０４に送られる。
【００５１】
図１３は、モード１の場合の１個のＯＦＤＭセグメントを示している。モード２の場合の１個のＯＦＤＭセグメントはモード１の場合の１個のＯＦＤＭセグメントを２つ繋いだ形態をとり、モード３の場合の１個のＯＦＤＭセグメントはモード１の場合の１個のＯＦＤＭセグメントを３つ繋いだ形態をとる。
【００５２】
平均値作成部１０１は、モード１の場合には図１３に示す１個のＯＦＤＭセグメント内の同期復調系の９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８（モード２またはモード３の場合には１個のＯＦＤＭセグメント内の１部分内の同期復調系の９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８）に対応する伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８を１単位として、各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８毎に伝送路応答平均値を算出する。
【００５３】
各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８毎に算出される伝送路応答平均値Ｈ０’ 〜Ｈ８’ の絶対値は次式（３）に基づいて求められる。各伝送路応答平均値Ｈ０’ 〜Ｈ８’ の位相（符号）としては、元の伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８と同じ位相が用いられる。
【００５４】

【００５５】
伝送路応答平均値Ｈ０’ 〜Ｈ８’ の絶対値は、図１３に示す９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８のうちの、所定の２以上のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８に対応する伝送路応答の絶対値の平均値として求められている。
【００５６】
各伝送路応答平均値Ｈ０’ 〜Ｈ８’ は、所定のタイミングで、Ｈ０’ ，Ｈ１’，…Ｈ８’ の順番で選択部１０６に送られる。選択部１０６には、伝送路応答平均値Ｈ０’ ，Ｈ１’，…Ｈ８’ が入力されるタイミングに同期して、遅延回路１０４から入力データＨ０，Ｈ１，…Ｈ８が入力される。
【００５７】
図１４および図１５は、それぞれ、ＩＱ座標系でデータＨ０とデータＨ１を表した場合、Ｈ０に対応する伝送路応答平均値Ｈ０’ を示している。
【００５８】
平均電力算出部１０２は、図１３に示す９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８に対応する伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８を１単位として、これらの伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の電力の平均値を次式（４）によって求める。
【００５９】

【００６０】
単体電力算出部１０３は、各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の電力を算出する。この単体電力算出部１０３と、平均電力算出部１０２内において各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の電力を算出するために用いられる回路とは、共用することが可能である。
【００６１】
平均電力算出部１０２によって算出された電力平均値と、単体電力算出部１０３によって算出された各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の電力とは、比較部１０５に送られる。比較部１０５は、各伝送路応答Ｈｉ（ｉ＝０，１，…，８）の電力（個別電力値）と電力平均値とを比較し、個別電力値が電力平均値を中心とする所定範囲内である場合には、選択部１０６が遅延回路１０４から送られてきた入力データＨｉを選択し、個別電力値が電力平均値を中心とする所定範囲外である場合には、選択部１０６が平均値作成部１０１から送られてきた伝送路応答平均値Ｈｉ’を選択するように、選択部１０６を制御する。
【００６２】
したがって、あるパイロット信号ＳＰがノイズ等によって大きく変動した場合には、そのパイロット信号ＳＰから算出された伝送路応答に代えて、伝送路応答平均値がキャリアフィルタ部４４に送られるので、キャリアフィルタ部４４で行われる等化処理の精度が向上する。
【００６３】
なお、平均値作成部１０１によって算出される各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８毎の伝送路応答平均値Ｈ０’ 〜Ｈ８’ の絶対値を、次式（５）に示すように、９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８に対応する伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の絶対値を平均することによって求めてもよい。
【００６４】
｜Ｈ０’ ｜〜｜Ｈ８’ ｜＝（｜Ｈ０｜＋｜Ｈ１｜＋… ＋｜Ｈ８｜）／９ …（５）
【００６５】
また、上記式（３）または式（５）の右辺の｜Ｈ０｜〜｜Ｈ８｜の代わりに、その電力値（Ｈ０の電力値〜Ｈ８の電力値）を用いてもよい。電力値を求めるための回路としては、単体電力算出部１０３または平均電力算出部１０２内において各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の電力を算出するために用いられる回路を利用することが可能である。
【００６６】
図１６は、キャリアフィルタ前処理部１００の他の構成例を示している。図
において、図１２と同じものには、同じ符号を付してその説明を省略する。
【００６７】
このキャリアフィルタ前処理部１００では、図１２の平均電力算出部１０２の代わりに絶対平均値算出部２０２が用いられ、図１２の単体電力算出部１０３の代わりに単体絶対値算出部２０３が用いられている点が図１２のキャリアフィルタ前処理部１００と異なっている。
【００６８】
絶対平均値算出部２０２は、次式（６）に示すように、各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の絶対値の平均（絶対平均値）を算出する。
【００６９】
絶対平均値＝（｜Ｈ０｜＋｜Ｈ１｜＋… ＋｜Ｈ８｜）／９ …（６）
【００７０】
単体絶対値算出部２０３は、各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の絶対値｜Ｈ０｜〜｜Ｈ８｜を算出する。
【００７１】
比較部１０５は、単体絶対値算出部２０３によって算出された各伝送路応答Ｈ０〜Ｈ８の絶対値（個別絶対値）と絶対平均値算出部２０２によって算出された絶対平均値とを比較し、個別絶対値が絶対平均値を中心とする所定範囲内である場合には、選択部１０６が遅延回路１０４から送られてきた入力データＨｉを選択し、個別絶対値が絶対平均値を中心とする所定範囲外である場合には、選択部１０６が平均値作成部１０１から送られてきた伝送路応答平均値Ｈｉ’を選択するように、選択部１０６を制御する。
【００７２】
【発明の効果】
この発明によれば、直交周波数分割多重方式で伝送される信号の同期復調に対して行われていた等化処理の精度を高めることができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】地上波デジタル放送受信機で受信するＯＦＤＭ方式のデータの構造を説明するための模式図である。
【図２】１ＯＦＤＭシンボルの構成を示す模式図である。
【図３】１ＯＦＤＭセグメントの構成を示す模式図である。
【図４】１つのＯＦＤＭセグメントの構成のモード依存性を説明するための模式図である。
【図５】１ＯＦＤＭセグメント内の同期復調系のパイロット信号ＳＰの分布を示す図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ方式の受信装置１０００の構成を示すブロック図である。
【図７】復調部１５の構成を示すブロック図である。
【図８】同期復調部３３の構成を示すブロック図である。
【図９】受信シンボルと同一シンボル内のパイロット信号ＳＰから求まる伝送路応答のみを用いてキャリア軸上の伝送路応答を補間する第１方法で用いられるパイロット信号ＳＰを示す模式図である。
【図１０】受信シンボルから３シンボル前までのパイロットＳＰの伝送路応答を保持してキャリア軸上の伝送路応答を補間する第２方法で用いられるパイロット信号ＳＰを示す模式図である。
【図１１】この発明の実施の形態であるデジタル放送受信装置の同期復調部の構成を示すブロック図である。
【図１２】キャリアフィルタ前処理部１００の構成を示すブロック図である。
【図１３】モード１である場合の１個のＯＦＤＭセグメント内の同期復調系の９個のパイロット信号ＳＰ０〜ＳＰ８を示す模式図である。
【図１４】ＩＱ座標系でデータＨ０とデータＨ１を表した場合、Ｈ０に対応する伝送路応答平均値Ｈ０’ を示す模式図である。
【図１５】ＩＱ座標系でデータＨ０とデータＨ１を表した場合、Ｈ０に対応する伝送路応答平均値Ｈ０’ を示す模式図である。
【図１６】キャリアフィルタ前処理部１００の他の例の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
４４キャリアフィルタ部
１００キャリアフィルタ前処理部
１０１平均値作成部
１０２平均電力算出部
１０３単体電力算出部
１０４遅延回路
１０５比較部
１０６選択部
２０２絶対平均値算出部
２０３単体絶対値算出部

Claims

直交周波数分割多重方式で伝送される信号を受信するデジタル信号受信装置の同期復調回路であって、受信シンボルと同一シンボル内に配置された各受信パイロット信号毎に、受信パイロット信号を既知の複素振幅で除算することにより、各受信パイロット信号それぞれに対応する第１の伝送路応答を算出する第１の伝送路応答算出手段、第１の伝送路応答算出手段によって算出される第１の伝送路応答に基づいて、受信シンボルと同一シンボル内に存在する各受信データ信号に対応する第２の伝送路応答を算出する第２の伝送路応答算出手段、および各受信データ信号を、その受信データ信号に対応する第２の伝送路応答で除算することにより、等化後のデータを算出する手段を備えたデジタル信号受信装置の同期復調回路において、
第１の伝送路応答算出手段と第２の伝送路応答算出手段との間に前処理手段が設けられており、前処理手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の大きさに関する値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の大きさの平均値に関する値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別する判別手段、および第１の伝送路応答の大きさに関する値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の大きさに関する値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力する選択手段を備えていることを特徴とするデジタル信号受信装置の同期復調回路。
判別手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の絶対値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の絶対値の平均値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別するものであり、
選択手段は、第１の伝送路応答の絶対値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の絶対値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力するものであることを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路。
判別手段は、各受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答毎に、第１の伝送路応答の電力値が、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の電力値の平均値を中心とする所定範囲内にあるか否かを判別するものであり、
選択手段は、第１の伝送路応答の電力値が上記所定範囲内である場合には、当該第１の伝送路応答を第２の伝送路応答算出手段に出力し、第１の伝送路応答の電力値が上記所定範囲外である場合には、当該受信パイロット信号に代えて、受信シンボルと同一シンボル内の所定の２以上の受信パイロット信号に対応する第１の伝送路応答の平均値を第２の伝送路応答算出手段に出力するものであることを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路。