CN101132388A - 利用信道状态信息辅助接收编码信号的接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用CSI辅助接收编码信号的接收方法及装置，涉及数据通讯和广播系统。该接收方法包括：进行信道估计，获得CFR的估计值；计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

，取CFR幅值的均值作为归一化因子α；获取归一/移位操作数m，使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值；利用归一/移位操作数m，对经过离散傅立叶变换的输出信号y＝[y₀，y₁，...，y_N－1]^T进行CSI辅助单抽头均衡补偿，获得补偿后的输出信号，对应子载波k补偿后的信号z_k的实部是

，虚部是

；进行软判决反映射；进行信道解码。相较现有技术，本发明的接收方法及接收装置采用了联合执行单抽头均衡补偿和软判决反映射，无需进行除法运算，简化了计算，有效减低了信号处理的复杂度，且应用范围较广。

Description

利用信道状态信息辅助接收编码信号的接收方法及装置

技术领域

本发明涉及一种接收数据通讯和广播系统内的编码信号的方法及装置，尤其是指一种利用信道状态信息(channel state information，简称“CSI”)辅助接收无线通讯和广播系统的编码正交频分复用(coded orthogonal frequency-divisionmultiplexing，简称“COFDM”)信号的接收方法及装置。

背景技术

随着科学技术的发展，COFDM技术已被广泛应用于有线和无线的信号传输。COFDM技术已应用于多种传输标准中，例如数字音频广播(Digital AudioBroadcasting，简称“DAB”)、数字视频广播(Digital Video Broadcasting，简称“DVB”)、无线局域网(Wireless Local Area Network，简称“WLAN”)IEEE 802.11以及无线城域网(Wireless Metropolis Area Network，简称“WMAN”)IEEE 802.16等领域中。为了获得高速率无线数据传输，业界提出了一种基于多频带COFDM技术的超宽带(UWB)系统。另外，COFDM技术可能用于路对车专用短程通信，且可能成为第四代(4G)移动无线通讯系统的主要技术之一。

在无线通讯和广播系统中，高速率传输的宽带信号常常产生严重的频率选择性衰落现象。为了避免信号的频率选择性衰落，OFDM系统将信号转换成若干个正交分量进行传输，且每一个正交分量的带宽小于传输信道的相干带宽。将每一个OFDM信号的正交分量调制到不同的子载波上，可避免信号的频率选择性衰落，取而代之的是每个子载波上传输信号的非频率选择性衰落。这些OFDM子载波的非频率选择性衰落，可通过对发射信息流进行前向纠错(forwarderror correction，简称“FEC”)编码加以克服。

图1是一具有代表性的COFDM基带系统的结构示意图。在发射端，FEC信道编码器1对输入的二进制数据进行FEC信道编码。针对不同的应用要求，可选择卷积编码、Turbo编码、低密度校验(low density parity check，简称“LDPC”)编码或者其他任何适用的编码技术。另外，编码速率可以通过对编码后的输出字位进行凿孔将其调整到期望的数据速率。编码后的信号先经过位元交织器2，再通过调制映射器3，将二进制的编码数据{s(n)}映射调制到对应的星座图上。该步骤的调制方式可以采用双相移相键控(binary phase shift keying，简称“BPSK”)、四相移相键控(quadrature phase shift keying，简称“QPSK”)和正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，简称“QAM”)或者其他可适用的调制方式。调制映射后输出的复数值{x_k}被输入至下一个模块5进行N点离散傅立叶逆变换(inverse discrete Fourier transform，简称“IDFT”)。在某些COFDM系统中，例如在中国公布的数字电视地面广播系统的标准中，调制映射后输出的复数值{x_k}在进行IDFT运算之前需先被送入符号交织器4进行符号交织处理。是否在COFDM系统中使用符号交织器4，取决于实际应用情况，为了不失一般性，如图1所示本发明所涉及的COFDM系统中将包括符号交织器。

在接收端，在取得时间和频率同步后，离散傅立叶变换器7利用离散傅立叶变换(discrete Fourier transform，简称“DFT”)将时域的OFDM信号转换为频域的N个复数值{y_k}。最理想的状况是，所述复数值{y_k}与{x_k}相等，但是由于传输信道和噪声的干扰，这些复数值{y_k}常常会发生变形失真。因此，{y_k}在被输入符号解交织器9和反映射器10之前，首先被输入均衡器8进行均衡补偿，使补偿后的输出值{z_k}近似等于{x_k}。所述补偿步骤通常是在频域采用信道频率响应(channel frequency response，简称“CFR”)估计进行的。在进行上述相干检测后，{z_k}依次输入符号解交织器9、反映射器10进行解交织、反映射，所得到的结果{r(n)}再送入按位解交织器11和信道解码器12，从而恢复出被传输的位元信息。需要注意的是，由于软判决反映射器常常被用来增强信道解码器的纠错能力，导致输入解交织器的{r(n)}数值不一定是采用二进制形式，因此这里的解交织器被称为按位解交织器11而不是位元解交织器。

如图1所示，传输信道模型通常被表述为具有信道脉冲响应(channel impulseresponse，简称“CIR”)h(t)的多径衰落信道，并受到加性噪声v(t)的影响。通过建立等效离散时间基带模型，h(t)和v(t)在频域可分别表示为h和v，其中h＝[h₀，h₁，...，h_N-1]^T代表信道频率响应的向量，v＝[v₀，v₁，...，v_N-1]^T代表独立同分布零均值高斯噪声的复数向量，且该复数向量v的方差为σ_v ²。设定x＝[x₀，x₁，...，x_N-1]^T为发射信号向量，y＝[y₀，y₁，...，y_N-1]^T为接收信号向量，这样OFDM系统模型就可以简化表示为

y＝Xh+v    (1)

其中X表示一个对角阵，其对角线上元素来自发射信号向量x。在COFDM的接收系统中，一旦为了给接下来的信道解码器提供合适的解调星座信号，而采用相干检测时，对信道的估计和跟踪是非常重要的。目前存在很多可用于估计CFR的方法，而众所周知最简单的方法就是最小平方(least square，简称“LS”)估计，其采用如下公式获得：

${\hat{h}}_{\mathrm{ls}}=X^{-1}y={\left[\begin{array}{cccc}\frac{y_0}{x_0}& \frac{y_1}{x_1}& \·\·\·& \frac{y_{N-1}}{x_{N-1}}\end{array}\right]}^T.---\left(2\right)$

对所接收信号进行LS信道估计的均衡补偿实质上是基于迫零准则所进行优化的结果。迫零准则只着眼于消除载波间的干扰，对噪声强弱未予考虑。要同时减少载波间干扰和加性噪声的影响，可采用线性最小均方差(linear minimummean-squared error，简称“LMMSE”)估计。给定接收信号向量y和发射符号信息X，采用LMMSE对公式(1)中的CFRh的估计可表示为：

${\hat{h}}_{\mathrm{lmmse}}=R_{\mathrm{hh}}{(R_{\mathrm{hh}}+{\mathrm{\σ}}_v^2{\left(X{X}^H\right)}^{-1})}^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{ls}}---\left(3\right)$

其中上注角H代表埃尔米特(Hermitian)转置，R_hh＝E{hh_H}表示信道自相关矩阵。显然，LMMSE估计具有较高的复杂度，因为X内的信息每次变化，都需要进行一次矩阵求逆。为了减小估计的复杂度，业界提出了一种简化的LMMSE估计算法。假设所有子载波上信号对应的星座点来自同一星座图，且所有星座点同概率出现，通过定义信噪比为E{|x_k|²}/σ_v ²，则简化的LMMSE信道估计可表示为：

${\hat{h}}_{\mathrm{lmmse}}=R_{\mathrm{hh}}{(R_{\mathrm{hh}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\hat{h}}_{\mathrm{ls}}---\left(4\right)$

其中I代表单位矩阵，β＝E{|x_k|²}E{|1/x_k|²}是与信号星座图相关的常数。很显然，除了高复杂度的问题，公式(3)和(4)中的信道估计都需要信道统计信息R_hh和信噪比。所以在某些应用场合，如果信道统计信息R_hh或者信噪比无法预知或者无法估计，所述LMMSE信道估计方法就难以被有效地使用。为了减小复杂度并减少对信道统计信息R_hh或者信噪比的依赖，业界提出了一种最大似然(ML)信道估计。假设信道阶数为L，ML信道估计可表示为：

${\hat{h}}_{\mathrm{ml}}=F_h{\left({F_h}^H{F}_h\right)}^{-1}{F_h}^H{\hat{h}}_{\mathrm{ls}}---\left(5\right)$

其中F_h表示N×N阶DFT矩阵F的首L列。采用ML估计虽然不能完全消除但能大大地减小加性噪声对CFR估计产生的有害影响。因此，就信号恢复能力方面来讲，基于ML估计的均衡补偿，其效果比公式(2)的LS估计要好，但比公式(3)或(4)提到的LMMSE估计要差一些。

假定获得的信道估计值为 $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,\·\·\·,{\hat{h}}_{N-1}]}^T,$ 其可以是

中的任何一个，则对应的COFDM系统频域均衡补偿通常由在接收端DFT后的一组复数除法器来完成，具体实现如下：

$z_k=y_k/{\hat{h}}_k---\left(6\right)$

其中k＝0，1，...，N-1。因此，COFDM系统使用的均衡器也常被称做“单抽头均衡器”。

对基于LS估计的均衡补偿来说，一个公认的问题就是当信道传输函数在信号带宽上具有零频谱时，迫零准则没有对应的解决方法。在这种情况下，CFR反置需要一个无限增益，进而导致零频谱对应的频率处的噪声被无限加强。类似的情况在某些子载波发生严重衰落的时候也会发生。从某种程度上来说，由于ML估计并没有充分考虑加性噪声所产生的负面影响，因此，基于ML估计的均衡补偿也受到因深度衰落所造成问题的影响。

OFDM系统采用的FEC编码和位元交织是解决接收信号频谱出现深度缺口(即指出现零频谱或接近零频谱)的主要方法。随着纠错能力越来越强的信道编码如LDPC编码和信道解码技术的推出，上述解决方法在实际应用中变得更加有效。另外，为了充分利用信道解码器的解码能力，业界也提出了采用信道状态信息(channel state information，简称“CSI”)辅助解码的方法。该方法适用于卷积编码、Turbo编码及LDPC编码。请参阅图2，在图2所示的利用CSI辅助接收编码信号的接收装置100中，从离散傅立叶变换器101获得的信号y_k被分别输入CSI估计器102和单抽头均衡器103。在单抽头均衡器103中，从CSI估计器102所获得的CFR估计

被用来对y_k进行均衡补偿。另一方面，CSI估计器102会对每一子载波提供用于辅助信道解码的CSI估计值

(子载波k上的CSI估计值)。根据各个CSI估计、信道解码算法以及系统性能要求的不同，CSI估计值

可以是子载波k上的CFR的幅度，信噪比、噪声方差、信道估计偏差之方差，也可以是上述几个值的组合。尽管所采用的信道解码方法以及所使用的用于辅助解码的CSI估计可能不同，但基于图2所示的CSI辅助接收编码信号的接收装置的一个共同特点是单抽头均衡补偿和CSI辅助解码是分开独立进行的。

对于不同类型的信道解码器，利用CSI估计辅助解码的方法也是不同的。当发射端采用卷积编码时，接收端一般使用众所周知的维特比(Viterbi)算法通过在码格内寻找最可能路径进行最大似然序列解码，这里最可能路径是指与含噪声且失真的信号具有最小度量或者最小欧几里德距离的路径。在这种情况下，每个子载波相关的度量都可以由对应的CSI估计进行加权。在对Turbo编码和LDPC编码的解码过程中，常常需要进行迭代计算，且在每一迭代步骤中，信道可靠性信息(对数似然率)会被更新且被用于下一迭代步骤。在这种情况下，CSI估计也可以用来对信道可靠性信息进行加权。

实际上，尽管采用的解码步骤有所不同，但是上述CSI辅助解码方法可看作等同于使用CSI估计值对解码器的输入信号(反映射器的输出信号)进行线加权操作。因此，可以将加权操作转移到单抽头均衡器来进行。在这种情况下，如果将CFR估计的幅值

用来作为子载波k上的CSI估计值，均衡补偿步骤的复杂度就会降低。而且，图2中所示的用来对CSI估计值重新排序的符号解交织器104和按位解交织器105也不再需要。因此，图2中CSI辅助接收编码信号的接收装置100的结构框图可以简化为图3所示的结构框图。图3所示接收装置200的CSI辅助单抽头均衡器203可以由公式(7)表示：

$z_k=\frac{y_k}{{\hat{h}}_k}\·{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2=y_k{\left[{\hat{h}}_k\right]}^{*}---\left(7\right)$

其中k＝0，1，...，N-1，[·]^*表示复数共轭。

在公式(7)中，利用信道衰落因子的平方

对每一子载波上均衡补偿后的信号

再进行加权，可被解释为是对信道均衡补偿的互对称性操作，也就是说，均衡补偿步骤是将衰落的接收信号进行放大，使之与名义判决水平相匹配，而加权步骤使得判决水平与接收信号的衰落相匹配。很显然，加权系数的大小与均衡补偿后信号的可靠性有关，即加权系数大，意味着均衡补偿后信号的可靠性比较高；加权系数小，意味着均衡补偿后信号的可靠性比较小。因此使用上述加权方法，可以避免在OFDM系统中因使用均衡补偿而引起的噪声被放大的固有问题。

就数学公式来说，CSI辅助单抽头均衡器203可简单地由接收信号y_k乘以信道估计值的共轭

来获得，无需除法运算。但是，为了节省运算，将公式(7)所表示的无除法低复杂度的均衡器203应用到实际的COFDM系统中时，会碰到问题。就这一点，可作如下分析：为了提高信道解码器的误码纠错能力，COFDM系统常常采用软判决反映射器。使用软判决反映射器意味着反映射器的输出即信道解码器的输入应得到量化。量化精度通常控制在几个比特位。在这种情况下，加权因子

需要针对所有的子载波进行归一化操作。当调制方式是BPSK或者QPSK时，归一化操作可以在均衡补偿步骤中进行，也可以嵌入在反映射器的量化步骤中，但是，两种方式都需要进行除法操作。因此，相对图2所示CSI辅助接收编码信号的接收装置100，图3所示的接收装置200并不能节省太多的计算量。

另外，当信号的调制方式采用与振幅有关的调制方式如QAM时，公式(7)所示简化的CSI辅助单抽头均衡器203无法被直接使用，即使加入上述归一化步骤，也无法解决此问题。因此，图3所示的接收装置200在一定程度上受到应用领域的限制。

有鉴于此，需要提出一种新的简单的CSI辅助信道均衡补偿及反映射的方法和装置，以克服或者至少减少上述缺陷。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种利用CSI辅助接收编码信号的接收方法及接收装置，其计算简单且可适应多种信号调制方式。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种新的利用CSI辅助接收编码信号的接收方法。该接收方法包括如下步骤：a.进行信道估计，获得CFR的估计值： $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,\·\·\·,{\hat{h}}_{N-1}]}^T;$ b.计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

，k＝0，1，...，N-1，取CFR幅值的均值作为归一化因子α；c.获取归一/移位操作数m，使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值；d.对传输的编码信号进行离散傅立叶变换，输出信号y＝[y₀，y₁，...，y_N-1]^T；e.利用步骤c获取的归一/移位操作数m，对步骤d获得的输出信号y＝[y₀，y₁，...，y_N-1]^T进行CSI辅助单抽头均衡补偿，获得补偿后的输出信号z＝[z₀，z₁，...，z_N-1]^T，对应子载波k，其补偿后的输出信号z_k的实部是 $\mathrm{Re}\left[z_k\right]=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 虚部是 $\mathrm{Im}\left[z_k\right]=\mathrm{Im}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 其中k＝0，1，...，N-1；f.进行反映射；g.进行信道解码。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种新的利用CSI辅助接收编码信号的接收装置。该接收装置包括：CFR估计器，对信道进行估计，获得CFR的估计值： $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,\·\·\·,{\hat{h}}_{N-1}]}^T;$ 运算移位器，接收CFR估计值，计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

k＝0，1，...，N-1；取CFR幅值

的均值作为归一化因子α；使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值，输出归一/移位操作数m；离散傅立叶变换器，对传输的编码信号进行离散傅立叶变换，输出信号y＝[y₀，y₁，...，y_N-1]^T；CSI辅助单抽头均衡器，接收离散傅立叶变换器输出的归一/移位操作数m和CFR估计器输出估计值，对信号y＝[y₀，y₁，...，y_N-1]^T进行均衡补偿，补偿后的输出信号z_k的实部 $\mathrm{Re}\left[z_k\right]=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 虚部 $\mathrm{Im}\left[z_k\right]=\mathrm{Im}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 且k＝0，1，...，N-1；反映射器，对补偿后的输出信号进行反映射；以及信道解码器，进行信道解码。

相较现有技术，本发明提供的CSI辅助接收编码信号的接收方法及接收装置采用了联合执行单抽头均衡补偿和软判决反映射，无需进行除法运算，简化了计算，有效减低了信号处理的复杂度；本发明提供的接收方法及接收装置可以应用于多种调制方法及不同的信道估计方法(LMMSE除外)，扩大了使用范围。

附图说明

图1是COFDM基带系统的结构框图。

图2是一种现有的利用CSI辅助接收编码信号的接收装置的结构框图。

图3是现有另一种简化的利用CSI辅助接收编码信号的接收装置的结构框图。

图4是本发明较佳实施例利用CSI辅助接收编码信号的接收装置的结构框图。

图5是16-QAM格雷码星座图。

图6是本发明较佳实施例利用CSI辅助接收编码信号的接收方法的流程图。

具体实施方式

以下部分结合附图对本发明利用CSI辅助接收编码信号的接收方法及接收装置的实施例进行描述，以期进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

请参阅图4并结合图6，图4是本发明较佳实施例利用CSI辅助接收编码信号的接收装置300的结构框图。该接收装置300包括CFR估计器302，其进行信道估计获得CFR估计值 $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,\·\·\·,{\hat{h}}_{N-1}]}^T.$ 该信道估计可以在频域进行，也可以在时域进行(结合图1)。CFR估计器302可以采用LS估计，也可以采用ML估计。然后计算每一子载波上的CFR估计值的幅值

其用来对接收信号进行加权操作。取CFR估计幅值的均值作为归一化因子α，参照公式(8)：

$\mathrm{\α}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2---\left(8\right)$

接收装置300的傅立叶变换器301将接收的信号进行DFT变换，输出信号y_k。其中接收的信号是指如背景技术部分提到的从OFDM系统的多路分解器6(见图1)输出的信号。

输出信号y_k被输入至CSI辅助单抽头均衡器303内，从而获得输出均衡补偿后的信号z＝[z₀，z₁，…，z_N-1]^T(子载波k上的输出信号表示为z_k)，计算公式如下：

$z_k=\frac{y_k}{{\hat{h}}_k}\·\frac{{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2}{\mathrm{\α}}=\frac{y_k{\left[{\hat{h}}_k\right]}^{*}}{\mathrm{\α}}---\left(9\right)$

其中k＝0，1，...，N-1。参照公式(8)，归一化因子α的计算比较直接，1/N无需通过除法来实现，当N是2的若干次幂时，1/N可以通过算术移位来实现，当N不是2的若干次幂时，1/N可以通过一个算术移位器加上一个乘法器来近似实现。比较公式(7)和(9)后，不难发现，由于每一子载波上的均衡需要一除法运算，引入归一化因子α大大增加了CSI辅助均衡补偿的运算复杂度。但是，经过实际操作发现，归一化因子α其实可通过四舍五入近似等于2的若干次幂，表示为α₀＝2^m，换句话说，α₀是2的若干次幂中最接近α的值。其中m是非零整数，以下均称为归一/移位操作数。由于在实际的硬件执行过程中，α是正整数，所以m可简单地先通过找出α的第一个非零最主要位，以b_p(α的第p位)表示，然后通过公式m＝p+b_p-1来获得。(注：b₀被定义为α的最次要位)。获得上述归一/移位操作数m的步骤是在接收装置300的模块308中进行的，该模块308被定义为运算移位器。

将从α获得的归一/移位操作数m代入公式(9)，经过CSI辅助单抽头均衡器303均衡补偿后的信号z_k可表示为：

$z_k\≈\frac{y_k}{{\hat{h}}_k}\·\frac{{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2}{{\mathrm{\α}}_0}=\frac{y_k{\left[{\hat{h}}_k\right]}^{*}}{{\mathrm{\α}}_0}=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m+j\left\{\mathrm{Im}\right[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}]>>m\}---\left(10\right)$

其中k＝0，1，....，N-1。公式(10)中的

和

分别表示复数值的实部和虚部。符号“＞＞”表示算术右移，也就是说，z_k的实部和虚部分别是向右移m位并保持符号不变所获得的。

公式(10)所示，利用CFR估计器302获得的CFR估计幅值

被近似归一化，成为子载波k上的加权因子 $c_k={\left|{\hat{h}}_k\right|}^2>>m$ 由运算移位器308输出。很显然地，c_k是一个只改变输出信号

幅度而不改变其相位的标量值，加上c_k已包含归一化处理，使得对加权后的均衡器输出信号z_k的后续处理变得简单和直接。但这仅限于使用BPSK或者QPSK调制反映射方式，而对于对输入信号的相位和振幅敏感的调制反映射方式来说，如QAM，加权因子c_k对输出信号z_k振幅造成的影响在反映射过程中应予充分考虑。为了不失一般性，以下部分以16-QAM为例进行解释说明。

请继续参阅图4和图6，且结合图1。在OFDM系统发射端，输入调制映射器3的输入信号s(n)以四个比特码为一组b₃b₂b₁b₀，在调制映射器3内转化成复数形式(I+jQ)，以对应图5所示16-QAM星座图上的星座点。如表1所示，该转化过程通常采用格雷码(Gray-coded)星座映射。b₁b₀决定I值(实部I对应调制信号的同相分量)，b₃b₂决定Q值(虚部Q对应调制信号的正交分量)。根据输入比特码b₃b₂b₁b₀的值，I值和Q值可为{-d₂，-d₁，d₁，d₂}中的一个，其中d₁和d₂是正数，且d₂＞d₁，它们的实际值可根据不同系统的不同要求进行设定，如可以设定d₁＝2和d₂＝6。

表116-QAM星座点的映射方法

输入比特(b1b0)	I-输出		输出比特(b3b2)	Q-输出
					00	-d2	00	-d2
01	-d1		01	-d1
					11	d1	11	d1
10	d2		10	d2

在OFDM系统接收端的反映射器305，其星座图反映射过程可以采用按位的方式进行。假设复数值(I+jQ)是反映射器305的输入信号，经过反映射，输出四个软判决值r(n)：{e₃，e₂，e₁，e₀}，其分别对应映射器3的四个比特码b₃b₂b₁b₀。设定g₁和g₂为两个软判决的边界值，且g₁＝0、g₂＝(d₁+d₂)/2，则从复数值(I+jQ)到{e₃，e₂，e₁，e₀}反映射过程如下：

e₀＝g₂-|I|；

e₁＝I-g₁＝I；                       (11)

e₂＝g₂-|Q|；

e₃＝Q-g₁＝Q.

如果采用背景技术中公式(6)所表示的均衡器，也就是说对输入信号进行均衡补偿时没有进行加权操作的均衡器，利用公式(11)进行按位反映射被证明是非常有效的，这是因为在不考虑噪声的影响下，反映射器305的每一输入信号可假定为非常接近其所期望的星座点。然而，一旦使用的均衡器包含加权操作，上述假设是不成立的。采用公式(10)所表示CSI辅助单抽头均衡器303时，其输出信号(I+jQ)已被加权因子c_k加权，因此，在将其代入公式(11)中时，由于判决边界值g₂没有进行相应的变化，所以在计算e₀和e₂过程中，会产生比较大的偏差。有鉴于此，公式(11)所表示的按位反映射可修改为：

e₀＝c_kg₂-|I_k|；

e₁＝I_k-c_kg₁＝I_k；                  (12)

e₂＝c_kg₂-|Q_k|；

e₃＝Q_k-c_kg₁＝Q_k.

其中k＝0，1，...，N-1，且(I_k+jQ_k)是对应子载波k的(I+jQ)值。由于该过程不涉及除法运算，因此，实现了真正的无除法的均衡补偿和反映射操作。请参阅图4，从图中可以清楚看到，CSI不仅应用在均衡器303上，也应用在反映射器305的反映射步骤中，这种联合均衡补偿和反映射，使得本发明的接收装置300信号处理的复杂度得以有效降低。需要指出的是，对于BPSK、QPSK或者其他判决边界是x轴或者y轴(例如在公式(12)中g₁＝0)的调制方式，其判决边界无需进行加权操作。

在本实施例中，接收装置300还包括位于CSI辅助单抽头均衡器303和软判决边界值被加权操作的反映射器305之间的符号解交织器304，其对输入信号Re[z_k]、Im[z_k]、c_k.进行符号解交织。当符号解交织器304的实现是基于存储器时，为了充分利用存储器字符长度，可将c_k.与Re[z_k]和/或Im[z_k]组合在一起进行符号解交织。符号解交织完成后，其输出c_n和z_n，被依次输入反映射器305、按位解交织器306和信道解码器307中进行反映射、按位解交织和信道解码。其中信道解码器307可以是Viterbi解码器、Turbo解码器、LDPC解码器，也可以是上述几种解码器的组合，或者其他可以利用CSI来增强解码能力的解码器。

请参阅图6，本发明提供了一种利用上述接收装置300进行CSI辅助接收编码信号的接收方法，本实施例的接收方法包括如下步骤：

步骤S1：进行信道估计，获得CFR的估计值 $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,\·\·\·,{\hat{h}}_{N-1}]}^T;$

步骤S2：计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

，k＝0，1，...，N-1，然后取CFR幅度均值作为归一化因子α，取CFR幅度均值的计算公式是：

$\mathrm{\α}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2$

步骤S3：获取归一/移位操作数m，使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值；

步骤S4：利用步骤S2所获得的CFR估计值的幅值

计算加权因子c＝[c₀，c₁，…，c_N-1]^T，对应于子载波k的加权因子是： $c_k={\left|{\hat{h}}_k\right|}^2>>m;$

步骤S5：通过离散傅立叶变换获得OFDM信号y＝[y₁，y₂，…，y_N-1]^T；

步骤S6：利用步骤S3获得的归一/移位操作数m，对步骤S5的OFDM信号y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T进行CSI辅助单抽头均衡补偿，获得补偿后的信号z＝[z₀，z₁，…，z_N-1]^T，对应于子载波k，信号补偿方式如下： $\mathrm{Re}\left[z_k\right]=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ $\mathrm{Im}\left[z_k\right]=\mathrm{Im}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 其中k＝0，1，...，N-1；

步骤S7：对输出信号z_k的实部Re[z_k]，虚部Im[z_k]和加权因子c_k进行符号解交织，输出Re[z_n]、Im[z_n]和c_n；对于基于存储器的符号解交织来说，为了充分利用存储器的字符长度，加权因子c_k可以和实部Re[z_k]和/或者虚部Im[z_k]一起进行符号解交织；

步骤S8：利用步骤S7获得的加权因子c_n对M个软判决边界值g₁，g₂，...，g_M进行加权操作，如果OFDM信号调制方式在反映射过程中软判决边界值是x轴或者y轴，如BPSK，QPSK调制方式，则不需要该加权操作；

步骤S9：利用步骤S8加权操作后的判决边界值，对步骤S7输出的Re[z_n]，Im[z_n]进行按位软判决反映射；

步骤S10：进行按位解交织；

步骤S11：进行软判决信道解码。

本发明提供的利用CSI辅助接收编码信号的接收方法和接收装置通过联合进行频域单抽头均衡补偿和软判决反映射，使得整个运行过程中不涉及除法运算，简化了计算，从而有效减低了硬件实现的复杂度。本发明提供的CSI辅助接收编码信号的接收方法和接收装置可以应用于多种调制方法，且不受信号解码器类型及有无交织器的限制。本发明可应用于多种COFDM系统，包括可扩展用于多输入/多输出(multiple-input multiple-out，简称“MIMO”)OFDM系统、正交频分多址接入系统(orthogonal frequency-division multiple-access，简称“OFDMA”)等等。虽然上述描述是以OFDM系统为例，但是本发明不限于应用于类似的多载波系统，当分块频域均衡技术可以应用时，本发明提供的CSI辅助接收编码信号的接收方法和接收装置还可以应用到单载波编码传输系统中，例如在中国公布的数字电视地面广播系统的标准中的单载波工作模式。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求书的保护范围。

Claims (12)

1.一种利用信道状态信息(CSI)辅助接收编码信号的接收方法，其特征在于，该接收方法包括如下步骤：

a.进行信道估计，获得信道频率响应(CFR)的估计值： $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,...,{\hat{h}}_{N-1}]}^T;$

b.计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

k＝0，1，...，N-1，取CFR幅值的均值作为归一化因子α，计算公式是：

$\mathrm{\α}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{h}}_k\right|}^2$

c.获取归一/移位操作数m，使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值；

d.对传输的编码信号进行离散傅立叶变换，输出信号y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T；

e.利用步骤c获取的归一/移位操作数m，对步骤d获得的输出信号y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T进行CSI辅助单抽头均衡补偿，获得补偿后的输出信号z＝[z₀，z₁，…，z_N-1]^T，对应子载波k，其补偿后的输出信号z_k的实部是 $\mathrm{Re}\left[z_k\right]=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 虚部是 $\mathrm{Im}\left[z_k\right]=\mathrm{Im}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 其中k＝0，1，...，N-1；

f.进行反映射；

g.进行信道解码。

2.如权利要求1所述的接收方法，其特征在于：该接收方法还包括位于步骤f之前的步骤h：利用步骤b和c获得的CFR幅值

和归一/移位操作数m计算加权因子，对应于子载波k的加权因子是 $c_k={\left|{\hat{h}}_k\right|}^2>>m.$

3.如权利要求1或者2所述的接收方法，其特征在于：在步骤e和f之间还包括步骤i：对补偿后的输出信号z_k的实部Re[z_k]和虚部Im[z_k]进行符号解交织，或者对补偿后的输出信号z_k的实部Re[z_k]、虚部Im[z_k]以及加权因子c_k进行符号解交织。

4.如权利要求3所述的接收方法，其特征在于：在步骤i中，加权因子c_k与补偿后的输出信号z_k的实部Re[z_k]和/或虚部Im[z_k]一起进行符号解交织。

5.如权利要求2所述的接收方法，其特征在于：在步骤e和f之间还包括步骤j：利用步骤h获得的加权因子对补偿后的输出信号的M个软判决边界值g₁，g₂，...，g_M进行加权操作。

6.如权利要求5所述的接收方法，其特征在于：步骤f利用经步骤j加权操作后的软判决边界值，对步骤e输出的补偿后的输出信号进行按位软判决反映射；步骤g进行的是软判决信道解码。

7.如权利要求1所述的接收方法，其特征在于：步骤f和g之间还包括进行按位解交织。

8.一种进行如权利要求1所述接收方法的接收装置，其特征在于，该接收装置包括：

CFR估计器，对信道进行估计，获得CFR的估计值： $\hat{h}={[{\hat{h}}_0,{\hat{h}}_1,...,{\hat{h}}_{N-1}]}^T;$

运算移位器，接收CFR估计值，计算对应每一子载波k的CFR估计值的幅值

k＝0，1，...，N-1；取CFR幅值

的均值作为归一化因子α；使得α₀＝2^m为2的若干次幂中最接近α的值，输出归一/移位操作数m；

离散傅立叶变换器，对传输的编码信号进行离散傅立叶变换，输出信号y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T；

CSI辅助单抽头均衡器，接收运算移位器输出的归一/移位操作数m和CFR估计器输出估计值，对信号y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T进行均衡补偿，补偿后的输出信号z_k的实部 $\mathrm{Re}\left[z_k\right]=\mathrm{Re}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 虚部 $\mathrm{Im}\left[z_k\right]=\mathrm{Im}\left[y_k{\left({\hat{h}}_k\right)}^{*}\right]>>m,$ 且k＝0，1，...，N-1；

反映射器，对补偿后的输出信号进行反映射；以及

信道解码器，进行信道解码。

9.如权利要求8所述的接收装置，其特征在于：所述运算移位器还可根据CFR幅值

和归一/移位操作数m计算加权因子，对应于子载波k的加权因子是 $c_k={\left|{\hat{h}}_k\right|}^2>>m.$

10.如权利要求9所述的接收装置，其特征在于：反映射器是软判决边界值被加权的反映射器。

11.如权利要求8所述的接收装置，其特征在于：该接收装置还包括位于CSI辅助单抽头均衡器和反映射器之间的符号解交织器。

12.如权利要求8所述的接收装置，其特征在于：该接收装置还包括位于反映射器和信道解码器之间的按位解交织器。

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