JP4744991B2 - オーディオ信号出力装置 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ信号を出力するオーディオ信号出力装置に関する。

オーディオ信号出力装置として、例えば、CD（Compact Disc）プレーヤやAV（Audio Visual）アンプがある。このオーディオ信号出力装置において、デジタルオーディオ信号は、DA（Digital to Analog）変換の前に、デジタルフィルタに通されてオーバーサンプリング（補間）された後、高いカットオフ周波数のローパスフィルタに通される。これにより、DA変換後のアナログオーディオ信号の振幅や位相特性へのローパスフィルタによる影響が低減され、音質が向上する。

一般に、アナログオーディオ信号をAD（Analog to Digital）変換する場合、アナログオーディオ信号は、サンプリング周波数fsの1/2以下の周波数に帯域制限するために、エリアジングフィルタに通される。例えば、CDに記録されるデジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓは44.1ｋHzである。したがって、アナログオーディオ信号をCDに記録する場合、アナログオーディオ信号は、エリアジングフィルタにより22.05ｋHz以上の帯域が除去された後、AD変換によりデジタルオーディオ信号に変換される。

このように、実際のオーディオ信号には、可聴帯域（20ｋHz）以上の周波数成分が含まれているにもかかわらず、エリアジングフィルタにより高域成分（サンプリング周波数fsの1/2以上の帯域）が除去されてしまう。このため、CDから再生された再生音は、従来のアナログ方式の再生音と比較すると高域成分が不足するため、CDの再生音に不満を持つユーザが存在する。

そこで、CD等から読み取られるデジタルオーディオ信号に対して、デジタルフィルタによるオーバーサンプリング（いわゆる零補間処理）を行なうことにより、高域成分を付加する方法がある（例えば、特許文献１参照）。また、非線形処理回路によりデジタルオーディオ信号から高調波成分やディザ信号を発生させて、デジタルオーディオ信号の高域スペクトル強度に応じて、その高調波成分やディザ信号をデジタルオーディオ信号に加算する方法がある（例えば、特許文献２参照）。

また、デジタルフィルタを用いた零補間処理によって高域成分を付加すると、得られる信号波形に滑らかさが不足する場合がある。このため、より高品質のオーディオ信号を忠実に再生するために、零補間処理の代わりにサンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間を用いてオーバーサンプリングを行うことがある。

特開平９−２３１２７号公報 特開２００２−３６６１７８号公報

しかしながら、高域（サンプリング周波数fsの1/2の周波数）付近ではサンプリング点が複雑に変化するため、スプライン補間やラグランジェ補間を用いたオーバーサンプリングによる方法では、高域付近の波形を忠実に再現することが困難になる。すなわち、オーバーサンプリングを施しDA変換した後のアナログオーディオ信号の波形は、オーバーサンプリングをせずにDA変換した高域付近のアナログオーディオ信号（以下、元信号という）の波形と同一の波形に再現されないため、歪みが発生しやすい。

この点について、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、高域（ｆｓ/2付近の周波数）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図１０は、中低域（周波数＜＜ｆｓ/2）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図９及び図１０において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。また、実線は、元信号の波形を示す。破線は、ラグランジェ補間によるオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。

図１０に示すように、中低域のアナログオーディオ信号では、実線で示される波形と破線で示される波形がほぼ一致する。一方、図９に示すように、高域のアナログオーディオ信号では、実線で示される波形と破線で示される波形が大きく異なっているため、歪みが発生する。アナログオーディオ信号が中低域から高域になるにしたがって、一周期の波形に対するサンプリング点の数が少なくなる。このため、ラグランジェ補間により得られるアナログオーディオ信号の波形を元信号の波形に再現することが困難となる。また、ラグランジェ補間を用いた場合では、イメージノイズの影響を受けやすく、歪みが発生しやすい。

このように、高域付近において、サンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングを用いる場合では、スプライン補間やラグランジェ補間により得られるアナログオーディオ信号の波形を元信号の波形と同じ波形になるように再現することが困難であり、歪みが発生しやすい。

このため、オーディオ信号が中低域から高域になるとき、例えば、スプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えれば、元信号の高域の波形と近似する波形になるように再現できると考えられる。しかしながら、スプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときに、ノイズが発生する虞がある。

この点について、図１１を参照して説明する。図１１は、高域（ｆｓ/2付近の周波数）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図１１において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。実線は、元信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。

図１１に示す点線は、元信号がDA変換される前のデジタルオーディオ信号をラグランジェ補間により４倍（4ｆｓ）のオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「△」は、ラグランジェ補間による４倍（4ｆｓ）のオーバーサンプリングのサンプリング点を示す。また、破線は、元信号がDA変換される前のデジタルオーディオ信号を零補間処理による４倍のオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「□」は、零補間処理による４倍のオーバーサンプリングのサンプリング点を示す。

図１１に示すｂ時点において、ラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換える場合、アナログオーディオ信号の振幅は、ａ時点におけるラグランジェ補間によるサンプリング点の符号「△」から、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点の符号「□」に変化する。このように、図１１に示すａ時点からｂ時点の間において、矢印の向きに変化する波形は、点線で示されるラグランジェ補間による波形に対して、振幅が減衰する波形となる。したがって、波形の振幅が切り換え時において不連続に変化し、ノイズが発生する原因となってしまう。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、第１の補間処理によるオーバーサンプリングから、第２の補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときにノイズが発生することがないオーディオ信号出力装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本願の請求項１に記載の発明は、デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、デジタルオーディオ信号を入力する入力手段と、前記入力手段に入力された前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、前記第１の補間処理手段により施された前記第１の補間デジタルオーディオ信号に第２の補間処理を施すことにより、第２の補間デジタルオーディオ信号を生成する第２の補間処理手段と、前記判別手段による判別結果に応じて、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、前記第２の補間処理手段が生成する前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り換える切換手段とを備え、前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、前記切換手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間手段が生成した前記第２の補間デジタルオーディオ信号に切り換え、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間手段が生成した前記第１の補間デジタルオーディオ信号に切り換えることを特徴とする。

また、本願の請求項２に記載の発明は、デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、記録媒体に記録されたデジタルオーディオ信号を再生する再生手段と、前記再生手段により再生されたデジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、前記第１の補間処理手段により施された前記第１の補間デジタルオーディオ信号に第２の補間処理を施すことにより、第２の補間デジタルオーディオ信号を生成する第２の補間処理手段と、前記判別手段による判別結果に応じて、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、前記第２の補間処理手段が生成する前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り換える切換手段とを備え、前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、前記切換手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間手段が生成した前記第２の補間デジタルオーディオ信号に切り換え、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間手段が生成した前記第１の補間デジタルオーディオ信号に切り換えることを特徴とする。

また、本願の請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のオーディオ信号出力装置において、前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されることを特徴とする。

本発明によれば、第１の補間処理によるオーバーサンプリングから、第２の補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときにノイズが発生することがないオーディオ信号出力装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明の一実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図である。図１において、１は入力部、２はDSP（Digital Signal Processor）、３はフィルタ回路、４は出力部、５は制御部、６は操作部を示す。図１に示すオーディオ信号出力装置は、CDプレーヤやDVD（Digital Versatile Disc）プレーヤ等の再生装置から出力されたデジタルオーディオ信号を入力するAVアンプ等である。

入力部１は、再生装置から出力されるデジタルオーディオ信号を入力する。DSP２は、入力部１から入力されたデジタルオーディオ信号の伸長やデジタルオーディオ信号に残響音の付加等の信号処理を施す。フィルタ回路３は、後述するように、DSP２から出力されたデジタルオーディオ信号にオーバーサンプリング等の信号処理を施す。

出力部４は、図示しないDA変換器を備え、フィルタ回路３から入力されたデジタルオーディオ信号をアナログオーディオ信号に変換する。DA変換器により変換されたアナログオーディオ信号は、図示しない出力端子に接続されたスピーカ等から出力される。制御部５は、入力部１、DSP２、フィルタ回路３及び出力部４を制御する。操作部６は、本実施例のオーディオ信号出力装置を操作するための操作ボタンを備える。

ここで、本発明は、図１に示すような構成に限られず、CDプレーヤやDVDプレーヤ等の再生装置にも適用可能である。図２は、本発明の他の実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図である。図２において、図１に示すオーディオ信号出力装置と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

再生部７は、CDやDVD等のディスクに記録されたデジタルオーディオ信号を読み取る。再生部７により読み取られたデジタルオーディオ信号は、DSP２及びフィルタ回路３によって所定の信号処理が施され、出力部４によりアナログオーディオ信号に変換され、図示しないスピーカ等から出力される。

図３は、本実施例のオーディオ信号出力装置が備えるフィルタ回路３の第１の実施例の構成を示すブロック図である。図３において、１１はバッファ、１２は零補間処理部、１３はバッファ、１４はラグランジェ補間処理部、１５はセレクタ、１６は高域信号検出処理部、１７は高域信号パターン検出部、１８は判定部、１９はカウンタ部を示す。

図４は、高域信号検出処理部１６の構成を示すブロック図である。図４において、図３と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。図４に示すように、高域信号パターン検出部１７は、シフトレジスタ２０と照合部２１を備えている。判定部１８は、シフトレジスタ２２とNOR回路２３を備えている。カウンタ部１９は、カウンタ２４とNOT回路２５を備えている。

図３に示すバッファ１１は、DSP２から出力されたデジタルオーディオ信号を一時的に保持する。バッファ１１に保持されたデジタルオーディオ信号は、零補間処理部１２に入力される。零補間処理部１２は、第１の補間処理手段であり、入力されたデジタルオーディオ信号に零補間処理によるオーバーサンプリング処理を施す。零補間処理部１２は、一般的なFIR（Finite Impulse Response）フィルタとして構成される。なお、零補間処理では、サンプリング点の間にゼロ信号を追加することによって、補間（オーバーサンプリング）をすることができる。零補間処理部１２によりオーバーサンプリング処理された零補間信号は、第１の補間オーディオ信号であり、バッファ１３に入力されるとともにセレクタ１５に入力される。

図５は、零補間処理部１２におけるオーバーサンプリング処理を示す図である。図５において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。図５（A）は、オーバーサンプリング処理を施すデジタルオーディオ信号を示し、白丸はこのデジタルオーディオ信号のサンプリング点を示す。

零補間処理部１２において、２倍のオーバーサンプリング処理をする場合、図５（B）に示すように、デジタルオーディオ信号のサンプリング点の中間にゼロ信号（図中に示す黒丸）が挿入される。このゼロ信号が挿入されたデジタルオーディオ信号がローパスフィルタに通されることにより、図５（C）に示すような、２倍のオーバーサンプリング処理されたデジタルオーディオ信号が生成される。

このとき、図５（C）に示すデジタルオーディオ信号は、図５（A）に示すデジタルオーディオ信号の振幅の１/２になるので、元の振幅に戻すために、図５（C）に示すデジタルオーディオ信号の振幅を２倍にする。このようにして、零補間処理部１２は、図５（D）に示すように、２倍のオーバーサンプリング処理が施されたデジタルオーディオ信号を得る。

このような零補間処理をした場合に得られるアナログオーディオ信号の波形は、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理を行なった場合に得られる波形と比べて、滑らかではない。しかしながら、イメージノイズを十分制御可能なフィルタ特性を持ったデジタルフィルタを通過させる零補間処理では、フィルタ特性を十分にイメージノイズをカットできる急峻なものにすることができるので、イメージノイズの影響を受けにくい。このため、アナログオーディオ信号の波形が複雑な高域では、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理よりも歪みが少ない波形が得られる。

バッファ１３は、零補間処理部１２から出力された零補間信号を一時的に保持する。バッファ１３に保持された零補間信号は、ラグランジェ補間処理部１４に入力される。ラグランジェ補間処理部１４は、第２の補間処理手段であり、入力された零補間信号をラグランジェ補間処理によりオーバーサンプリング処理を施す。ラグランジェ補間処理部１４によりオーバーサンプリング処理されたラグランジェ補間信号は、第２の補間オーディオ信号であり、セレクタ１５に入力される。なお、ラグランジェ補間処理部１４は、一般的なFIRフィルタとして構成される。

ラグランジェ補間処理部１４は、下記数式１で表されるラグランジェ補間公式を用いてオーバーサンプリング処理をする。ラグランジェ補間公式によれば、（n+1）個のサンプリング点の各振幅の値から任意のサンプリング点Xの振幅の値を求めること可能となる。

図６は、ラグランジェ補間処理部１４におけるオーバーサンプリング処理を示す図である。図６において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。図６（A）は、オーバーサンプリング処理を施すデジタルオーディオ信号を示し、白丸はこのデジタルオーディオ信号のサンプリング点を示す。図６（B）は、ラグランジェ補間公式を用いてオーバーサンプリング処理を施したデジタルオーディオ信号を示す。

図６（A）に示すデジタルオーディオ信号のサンプリング点の中間の位置をラグランジェ補間公式を用いて補間する位置とした場合、図６（B）において黒丸で示されるサンプルデータが補間される。この場合、２倍のオーバーサンプリング処理されたデジタルオーディオ信号が生成される。このようにして、ラグランジェ補間処理部１４は、図６（B）に示すように、２倍のオーバーサンプリング処理が施されたデジタルオーディオ信号を得る。

セレクタ１５は、出力部４へ入力する信号を切り換える切換手段である。セレクタ１５は、高域信号検出処理部１６から入力される信号に応じて、零補間信号と、ラグランジェ補間信号のいづれか一方の補間オーディオ信号を出力部４へ入力するように切り換える。

高域信号検出処理部１６は、バッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号に含まれる高域信号を検出する。例えば、サンプリング周波数が44.1ｋHzのデジタルオーディオ信号において、サンプリング周波数44.1ｋHzの1/2付近の高域信号では、ゼロクロスする頻度が高くなる。ゼロクロスは、デジタルオーディオ信号の極性が正（＋）から負（−）、または、負（−）から正（＋）に反転する場合である。すなわち、連続する２つのサンプリングデータの一方の符号が正（＋）となり、他方の符号が負（−）となる場合である。

図４に示すように、高域信号検出処理部１６は、高域信号パターン検出部１７、判定部１８、カウンタ部１８を備える。本実施例の高域信号パターン検出部１７は、バッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号において、連続する４つのサンプリングデータの符号に基づいて、２回以上ゼロクロスすることを検出する。ここで、音声信号のPCM（Pulse Code Modulation）信号ではMSB（Most Significant Bit）が符号を示しているので、高域信号パターン検出部１７は、サンプリングデータのMSBに基づいてゼロクロスを検出する。

図４に示す高域信号パターン検出部１７は、４ビットのシフトレジスタ２０と照合部２１を備える。シフトレジスタ２０は、バッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号から連続する４サンプリングデータのMSB（図４に示すQA，QB，QC，QD）を記憶する。PCM信号のMSBは符号ビットであり、デジタルオーディオ信号の極性が正（＋）である場合にはMSBの符号が「０」となり、デジタルオーディオ信号の極性が負（−）である場合にはMSBの符号が「１」となる。シフトレジスタ２０は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、記憶するMSBをシフトするとともに、次のサンプリングデータのMSBを記憶する。

照合部２１は、シフトレジスタ２０に記憶された４つのMSBの組み合わせからなる４ビットのデータと、図示する８つの高域信号パターンとを照合する。高域信号パターンは、連続する４つのサンプリングデータが２回以上ゼロクロスする場合の４つのMSBの組み合わせを表わした４ビットのデータである。連続する２つのサンプリングデータのMSBの組み合わせが（０，１）、または、（１，０）である場合、デジタルオーディオ信号が１回ゼロクロスする。このため、図４に示すように、MSBの組み合わせが、（００１０），（０１００），（０１１０），（１００１），（１０１１），（１１０１）である場合、連続する４つのサンプリングデータは２回ゼロクロスする。また、MSBの組み合わせが（０１０１），（１０１０）の場合、連続する４つのサンプリングデータは３回ゼロクロスする。

照合部２１は、シフトレジスタ２０に記憶された４ビットのデータが（００１０），（０１００），（０１０１），（０１１０），（１００１），（１０１０），（１０１１），（１１０１）の８つの高域信号パターンのいずれかに一致するか否かを判別する。照合部２１は、シフトレジスタ２０に記憶された４ビットのデータが上記の高域信号パターンと一致すると、高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データ（本実施例では「１」）を判定部１８に出力する。一方、シフトレジスタ２０に記憶された４ビットのデータが上記の高域信号パターンと一致しない場合、高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ（本実施例では「０」）を判定部１８に出力する。

図４に示す判定部１８は、４ビットのシフトレジスタ２２及びNOR回路２３を備える。判定部１８は、高域信号パターン検出部１７から入力される連続する４つの検出結果データを記憶し、当該検出結果データのうち、高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データが含まれているか否かを判定する。判定部１８は、高域信号パターンを検出しない場合、カウンタ部１９にカウンタ２４をリセットする信号を出力する。

シフトレジスタ２２は、高域信号パターン検出部１７から入力される連続する４つの検出結果データ（図４に示すQa，Qb，Qc，Qd）を記憶する。シフトレジスタ２２は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、記憶する検出結果データをシフトするとともに、次の検出結果データを記憶する。上述したように、高域信号パターン検出部１７から入力される検出結果データは、高域信号パターンが検出されると「１」となり、高域信号パターンが検出されないと「０」になる。

NOR回路２３は、シフトレジスタ２２に記憶された４つの検出結果データが入力される。NOR回路２３は、シフトレジスタ２２から入力された４つの検出結果データ、すなわち、シフトレジスタ２２に記憶された４つの検出結果データが全て「０」であるとき、カウンタ部１９にカウンタ２４をリセットする信号を出力する。また、NOR回路２３は、シフトレジスタ２２から入力された４つの検出結果データ中に「１」があるとき、カウンタ部１９にカウンタ２４をリセットする信号を出力しない。

以上のように、判定部１８は、高域信号パターン検出部１７から入力された連続する４つの検出結果データが全て「０」である場合、すなわち、高域信号パターン検出部１７から「高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ」が４回連続して入力された場合、カウンタ２４をリセットするための信号をカウンタ部１９に出力する。

図４に示すカウンタ部１９は、カウンタ２４及びNOT回路２５を備える。カウンタ２４は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、カウント値をカウントアップする。カウンタ２４のカウント値は、２進数で表わされる。カウンタ２４は、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）の値を示す信号をセレクタ１５に入力するとともに、NOT回路２５を介してカウンタ２４のイネーブル信号入力部（EN）に入力する。なお、ｎは自然数であり、その値は予め定められている。また、カウンタ２４は、判定部１８からカウンタ２４をリセットする信号が入力されると、カウントアップしたカウント値をゼロにする。

例えば、ｎを２とした場合、カウンタ２４のカウント値は、Q2，Q1，Q0となる。カウンタ２４は、カウント値を（０００）から４回（２の２乗回）カウントアップすると、カウント値が（１００）になり、３桁目のビット（Qn）が「１」になる。つまり、２進数で表わしたカウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になるとき、カウンタ２４が、２のｎ乗回カウントアップされたことになる。

カウンタ２４は、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「０」であるとき、「０」を表わす信号をセレクタ１５に入力する。セレクタ１５は、カウンタ２４から「０」を表わす信号が入力されると、ラグランジェ補間処理部１４から出力されるラグランジェ補間信号を出力部４へ入力するように切り換える。また、カウンタ24から出力された「０」を表わす信号はNOT回路２５により反転され、「１」を表わす信号がイネーブル信号入力部（EN）に入力される。

一方、判定部１８からカウンタ２４をリセットする信号が入力される前に、カウンタ２４が２のｎ乗回カウントアップされると、すなわち、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になると、「１」を表わす信号をセレクタ１５に入力する。セレクタ１５は、カウンタ２４から「１」を表わす信号が入力されると、零補間処理部１２から出力される零補間信号を出力部４へ入力するように切り換える。また、カウンタ24から出力された「１」を表わす信号はNOT回路２５により反転され、「０」を表わす信号がイネーブル信号入力部（EN）に入力される。カウンタ２４は、イネーブル信号入力部（EN）から入力される信号が「０」になると、カウント値のカウントアップを停止する。

サンプリング周波数の1/2付近の高域部分では、高域信号パターン検出部１７により絶えず高域信号パターンが検出され、カウンタ部１９のカウンタ24がリセットされずに、カウンタ２４はカウント値をカウントアップし続ける。そして、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になると、セレクタ１５によりラグランジェ補間信号から零補間信号を出力部４へ入力するように切り換えられる。

また、判定部１８からカウンタ２４をリセットするための信号が入力されると、カウンタ２４は、カウント値を（０００）に初期化する。このとき、NOT回路２５を介してカウンタ２４のイネーブル信号入力部に「１」を表わす信号が入力され、カウンタ２４は、カウント値を（０００）からカウントアップを開始する。また、セレクタ１５には、「０」を表わす信号が入力されるので、出力部４へ入力する信号がラグランジェ補間信号に切り換わる。

以上のように、本実施例の高域信号検出処理部１６は、高域信号パターン検出部１７による検出結果に基づいて、「０」又は「１」を表わす信号をセレクタ１５に入力する。「１」を表わす信号がセレクタ１５に入力された場合、すなわち、高域信号パターン検出部１７が高域信号パターンを検出した場合、セレクタ１５により出力部４へ入力する信号を零補間信号に切り換えられる。一方、「０」を表わす信号がセレクタ１５に入力された場合、すなわち、高域信号パターン検出部１７が高域信号パターンを検出しない場合、セレクタ１５により出力部４へ入力する信号をラグランジェ補間信号に切り換えられる。

なお、本実施例の形態では、高域信号パターン検出部１７によって高域信号パターンが検出されても、セレクタ１５により直ちに零補間処理部１２からの出力信号に切り換わるのではなく、その状態が所定時間継続するか否かが判定部１８及びカウンタ部１９により判定される。そして、この判定結果に基づいて、セレクタ１５により出力部４へ入力する信号を零補間信号に切り換える。このため、出力部４へ入力する信号を零補間信号とラグランジェ補間信号とを切り換える回数を少なくすることができる。

次に、零補間処理部１２から出力される零補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形と、ラグランジェ補間処理部１４から出力されるラグランジェ補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形について説明する。

図７は、高域の零補間信号及びラグランジェ補間信号のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図７において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。実線は、フィルタ回路３に入力されるデジタルオーディオ信号（元のデジタルオーディオ信号）をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。

図７に示す破線は、元のデジタルオーディオ信号が零補間処理部１２により零補間処理された零補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「□」は、零補間処理によって補間されたサンプリング点を示す。また、点線は、この零補間信号がラグランジェ補間処理部１４によりラグランジェ補間処理されたラグランジェ補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「△」は、ラグランジェ補間によって補間されたサンプリング点を示す。

上述したように、ラグランジェ補間処理部１４は、零補間処理部１２によりオーバーサンプリング処理された零補間信号にラグランジェ補間処理を施す。この処理により得られるラグランジェ補間信号のサンプリング点（符号「△」）は、図７に示すように、ｂ時点における元のアナログオーディオ信号のサンプリング点（符号「○」）と同一の時間において、零補間信号のサンプリング点（符号「□」）と一致する。すなわち、ｂ時点において、点線で示すラグランジェ補間信号のアナログ波形と破線で示す零補間信号のアナログ波形の振幅が一致する。

このため、本実施例において、セレクタ１５は、カウンタ２４から「１」を表わす信号が入力されると、元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で、零補間信号を出力部４へ入力するように切り換えることによって、切り換え時に波形が連続的に変化するようになる。例えば、図７に示すｂ時点において、セレクタ１５が出力部４へ入力するラグランジェ補間信号から零補間信号に切り換える場合、アナログオーディオ信号の振幅は、ａ時点におけるラグランジェ補間によるサンプリング点の符号「△」から、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点の符号「□」に変化する。

このとき、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点とラグランジェ補間によるサンプリング点は一致しているので、ａ時点からｂ時点の波形は点線で示すラグランジェ補間信号のアナログ波形となり、ｂ時点から破線で示す零補間信号のアナログ波形に切り換わる。このため、切り換え時に波形が連続的に変化するので、ノイズが発生することがない。なお、カウンタ２４から「０」を表わす信号が入力され、ラグランジェ補間信号を出力部４へ入力するように切り換える場合であっても、切り換え時に波形が連続的に変化するため、ノイズが発生することがない。

以上のように、セレクタ１５は、元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で信号を切り換えることにより、切り換え時に波形が連続的に変化し、ノイズが発生することがない。したがって、本実施例のオーディオ信号出力装置は、切り換え時に波形が不連続に変化することによって発生するノイズがない。

次に、フィルタ回路３の第２の実施例について説明する。図８は、本実施例のオーディオ信号出力装置に備えるフィルタ回路３の第２の実施例の構成を示すブロック図である。図８において、図３と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。第２の実施例のフィルタ回路は、第１の実施例のフィルタ回路に備えられた高域信号検出処理部１６を備えない構成である。

図８に示すセレクタ１５は、出力部４へ入力する信号を切り換える切換手段であり、制御部５から入力される制御信号に応じて、零補間信号と、ラグランジェ補間信号のいづれか一方の補間オーディオ信号を出力部４へ入力するように切り換える。操作部６には、出力部４へ入力する信号を零補間信号とラグランジェ補間信号との間で選択する選択スイッチが備えられ、制御部５は、選択スイッチの操作に応じて出力部４へ入力する信号を切り換える制御信号をセレクタ１５に出力する。

制御部５から制御信号が入力されると、セレクタ１５が元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で信号を切り換えるようにする。したがって、上述したように、切り換え時に波形が連続的に変化するため、切り換え時にノイズが発生しないようにすることができる。

また、使用者は、随時、選択スイッチを操作して出力部４へ入力する信号を選択することができるため、使用者が聴取する音楽のジャンルに応じて、または、使用者の好みに応じて、選択スイッチを操作することができる。例えば、音楽のジャンルがロックやポップスの場合には、零補間信号を選択し、クラシックやジャズの場合には、ラグランジェ補間信号を選択する。したがって、本実施例のオーディオ信号出力装置は、音楽のジャンル又は使用者の好みに応じたオーディオ信号を出力することができる。

本実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図。 他の実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図。 第１の実施例のフィルタ回路３の構成を示すブロック図。 高域信号検出処理部１６の構成を示すブロック図。 零補間処理部１２におけるオーバーサンプリング処理の説明図。 ラグランジェ補間処理部１４におけるオーバーサンプリング処理の説明図。 高域の零補間信号及びラグランジェ補間信号のアナログオーディオ信号の波形を示す図。 第２の実施例のフィルタ回路の構成を示すブロック図。 高域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。 中低域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。 高域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。

符号の説明

１…入力部、２…DSP、３…フィルタ回路、４…出力部、５…制御部、６…操作部、７…再生部、１１…バッファ、１２…零補間処理部、１３…バッファ、１４…ラグランジェ補間処理部、１５…セレクタ、１６…高域信号検出処理部、１７…高域信号パターン検出部、１８…判定部、１９…カウンタ部、２０…シフトレジスタ、２１…照合部、２２…シフトレジスタ、２３…NOR回路、２４…カウンタ、２５…NOT回路

Claims (3)

1. デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、
   デジタルオーディオ信号を入力する入力手段と、
   前記入力手段に入力された前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、
   前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、
   前記第１の補間処理手段により施された前記第１の補間デジタルオーディオ信号に第２の補間処理を施すことにより、第２の補間デジタルオーディオ信号を生成する第２の補間処理手段と、
   前記判別手段による判別結果に応じて、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、前記第２の補間処理手段が生成する前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り換える切換手段とを備え、
   前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
   前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、
   前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、
   前記切換手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間手段が生成した前記第２の補間デジタルオーディオ信号に切り換え、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間手段が生成した前記第１の補間デジタルオーディオ信号に切り換えることを特徴とするオーディオ信号出力装置。
2. デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、
   記録媒体に記録されたデジタルオーディオ信号を再生する再生手段と、
   前記再生手段により再生されたデジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、
   前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、
   前記第１の補間処理手段により施された前記第１の補間デジタルオーディオ信号に第２の補間処理を施すことにより、第２の補間デジタルオーディオ信号を生成する第２の補間処理手段と、
   前記判別手段による判別結果に応じて、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、前記第２の補間処理手段が生成する前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り換える切換手段とを備え、
   前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
   前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、
   前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、
   前記切換手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間手段が生成した前記第２の補間デジタルオーディオ信号に切り換え、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間手段が生成した前記第１の補間デジタルオーディオ信号に切り換えることを特徴とするオーディオ信号出力装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のオーディオ信号出力装置において、
   前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されることを特徴とするオーディオ信号出力装置。

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