WO2007142313A1

WO2007142313A1 - 受信機および周波数情報推定方法

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Publication number: WO2007142313A1
Application number: PCT/JP2007/061581
Authority: WO
Inventors: Yasuhiro Hamaguchi; Hideo Nanba; Shimpei To
Original assignee: Sharp Kabushiki Kaisha
Priority date: 2006-06-07
Filing date: 2007-06-07
Publication date: 2007-12-13
Also published as: JP5042219B2; JPWO2007142313A1; US20090196166A1; US8000224B2; EP2028777A1; CN101467372A

Abstract

【課題】時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制する。【解決手段】受信機１００は、複数のアンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、第一の周波数情報を算出するフーリエ変換部１０５と、複数の既知符号の複素数共役信号を第一の周波数情報に乗算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する乗算部１０７と、複数の既知符号に基づいて、第二の周波数情報から一部分の情報を選択し、選択した情報を用いてサブキャリアを補間する補間周波数情報を生成する補間情報生成部１２１と、補間周波数情報を第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部１２２と、第三の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１０９と、を備える。

Description

明細書

受信機および周波数情報推定方法

技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア、特に、予め決められた所定数のサブキャリアに連続的に配置された直交周波数分割多重（OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルを受信し、伝搬路推定を行なうマルチキャリア受信機および受信方法に関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信システムへの高速化を求めるユーザ数が増加しており、高速化'大容量化が実現可能な方式のひとつとして OFDMに代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。 OFDM方式は、数十から数千のキャリアを、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に並べ、周波数分割多重で情報信号を並列に伝送する方式である。 OFDM方式は、使用するサブキャリアの数を多くすると、同じ伝送レートのシングルキャリア方式と比較してシンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという利点がある。

[0003] しかし、マルチパス環境下においては、各サブキャリアはそれぞれ異なる振幅変動および位相変動を受けるため、受信側でデータを復調する際にこれらの変動を補償する必要がある。伝搬路を補償する方法としては、送信側において、送受信機間で既知の符号でサブキャリアの全部または一部を変調してパイロット信号として伝送し、受信側では受信したパイロット信号力各サブキャリアが受けた伝搬路変動を推定し、推定した伝搬路変動を補償するという方法がある。以降本明細書では、このパイ口ット信号が含まれるマルチキャリア信号を「伝搬路推定用シンボル」と呼ぶ。また、特に信号形態が OFDMの場合は「伝搬路推定用 OFDMシンボル」と呼ぶ。

[0004] 伝搬路変動の推定'補償においては、フーリエ変換、逆フーリエ変換を用い、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換の出力のある程度の範囲に集中することを利用して、雑音や干渉を除去する時間逆拡散伝搬路推定法を採ることができる（特許文献 1 )。時間逆拡散伝搬路推定法により得られる利得を時間逆拡散利得とする。 OFDM システムにおいては、ガードバンドを作ること、あるいは送信機におけるフィルタリング処理等に対応するため、送受信装置で用いるフーリエ変換ポイント数 (あるいは、逆フーリエ変換ポイント数)と伝送する信号を割り当てる (信号伝送に使用する)サブキャリア数が一致することは殆どなレ、。通常フーリエ変換ポイント数は 2ⁿである。

[0005] 特にフーリエ変換ポイント数とサブキャリア数が異なる場合、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定すると、時間逆拡散利得は得られるものの、受信信号電力対雑音電力比（SNR: Signal to Noise power Ratio)によっては周波数応答の推定を行なう帯域の端側に歪みによる悪影響が顕著に見られるようになつていた。この歪みは伝搬路を推定しょうとする帯域の端側ほど影響が大きくなる。このため、時間逆拡散伝搬路推定法を改善した技術も開示されている。

[0006] 例えば特許文献 1では、帯域の中央部は時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定した周波数情報 (雑音等を除去した周波数情報)を伝搬路補償に用い、帯域の端側に位置するサブキャリアの伝搬路は、雑音等を除去する前の周波数情報を伝搬路補償に用いるといった方法が開示されている。また、特許文献 2では、送信通信路に発生する雑音に関する基準要素の判別を容易にする技術が開示されている。すなわち、雑音に関する基準要素を判別する技術として、受信するときにスレショルドを設定すること、基準要素の電力を増加させることによって送信すること、あるいはこれらの組み合わせについて開示している。すなわち、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換出力のある程度の範囲に集中することを利用することによって、雑音や干渉を除去できるとともに、遅延プロファイルから雑音電力を除去する際、信号電力成分をも除去してしまうことによる歪みが生じることを防止するものである。この方法によれは、歪みの影響を受けることなぐまた、帯域の中央部では時間逆拡散利得により高精度な周波数応答を算出することが可能になる。

[0007] また、昨今、 MIMO (Multi_Input Multi— Output)技術が盛んに検討されている。この技術は異なる 2つ以上のアンテナから、異なるデータストリームを送信し、受信機ではそれを識別してデータを復調する技術であり、伝送レートの向上に大きく貢献している。 MIMO技術を使う OFDMである MIMO— OFDMシステムも検討されており、そのシステム中では送受信機間の伝搬路を効率よく正確に推定することが重要な課題となっている。

[0008] 非特許文献 1では、 CI (Carrier Interferometry)を用いた伝搬路推定方法（以下「CI法」と称する）が示されており、本技術の特徴は 1つの伝搬路推定用 OFDMシンボルで複数の送信アンテナからの伝搬路を推定できることである。 CI法は、一つの伝搬路推定用信号を、位相回転量を変化させ、各アンテナで異なる伝搬路推定用信号を用いることにより、各アンテナから送信された信号を区別できるものである。従つて、例えば、アンテナ 1とアンテナ 2とを用いる場合に、アンテナ 1からの伝搬路を算出する場合は、アンテナ 2からの信号電力に相当するパルスを除去して周波数変換することで、アンテナ 1からの周波数応答を算出することが可能となる。同様にアンテナ 2からの伝搬路を算出する場合は、アンテナ 1からの信号電力に相当するパルスを除去して周波数変換することで、アンテナ 2からの周波数応答を算出することが可能となる。

特許文献 1 :特開 2005— 130485号公報

特許文献 2：特許第 3044899号

非特許文献 1 :横枕一成他著「MIMO— OFDMシステムにおける Carrier Interf erometryを用いた伝搬路推定方式に関する検討」、電子情報通信学会技術研究報告、 RCS2005— 79、 2005年 8月、 p. 91— 96

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0009] しかしながら、 MIMO— OFDMシステムにおいて CI法によって多重された伝搬路推定用 OFDMシンボルを用いた場合でも、送信アンテナが一本の場合と同様に、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際に、フーリエ変換ポイント数とサブキャリア数とがー致しないことによる歪みの問題は生じる。また、 MIMO— OFDMシステムでは、周波数応答は、複数のアンテナから送信された伝搬路推定シンボルを受信した波形となっているため、特許文献 1に開示された方法のように、サブキャリアの位置によって伝搬路補償に使用する周波数応答の結果を使いわけることはできない

[0010] 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、複数のアンテナを用いてマルチキャリアシンボルを送受信するシステムにおいて、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制する受信機および周波数情報推定方法を提供することを目的とする。課題を解決するための手段

[0011] (1)本発明に係る受信機は、異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフ一リエ変換して、サブキャリア毎に第 1の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、前記第 1の周波数情報を前記既知信号の 1つで除算し第 2の周波数情報を算出する除算部と、前記第 1の周波数情報または第 2の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出'補間し、第 3の周波数情報を算出する外揷部と、前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする。

[0012] このように、本発明の受信機によれば、複数のアンテナそれぞれから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し伝搬路を推定する場合に、前記既知信号の特性に基づいて、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出 '補間する。伝搬路推定シンボルは、マルチキャリアシンボルに含まれるシンボルとして受信機で受信される。また、伝搬路推定シンボルは、送信機側において送信アンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む。送信機側で変調に用いた既知信号は、受信機でも予め既知となっている。従って、受信機は、前記既知信号の特性に基づいて、信号帯域のサブキャリアから補間に適切なサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第 1あるいは第 2の周波数情報を用いて補間周波数情報を算出することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0013] (2)また、本発明に係る受信機において、前記外挿部は、前記複数のアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルの同じ位置のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする。

[0014] このように、受信機が複数のアンテナそれぞれで、異なる値の既知信号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信した場合には、前記外揷部は、サブキャリア毎に前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号の組み合わせに基づレ、て、サブキャリア相互の関係を判断し、判断した結果に基づいて、周波数情報を選択する。すなわち、前記外揷部は、アンテナ毎に異なる値の既知信号の特性（それぞれのアンテナのサブキャリアを変調した、同じサブキャリア番号の既知信号の組み合わせ）に基づいて、信号帯域を構成する複数のサブキャリアから一部分あるいは全部のサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報に基づいて、補間する周波数情報を生成する。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0015] (3)さらに、本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号によって生成される行列が正則となるサブキャリアを選択することを特徴とする。

[0016] このように、既知信号で生成される行列が正則となるサブキャリアを選択すると、その選択されたサブキャリア位置における周波数特性がほとんど変わらない場合には、前記補間情報生成部は、各アンテナからの周波数応答を算出することが可能となる。そして、算出した値を用い帯域外に外挿することで、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0017] (4)本発明に係る受信機は、所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量 Θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第 1の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、前記第 1の周波数情報を前記既知信号の 1つで除算し第 2の周波数情報を算出する除算部と、前記第 2の周波数情報から、前記位相回転量 Θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出'補間し、第 3の周波数情報を生成する外揷部と、前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする。

[0018] このように、前記異なる既知信号が、一つの既知信号を用いて、各サブキャリアに与える位相回転量 Θを、送信アンテナ毎に異なる値にすることによって、異なる既知信号とする場合、前記外揷部は、前記送信アンテナ毎に設定された複数の異なる位相回転量 Θによって生じる、同じサブキャリア番号のサブキャリアに与えられる位相差の関係に基づいて、一部分の情報を選択するサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第 2の周波数情報を用いて、適切な周波数情報を生成 ·外揷することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0019] (5)本発明に係る受信機において、前記外揷部は、すべての異なる 2つの Θに関して差 Θ を算出し、 Θ に基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの

diff diff

周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする。

[0020] このように、すべての異なる 2つの Θに関して算出した差 Θ に基づいてサブキヤリ

diff

ァを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成するので、適切な周波数情報を生成 ·外挿することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0021] (6)また、本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、前記位相回転量差 Θ 毎に m X I θ I = 2η π (m、nは自然数、 | θ | は、 Θの絶対値）を満 diff diff

たす最小の mを算出し、算出される mの最小公倍数を LCM_A(LCM_Aは整数）とした場合、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数 LCM Aの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする。

[0022] このように、補間情報生成部が外揷を行なうことで、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0023] (7)本発明に係る受信機において、前記外揷部は、前記位相回転量 Θがすべて

0 gの整数倍である場合、 m X I 0 g I = 2η π (m、nは自然数、 | θ | は、 Θの絶対値）を満たす最小の mを LCM_B (LCM_Bは整数）として算出し、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数 LCM_Bの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする。

[0024] このように、前記複数の既知信号相互の関係に基づいて、補間周波数情報を算出するためのサブキャリアを選択することができる。これにより、既知信号の相互の関係に基づいて適切な周波数情報を選択することが可能になり、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0025] (8)本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、補間対象となるサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することを特徴とする。

[0026] このように、前記複数の既知信号の相互関係に加え、補間するサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することにより、伝搬路特性の近いサブキャリアの周波数情報に基づいて、補間周波数情報を算出することができる。これにより、より歪みを軽減することができる。

[0027] (9)本発明に係る周波数情報推定方法は、異なる既知信号で変調されたサブキヤリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用レ、られる周波数情報推定方法であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第 1の周波数情報を算出し、前記第 1の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の 1つで除算して、第 2の周波数情報を算出し、前記第 1の周波数情報または第 2の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出'補間して、第 3の周波数情報を算出し、前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする。

[0028] このように、本発明の受信機によれば、複数のアンテナそれぞれから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し伝搬路を推定する場合に、前記既知信号の特性に基づいて、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出 '補間する。伝搬路推定シンボルは、マルチキャリアシンボルに含まれるシンボルとして受信機で受信される。また、伝搬路推定シンボルは、送信機側において送信アンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む。送信機側で変調に用いた既知信号は、受信機でも予め既知となっている。従って、受信機は、前記既知信号の特性に基づいて、信号帯域のサブキャリアから補間に適切なサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第 1あるいは第 2の周波数情報を用いて補間周波数情報を算出することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0029] (10)本発明に係る周波数情報推定方法は、所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量 Θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第 1の周波数情報を算出し、前記第 1の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の 1つで除算して、第 2の周波数情報を算出し、前記第 2の周波数情報から、前記位相回転量 Θに基づいてサブキヤリァが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出'補間して、第 3の周波数情報を生成し、前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする。

[0030] このように、前記異なる既知信号が、一つの既知信号を用いて、各サブキャリアに与える位相回転量 Θを、送信アンテナ毎に異なる値にすることによって、異なる既知信号とする場合、前記外揷部は、前記送信アンテナ毎に設定された複数の異なる位相回転量 Θによって生じる、同じサブキャリア番号のサブキャリアに与えられる位相差の関係に基づいて、一部分の情報を選択するサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第 2の周波数情報を用いて、適切な周波数情報を生成 ·外挿することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用レ、て時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

発明の効果

[0031] 本発明によれば、異なるアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、複数のアンテナで異なる既知信号の特性に基づいて補間する周波数情報を推定することによって、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制することができる。

発明を実施するための最良の形態

[0032] 次に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。各実施形態では、 MIMO— OFDMシステムを用いて説明する。しかしながら、本発明は、 MIMO— OFDMシステムに限られることはなく、複数のアンテナから送信され、アンテナ毎に異なる既知信号 (既知符号)で変調された伝搬路推定用 OFDMシンボル（パイロットシンボルとも呼び、パイロットシンボル中、既知のデータが割り当てられたサブキャリアをパイロットサブキャリアと呼ぶ）を受信する受信機および周波数情報推定方法へ適用することができる。また、説明を簡単にするために送信機側の送信アンテナは 2本とし、伝搬路推定用 OFDMシンボルはこの 2本の送信アンテナ（送信アンテナ 1、送信アンテナ 2)から同時に送信されるものとする。異なる 2つのアンテナは同一の送信装置にあると仮定している。しかしながら、その必然性はなぐ異なる送信機 (送信装置）にあるアンテナでも、伝搬路推定用〇 FDMシンボルがほぼ同一のタイミングで送信されるシステムについて本発明を適応可能である。また、各実施形態では、使用するサブキャリア総数 mは 768、 FFTボイント数は 1024として説明する。

[0033] また、以下の説明では、伝搬路推定用 OFDMシンボルにおいては、すべてのサブキャリアが送受信機間で既知信号により変調されているものとする。ここでの既知信号は複数の要素 (複素信号であり、簡単のため振幅を 1とする場合が多い）から構成され、各要素により伝搬路推定用 OFDMシンボル中のサブキャリアが変調される。送信アンテナ 1からは既知信号 C (ckが Cの構成要素で、 kはサブキャリア数以下の正の整数であり、サブキャリア番号を示す）で生成された OFDM信号が伝搬路推定用 OFDMシンボルとして送信されているものとする。送信アンテナ 2からは既知信号 D ( dkが Dの構成要素で、 kはサブキャリア数以下の正の整数であり、サブキャリア番号を示す）で生成された OFDM信号が伝搬路推定用 OFDMシンボルとして送信されているものとする。既知信号 C、既知信号 Dは、符号 C、符号 Dとそれぞれ記すこともある。 ck、 dkは、要素 ck、要素 dk、あるいは構成要素 ck、構成要素 dkとそれぞれ記すことちある。

[0034] 既知信号は、アンテナ毎に異なる符号を用いる。例えば、上記で説明した既知信号 Cと既知信号 Dとは異なるものとする。また、第 2の実施形態で説明する CI法では、一つの既知信号 Cに対してアンテナ毎にサブキャリア間で異なる位相差回転を付けることにより複数の符号を生成するが、このような符号も異なる符号と称している。

[0035] 本明細書では、フーリエ変換は、高速フーリエ変換（FFT: Fast Fourier Transf orm)、離散フーリエ変換（DFT: Direct Fourier Transform)を含み、逆フーリエ変換は、逆高速フーリエ変換（IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)、逆離散フーリエ変換（IDFT: Inverse Direct Fourier Transf orm)を含む概念である。以下の説明では、フーリエ変換として高速フーリエ変換、逆フーリエ変換として逆高速フーリエ変換を用いて説明するが離散フーリエ変換、逆離散フーリエ変換であっても本発明を適用することは可能である。以下では、高速フーリエ変換と逆高速フーリェ変換とを用いて説明し、フーリエ変換するポイント数 (フーリエポイント数）は、 FFT ポイント、逆フーリエ変換するポイント数（逆フーリエポイント数）は、 IFFTポイント数として説明する。また、 FFTポイントあるいは IFFTポイントが示す番号は、サブキャリア番号と同じものである。

[0036] また、高速フーリエ変換 (逆高速フーリエ変換)処理する帯域を FFT処理帯域 (IFF T処理帯域）、 FFT処理帯域のうち、信号が割り当てられている帯域を信号帯域とする。 FFT処理帯域力も信号帯域を除いた帯域が、補間 (外揷)の候補となる帯域であり、補間対象帯域とする。

[0037] さらに、本発明では伝搬路の推定方法として「時間逆拡散伝搬路推定法」を用いる。この伝搬路推定方法は、伝搬路変動の推定'補償においては、フーリエ変換、逆フ一リエ変換を用レ、、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換の出力のある程度の範囲に集中することを利用して、雑音や干渉を除去する方法であり、「時間逆拡散利得」は、時間逆拡散伝搬路推定法により得られる利得である。ただし、雑音や干渉を除去する際、信号帯域の端に推定誤差が生じ、特に伝搬路品質のよい場合は、問題となる。本発明はこの歪みの影響をできるだけ軽減することを課題としており、具体的には実際に信号が送信されない位置の周波数応答を、伝搬路推定用 OFDM信号を生成する際に使用される符号に基づいて外揷することで課題を解決するものである。

[0038] 以下第 1の実施形態では、送信に使用される符号間に関係性がない信号で伝搬路推定用 OFDMシンボルを使用した場合、第 2の実施形態では、 CI法と呼ばれる伝搬路推定用 OFDMシンボルを使用した場合にっレ、て示す。

[0039] (第 1の実施形態）

第 1の実施形態では、アンテナ毎に異なる値の既知信号で変調した伝搬路推定用 OFDMシンボルを送受信する。第 1の実施形態では、既知信号 Cと既知信号 Dは異なる値である。本実施形態では、既知信号 Cは構成要素 ck (cl X e 、 c2 X e^{j e i}、 c

3 X e^{j 8} \ , cm X e^{i e i}) ,既知信号 Dは構成要素 dk (dl X e〗 ^{θ 2}、 d2 X e〗 ^θ d3

X e^{j e 2}、、 dm X e ²)で表され、 ck、 dkは ± 1、 mはサブキャリア総数、 jは虚数単位を示すものとする。従って、伝搬路推定用 OFDMシンボルは各サブキャリアを B PSK変調した場合と同様である。

[0040] 図 1は、本発明に係る受信機 100の構成の一例を示すブロック図である。図 1に示す受信機（マルチキャリア無線受信機） 100は、アンテナ部 101、無線受信部 102、 A/D (AnalogZDigital)変換部 103、 OFDMシンボル同期部 104、 FFT部（フーリエ変換部） 105、伝搬路補償部 112、復号部 113、並びに、伝搬路推定部 201を備える。伝搬路推定部 201は、ノィロット抽出部 106、乗算部 107、パイロット複素共役信号生成部 108、 IFFT部（逆フーリエ変換部） 109、雑音除去部 110、 FFT部 11 1、並びに、外揷部 120を備える。 [0041] アンテナ部 101において受信された信号は、まず無線受信部 102でアナログ信号からデジタル信号への A/D変換が可能な周波数帯域まで周波数変換される。 A/ D変換部 103は、周波数変換された信号をデジタル信号に変換する。 OFDMシンポル同期部 104は、変換されたデジタル信号について OFDMのシンボル同期を取り、ガードインターバル（GI： Guard Interval)を除去する。

[0042] その後、 FFT部 105は、 GIを除去したデジタル信号についてフーリエ変換を行なレ、、サブキャリア毎の信号に分離する。

[0043] 次に、サブキャリア毎に分離された信号は、伝搬路補償部 112と伝搬路推定部 20 1とへ入力され、伝搬路推定部 201では、次のような処理を実施する。

[0044] パイロット抽出部 106は、フーリエ変換された伝搬路推定用 OFDMシンボルから、パイロットサブキャリア信号を抽出する。本実施形態では伝搬路推定用 OFDMシンボルではすべてのサブキャリアがパイロットサブキャリア信号と仮定しているため、すベてのサブキャリアの周波数情報が抽出される。抽出された周波数情報は、乗算部 1 07において送信機において使用されたパイロット複素共役信号生成部 108が生成したパイロットサブキャリア信号の複素共役信号と乗算される。乗算部 107における乗算により周波数領域における伝搬路変動を伝搬係数の振幅値および位相値として求めることができる。この振幅値および位相値を周波数情報あるいは周波数応答と称す。

[0045] なお、本来は周波数情報を求めるためにはパイロットサブキャリア信号に使用する符号で複素除算を行なう必要があるが、本実施形態、並びに以下に記述する実施形態では演算量低減のためにパイロットサブキャリア信号に使用する符号の振幅を 1として、複素除算を複素共役信号の乗算で代用して周波数応答を求めるものとする。この複素除算により算出された周波数応答は伝搬路の周波数応答に雑音、干渉を含んだものとなっている。

[0046] また、本明細書では、乗算部 107への入力、すなわち、パイロット抽出部 106が、フ一リエ変換後の信号力抽出した信号を第 1の周波数情報とする。また、乗算部 107 からの出力、すなわち、第 1の周波数情報へ複素共役信号を乗算した値を第 2の周波数情報とする。 [0047] 算出された第 2の周波数情報に対し、外挿部 120は、信号が割り当てられていない補間候補帯域のサブキャリアの信号を外挿し、周波数応答を補間する。外揷部 120 力の出力、すなわち第 2の周波数情報に対し外挿処理した情報を第 3の周波数情報とする。外揷部 120の詳細な動作にっレ、ては後述する。

[0048] 次に、 IFFT部 109は、第 3の周波数情報について逆フーリエ変換を行なレ、、周波数領域における伝搬路変動を時間領域における伝搬路変動 (インパルス応答、または遅延プロファイル）に変換する。通常、時間領域における伝搬路変動の信号においては、電力が IFFT出力のある程度の範囲に集中するため、雑音除去部 110は、電力が集中する範囲以外の信号は雑音とみなし、零に置き換える処理を行なう。

[0049] FFT部 111は、雑音除去部 110の出力に対してフーリエ変換を行なレ、、これにより OFDM信号帯域の周波数情報を算出する。これは先に求まった第 2の周波数情報並びに第 3の周波数情報より、雑音除去部 110で雑音や干渉が除去されるため高精度な周波数情報となってレ、る。 FFT部 111から出力された周波数情報を補償用の周波数情報とする。そして、伝搬路補償部 112は、 FFT部 105から出力されるサブキヤリア毎に分離された信号と、 FFT部 111から出力される補償用の周波数情報とを利用して伝搬路補償を行なう。このようにして伝搬路補償されたデータは、復号部 113 で復調、誤り訂正などの復号処理が行なわれ、データが得られる。データは上位層などへ送られる。

[0050] 次に、外揷部 120の処理について説明する。図 1では、外挿部 120は、乗算部 107 と IFFT部 109との間に配置している力第 1の実施形態の場合に限り、パイロット抽出部 106と乗算部 107との間に配置することも可能である。また、 2つの送信アンテナを用いる MIMOシステムを想定しているため、伝搬路推定部 201は 2つのアンテナそれぞれの伝搬路情報を推定することになる。図 1には明記していないが、伝搬路推定部 201を 2つ（アンテナの数)用意する力、、伝搬路推定部 201内で、アンテナの数のループをまわすことで、複数のアンテナからの伝搬路を推定する。さらに、伝搬路補償部 112、復号部 113では MIMO受信に応じた動作をする必要があるが、本発明には影響しない内容であるので、説明を省略する。

[0051] 図 1に示すように、外揷部 120は、補間情報生成部 121とサブキャリア補間部 122とを備える。補間情報生成部 121は、第 1の周波数情報または第 2の周波数情報のいずれかから、アンテナ毎に伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成する際に使用された異なる既知信号の組み合わせに基づレ、て一部分の情報を選択し、選択した情報を用いて信号が割り当てられていない信号帯域の情報を補間する補間周波数情報を生成する。特に、本実施形態では、同じ位置 (サブキャリア番号）のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせ力補間周波数情報のもとになるサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第 1の周波数情報または第 2の周波数情報を用いて前記補間周波数情報を生成する。サブキャリア補間部 122は、補間情報生成部 121が生成した補間周波数情報を第 2の周波数情報へ補間して第 3の周波数情報を算出する。具体的には、サブキャリア補間部 122は、補間周波数情報を第 2の周波数情報へ加算する。

[0052] ここで、本実施形態の外揷部 120の動作の詳細を示す。外揷部 120 (補間情報生成部 121)への入力波形（第 2の周波数情報）の一例を図 2に示す。図 2において、横軸は FFTポイントであり、縦軸は電力を示している。伝搬路推定部 201は、 2つの送信アンテナから送信された伝搬路推定用 OFDM信号を入力する。図 2では、 FFT ポイントの 385力ら 639までは、フィルタリングのために使用されず、また、零は DC ( 直流電位）に相当するため、通常の OFDMシステムでは使用しない場合の入力波形の一例を示している。従って、図 2では、 FFTポイント力力 384の 384波と、 640 力 1023までの 384波に相当する位置のサブキャリアを使用するシステムとなってレヽる（FFTポイン卜力力ら 384の 384波と、 640力ら 1023までの 384波の二つの信号帯域を設定したシステムとなっているが、実際の伝送を行なう周波数帯域では DC に設定したサブキャリアを中心に上下の周波数にサブキャリアは分布する）。

[0053] 外揷部 120における補間情報生成部 121は、 FFTポイントが 385から 639の使用されなレ、 FFTポイントとなるガードバンド位置にある補間対象帯域のサブキャリアの少なくとも一部分の周波数応答を推定して補間周波数情報を生成し、サブキャリア補間部 122は、推定したサブキャリアの周波数応答 (補間周波数情報)を補間するサブキャリアへ揷入する機能を有する。本実施形態では、補間情報生成部 121は、 FFT ポイント（サブキャリア番号）が、補間対象帯域の FFTポイント（サブキャリア）のうち、 3 85あるいは 386、 638、 639等の位置に相当する周波数応答を、実際に信号が存在するサブキャリアから (信号帯域のサブキャリアから)推定する力一例として、外挿する（補間する）サブキャリア番号が 385番目のサブキャリアに対し周波数応答を外揷する場合を説明する。

[0054] 外揷は、アンテナ 1からの周波数応答を算出する際においては、外揷するサブキヤリア位置におけるアンテナ 1からの周波数応答を外揷することが好ましぐ同様にアンテナ 2からの周波数応答を算出する場合は、外揷するサブキャリア位置におけるアンテナ 2からの周波数応答を外揷することが好ましい。以下の例ではアンテナ 1からの周波数応答を算出してレ、る場合を示してレ、る。

[0055] まず、送信アンテナ 1からの伝搬路情報を推定する処理を説明する。パイロット複素共役信号生成部 108では、既知信号 Cの複素共役信号 C* = (cl X e"^j

e"^j ^{θ 1}、 ·■·、 c768 X e_j ^{e i})が生成される。乗算部 107では、サブキャリア毎の第 1の周波数情報へ複素共役信号 C*を乗算して第 2の周波数情報を算出する。

[0056] 送信アンテナ 1からのサブキャリア kにおける実際の周波数応答を f 、送信アンテ

1 -k

ナ 2からの実際の周波数応答を f とすると、外挿部 120に入力されるデータは ck=

2-k

± 1、 dk= ± lを前提としているので、アンテナ 1からの周波数応答を基準に考えると、f につく演算がプ

ラスになるかマイナスになるかは、 ckと dkに依存し、 ck X dk= lならばプラス、 ck X d k= 1ならばマイナスになる。ここで、特に θ 1と Θ 2には制限の必要はないので、送信する際 Θ 1 = Θ 2としておくと、外挿部 120に入力される周波数応答は f +f 、

1-k 2-k あるいは、 f f になる。

1 -k 2-k

[0057] 図 2では FFTポイント 381から 384の信号帯域のサブキャリアについて、 ckと dkとの関ィ系により、 381、 384番目のサブキャリア力 Sf +f 、 382、 383番目のサブキヤリ

1-k 2-k

ァが f -f となる場合が示されている。算出された各サブキャリアの第 2の周波数

1 -k 2-k

情報は、乗算部 107から補間情報生成部 121へ入力される。補間情報生成部 121 は、信号帯域のどのサブキャリア (FFTポイント）の第 2の周波数情報を利用して 385 番目のサブキャリアを補間する補間周波数情報を生成するかを判断する。

[0058] まず、伝搬路の周波数変動が信号帯域全体であまりない環境 (伝搬路の周波数応答がほぼ一定の環境）を想定する。この場合、各サブキャリア間の周波数応答の変動が少ないと考えられるため、信号帯域内でありかつ補間帯域にできるだけ近接する少数のサブキャリアの周波数応答を用いて、補間するサブキャリアの周波数応答を推定することが好ましいと考えられる。ここでは 383、 384番目のサブキャリアの周波数応答を用いる場合について説明する。 383番目のサブキャリアの第 2の周波数情報である f — f を、 f — f =F383とし、 384番目のサブキャリアの第 2

1 - 383 2- 383 1 - 383 2- 383

の周波数情報である f +f を、 f +f =F384とした場合、補間情報

1 -384 2-384 1— 384 2- 384

生成部 121では、 385番目に外揷する値 f を（F383 + F384) Z2として算出し、

1 -385

補間周波数情報を生成する。ここでは、サブキャリア位置 383から 385では周波数変動は一定と仮定しているため、これらのサブキャリア位置間でのアンテナ 1からの周波数応答や、アンテナ 2からの周波数応答をほぼ同一とみなすことが可能となる。そして (F383 + F384)を演算することで、アンテナ 1からの周波数応答のみを抽出することができる。サブキャリア補間部 122では、上記演算で算出した値を補間することになる。アンテナ 2からの周波数応答を推定する際は、（F383— F384) /2を演算して同様の処理を行なうことになる。

上記の方法では ck X dk= ± lとなる場合に限定して説明した力次の例では、その限定がない一般的な場合について説明する。補間情報生成部 121では、 2アンテナそれぞれ力の伝搬特性を推測する方法として連立方程式を使用することができる。例えば送信アンテナ 1からの伝搬特性を Hl、送信アンテナ 2からの伝搬特性を H 2、サブキャリア 1での受信信号を Sl、サブキャリア 2での受信信号を S2、送信アンテナ 1からの送信時にサブキャリア 1で使用した符号を C 11、サブキャリア 2で使用した符号を C12、送信アンテナ 2からの送信時に使用した符号を同様に C21、 C22とすると、受信信号（SI S2)は、

[数 1]

で表され、連立方程式を解くことで伝搬特性 Hl、 Η2を求める事ができる。この式（1) で表される連立方程式が解を持っためには、

[数 2]

( | rし u cし ₂₁ヽ

( 2 )

、 C₂₂ノの行列が正則である必要がある。つまり式（2)が正則となるサブキャリア 1、サブキヤリァ 2を選択する必要がある。

[0060] すなわち、 385番目のサブキャリアのアンテナ 1からの周波数応答を算出するには、 383、 384番目のサブキャリアの周波数応答を式（1)に代入することで、アンテナ 1 (及び 2)からの周波数応答が算出できる。サブキャリア補間部 122では、ここで算出した値をサブキャリア 385の周波数応答として同値補間することで、全体の伝搬路推定精度を向上させることができる。また、周波数変動を考慮すると、さらに 381、 382 番目のサブキャリアから周波数応答を算出し、先に 383、 384番目のサブキャリアから算出した値とから、 385番目のサブキャリアの周波数応答を算出する（1次近似など )という方法も考えられる。

[0061] この行列式と送信アンテナ本数の関係は、送信アンテナ数が M本の場合、最低 M

X Mの行列を生成し、その行列が正則となることが必要条件である。本実施形態では、送信アンテナ本数が 2本であるため、 2 X 2の行歹 1Jを例として示した。

[0062] 伝搬路の周波数変動があまりない環境では、補間情報生成部 121は、実際のパイロットサブキャリア位置で算出される各アンテナからの周波数応答と同じ値を用いて（同値補間で)補間周波数情報を生成する場合を説明したが、ここでは、周波数応答が変動することを考慮し、信号帯域内の複数のサブキャリアから、補間するサブキヤリァの周波数情報を推定する場合を説明する。この方法は実際にパイロットが送信されたサブキャリアの周波数応答から外挿帯域の合成 (合成とはアンテナ 1とアンテナ 2 力の周波数応答を合成したもの意味する）の周波数応答を 1次近似などで複数パターン算出し、その後、そのサブキャリア位置の各アンテナからの周波数応答を、複数のパターンから算出する方法である。具体的には、各サブキャリアの周波数応答の (1、 Q)平面で表す値を用いて補間周波数情報を生成する場合を説明する。図 3は図 2におけるサブキャリア番号 381から 384の周波数応答を (1、 Q)平面で示した図であり、図 3 (a)はサブキャリア番号 381、図 3(b)はサブキャリア番号 382、図 3(c)はサブキャリア番号 383、図 3(d)はサブキャリア番号 384である。図 3では、それぞれの I— Q平面での値を (X、 Y ) (kは、サブキャリア番号）とする。例えば、補間情報生 k k

成部 121は、 385番目の周波数応答の推定するために（385番目のサブキャリアの補間周波数情報を生成するために）、次の手順を実施する。

(11) ckX dk= 1となるサブキャリア群力、ら c385 X d385 = lとなる場合のサブキヤリァ 385周波数応答 (X 、Y )の推定。

385-1 385-1

(12) ckX dk= _ 1となるサブキャリア群から c385 X d385=- 1となる場合のサブキャリア 385周波数応答 (X 、Y )の推定。

385-2 385-2

(13)上記（11)および（12)力 385番目のサブキャリアの周波数応答 (X 、 Υ

385 385

)を算出。

[0063] 補間位置の合成の周波数応答の推定に使用するサブキャリア群を 2本とすると、 (1 1)にはサブキャリア 381、 384が使用される。推定方法として位相平面状の線形補間を用いる場合を一例として説明すると、補間情報生成部 121は次のような演算結果を取得する。

(11)の結果、（X 、Υ )は、サブキャリア 381の周波数応答 (X 、Υ )と

385-1 385-1 381 381 サブキャリア 381の周波数応答 (X 、Υ )を用いて 1次近似で推定されるので、（（

384 384

4ΧΧ -X )/3、（4ΧΥ — Υ )/3)となる。

384 381 384 381

同様に（12)から計算すると、（X 、Υ )は、（（3ΧΧ —X )、（3ΧΥ

385-2 385-2 383 382 383 Υ ))となる。

382

(13)として、 385番目の周波数応答として外揷する値は、（(X +Χ )Ζ2、

385-1 385-2

(Υ +Υ すなわち、（（4ΧΧ +9ΧΧ -6ΧΧ —X )、（4ΧΥ

385-1 385-2 384 383 382 381 3

+ 9ΧΥ -6ΧΥ — Υ ))となる。

84 383 382 381

[0064] このように、本実施形態によれば、複数のアンテナそれぞれにおいて、各サブキヤリァを異なる既知信号で変調して伝送された伝送用シンボルを受信する場合、同じサブキャリア番号のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいて補間するサブキャリアの周波数情報を選択することによって、複数のアンテナから受信した搬送波の特性に応じて選択したサブキャリアの周波数情報を用いて、補間する周波数情報を算出することができる。これにより、時間逆拡散伝搬路推定法において生じる歪みを軽減することが可能となる。

[0065] なお、本実施形態ではアンテナが 2本の場合のみを扱っているが、同様の方法で 3 本以上に拡張する事が可能である。

[0066] また、上記では、送信アンテナ 1について説明したが、送信アンテナ 2から送信されたマルチキャリアシンボルの周波数応答を算出する際は、パイロット複素共役生成部 108が符号を Dkの複素共役信号を生成し、外揷部 120で同様の方法で外揷することで、送信アンテナ 2からの周波数応答を算出することができる。

[0067] さらに、本実施形態では、同値補間と一次線形補間の二つの推定方法の一例を説明したが、上記の説明に限るものではなぐさまざまな推定方法が考えられ、これらを適用することも可能である。

[0068] (第 2の実施形態）

第 2の実施形態では、送信側で CI法を用いて伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成する場合について説明する。受信機 100の構成は図 1と同様である。 CI法では、伝搬路推定用シンボルを例えば符号 Cで生成し、さらにサブキャリア間に一定の位相回転を与えて生成する力この位相回転量をアンテナ間で異なる値にすることで、受信機での識別'伝搬路推定を可能とする方法である。ここでは、この位相回転量も符号の一部とみなし、各送信アンテナで異なる符号で伝搬路推定用 OFDM信号が生成されるとみなしている。

[0069] 従って、 CI法を用いる場合、各アンテナで用いる伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成するための既知信号は、第 1の実施形態における既知信号 C、既知信号 Dが特定の関係を持つ場合を指している。特定の関係とは既知信号 Dが既知信号 Cから生成される符号であり、既知信号 Cをサブキャリアに割り当てる際、さらに連続するサブキャリア間で一定の位相回転を与えることにより生成される符号である場合を指している。本実施形態ではその位相回転量を πとして、 ckと dkは、

[数 3] dk = ck x e^{J 7r x(k mod 2} ( ₃ ) の関係にあるものとする。（ただし、 j Xj =— l)すなわち、アンテナ 1で用いる既知信号は符号 Cに対しサブキャリア間で 0の位相回転を与えたもの、アンテナ 2で用いる既知信号は符号 Cに対してサブキャリア間で πの位相回転量を与えたものとなる。

[0070] ここで、 CI法を用レ、た伝搬路推定技術について説明する。以下では説明を簡単にするために、送信アンテナは 2本 (送信アンテナ 1、送信アンテナ 2)とする。また、伝搬路推定用 OFDMシンボルではすベてのサブキャリアが伝搬路推定のためパイロットサブキャリアとして使用され、送受信機間で既知であるとする。

[0071] 送信アンテナ 1からは、伝搬路推定用 OFDMシンボルとして、送受信機間で既知信号 Cの構成要素 ck (kはサブキャリア数内の正の整数）をすベてのサブキャリアに割り当て、伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成し送信する。

[0072] 送信アンテナ 2からは、同様に伝搬路推定用 OFDMシンボルとして、送受信機間で既知信号 Dの構成要素 dkをすベてのサブキャリアに割り当て、伝搬路推定用〇F DMシンボルを生成し送信する。ただし、 ckと dkは上記の式（3)に示すような関係があり、 dkは ckの信号を特定の規則に従って変換することによって、生成される符号となっている。

[0073] 次に、 CI法により生成された伝搬路推定用 OFDMシンボルを受信し、伝搬路推定部 201が伝搬路を推定する場合の概略動作について示す。

[0074] 図 4に受信機 100の IFFT部 109の出力の波形の一例を示す。送信アンテナ 1から受信アンテナへの伝搬路におけるパス総数が 3 (それぞれの遅延力 Stl、 t2、 t3)、送信アンテナ 2から受信アンテナの伝搬路にマルチパス総数が 4 (それぞれの遅延が t 1、 t2、 t3、 t4)の場合の IFFT部 109の波形を示しており、ただし、 tlから t4は、 IFF Tの時間解像度の整数倍としている。図 4においては、横軸が IFFTのポイント（遅延プロファイルの時間に相当する）、縦軸が電力を示している。図 4 (a)は、ノィロット複素共役信号生成部 108で生成される信号を ckの複素共役信号とした場合であり、図 4 (b)は、この信号を dkの複素共役信号とした場合を示しており、図 4 (a)とはパルスの発生位置が入れ替わる。 [0075] IFFTポイントの総数が Nの場合、送信アンテナ 1からのパスと送信アンテナ 2からのパスの差が N/2ポイント離れた位置に観測されることになる。これは、 dkを ckに対し隣接サブキャリア間の位相回転量を πと設定したためである（式（3)参照）。従って、送信アンテナ 1からの伝搬路を算出する場合は、雑音除去部 110において、送信ァンテナ 2からの信号電力に相当するパルスを除去し、 FFT部 111で周波数変換することで、送信アンテナ 1からの周波数応答を算出することが可能となる。同様に送信ァンテナ 2からの伝搬路を算出する場合は、雑音除去部 110において、送信アンテナ 1 力の信号電力に相当するパルスを除去し、 FFT部 111で周波数変換することで、送信アンテナ 2からの周波数応答を算出することが可能となる。

[0076] ここで示した位相回転量を変化させることにより、送信アンテナが 3本以上でも同様に処理できる。例えば、 4本のアンテナを使用する場合は、構成要素 ckに対するサブキャリア間の位相回転量を 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2とすることで、 4種類のインパノレス応答を算出することが可能となる。ただし、各マルチパスによる遅延波力他のインパノレス群に重ならないような範囲で設計する必要がある。

[0077] 次に、本実施形態の外挿部 120の動作の詳細について説明する。本実施形態では、補間情報生成部 121は、既知信号に与えられた位相差に基づいて選択したサブキャリアの第 2の周波数情報を用いて補間周波数情報を生成する。図 5は、本実施形態における外揷部 120に入力される波形（第 2の周波数情報）の一例である。図 2 との違いは、第 1の実施形態では、符号に関連性がないため、 f +f になるサブ

1 -k 2-k キャリアと f -f になるサブキャリアが符号の組み合わせ（ckと dkとの組み合わせ

1 -k 2-k

)で決まっていたが、本実施形態では、 ckと dkとは式（3)で示したような関係にあるため、 f +f と f -f 力 Siサブキャリアおきに繰り返されることである。

1 -k 2-k 1 -k 2-k

[0078] 従って、外揷部 120において外揷するガードバンド位置のサブキャリアの周波数応答の推定を行なう際、サブキャリア番号が偶数の場合は、実際受信した偶数のサブキャリアから推定を行なレ、、奇数の場合は奇数のサブキャリアから推定を行なうことになる。以下に、外揷部 120でサブキャリア 2本（385、 386番目のサブキャリア）を外揷する場合の一例を示す。

[0079] ある程度の周波数帯域で伝搬路の周波数変動が殆どない場合 (補間するサブキヤリアの近傍のサブキャリアにおいて、伝搬路変動が少ない場合）、補間情報生成部 1 21 ίま、 385番目のサブキャリアに ίま 383の値を、 386番目に ίま 384番目のィ直を同ィ直で補間すれば良い。第 1の実施形態では、アンテナ毎に外挿処理を行ない、送信ァンテナ 1からの周波数応答を算出する際は、送信アンテナ 1の周波数応答を外挿する方法を取っている力本実施形態ではその必要はなぐすべてのアンテナからの合成の周波数応答を外揷している。その理由について簡単に説明する。

[0080] 外揷の目的は、サブキャリア数と FFTポイント数が異なる場合、時間逆拡散伝搬路推定法において、時間応答を求める際の信号電力の広がりによる周波数応答の歪みを防ぐことである。第 1の実施形態において、第 2の実施形態と同様の推定を行なつた場合、外揷することによる歪みの軽減と、干渉成分の増加による精度の劣化による歪みの増加のトレードオフの関係になる。従って、干渉成分の増加がないように送信アンテナ 1からの周波数応答を求める際は送信アンテナ 1との周波数応答のみの推定値を外挿していた。

[0081] 一方、本実施形態では dkは ckから式（3)に従って生成された符号であるため、 IF FT部の出力で信号を分離することができる。さらに本実施形態に示すような外揷を行なうと、周波数応答を算出しているアンテナからの信号成分も、干渉となるアンテナ力の信号成分も時間応答における広がりが軽減に寄与するため、干渉成分の増加はほとんどない。よって、本実施形態では、上記のような外挿手段が使用される。

[0082] 次に、周波数帯域で伝搬路の周波数変動が緩やかな場合について示す。この場合、信号帯域内の複数のサブキャリアから線形補間等の手段で補間するサブキヤリァの周波数応答を推定することで、精度を上げることができる。本実施形態では、実際に受信した 2つのサブキャリアから線形に補間する方法を示す。奇数番目のサブキャリアに対し外揷を行なう場合は、受信した奇数番目のサブキャリアから、偶数番目のサブキャリアに対し外揷を行なう場合は、受信した偶数番目のサブキャリアから推定して、外揷することになる。

[0083] 図 6は、補間するサブキャリアの選択の一例を説明する図である。図 6中、 H^P は、

Q

アンテナ Pから送信された既知信号について、 Q番目のサブキャリア（FFTポイント）についての周波数応答を示している。 R は、 Q番目のサブキャリアの受信信号であり、本図においては、信号帯域 (k— 5から kまでのサブキャリア）については、実際に受信される信号であり、信号帯域外 (k+ 1以降のサブキャリア)では、外挿部 120において外挿される信号である。サブキャリア kは、信号帯域端となっている。外挿を行なう際サブキャリアの番号 k+ 1へは、 k_ lと k_ 3との周波数応答を用いて算出した情報を、 k+ 2へは、 kと k— 2との周波数応答を用いて算出した情報を補間し、以下 k + 3以降についても同様に補間することを示している。補間する位置と補間するための情報を生成するサブキャリア位置の関係は、詳しくは後述するが使用するアンテナ本数と CI法を用いる伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成する際の位相回転量で一意に定めること力 Sできる。図 6に示すように、アンテナ 2本、位相回転量が πの場合、送信アンテナ 2からの信号は、一サブキャリアおきに反転することになる。従って、補間情報生成部 121は、一つおきのサブキャリアの周波数応答を用いて補間周波数情報を生成することになる。また、外揷するサブキャリア位置における合成の周波数応答を算出することについては、同値補間で示した場合と同じである。

[0084] ここでは例として 1次の線形補間を示す。具体的に、 385番目のサブキャリア位置と、 386番目のサブキャリア位置に外挿する方法を示す。図 7は、図 5におけるサブキヤリア番号 381から 384の周波数応答を（1、 Q)平面で示したものであり、図 7 (a)はサブキャリア番号 381、図 7 (b)はサブキャリア番号 382、図 7 (c)はサブキャリア番号 38 3、図 7 (d)はサブキャリア番号 384である。図 7では、それぞれの I— Q平面での値を (X、 Y )とする。例えば、補間情報生成部 121は、 385番目の周波数応答の推定す k k

るために、次の手順を実施する。

(21) 381、 383番目のサブキャリア群力ら 385番目を推定。

(22) 382、 384番目のサブキャリア群力 386番目を推定。

[0085] 第 1の実施形態と比べると 3番目のステップがないが、先に示したように、外揷する位置の各アンテナからの伝搬路を推定しなくても、 IFFT後でインパルスが分離されるため、 2番目までのステップで帯域内の伝搬路推定特性を改善することが可能となる (合成した周波数応答を算出するだけでょレ、)。

[0086] このようにすると、上記（21)から、（X 、Y )は、（Χ 、Υ )と (X 、Υ )を用

385 385 381 381 383 383 いて、（（2 Χ Χ —X )、 (2 Χ Υ — Υ ) )となる。同様に上記（22)から（X 、Y )は、（（2 Χ Χ -X )、（2 Χ Υ —Υ ) )とな

386 386 384 382 384 382 る。

[0087] 本実施形態においては、推定方法として同値補間と一次線形補間との 2つを述べたが、これに限るものではなぐさまざまな推定方法を使用することができる。重要なことは外揷する周波数応答を算出する際、 CI法による回転位相と送信アンテナ数に基づレ、て、推定するために使用するサブキャリアを決定することである。

[0088] 他の推定方法としては、位相のみを追従する方法がある。これは、 385番目以降の奇数のサブキャリアを補間する際は、振幅は 383番目と同一にし、 381番目の位相と 383番目の位相の差を 383番目と 385番目の位相差と同じにし、以下、同様の処理を行なう方法である。

[0089] また、補間する本数は伝搬路の遅延分散が小さい場合は多ぐ大きい場合は少なくするとよい特性が得られる。

[0090] さらに、本実施形態 2で示したように 1つの符号を基準とし、位相回転を与えることにより他の符号を生成し伝搬路推定用 OFDM信号の既知信号を生成する場合について、補間する周波数情報のもとになるサブキャリアをどのように選択するかを一般化すると以下のようになる。各アンテナの位相回転量 Θが Θ gの整数倍で表すことができる場合、外揷を行なうために使用するサブキャリア群は以下のように決定することができる。まず、 m X I θ I = 2η π (m、nは自然数、 | θ | は、 Θの絶対値）を満た

g

す最小の mを LCM (LCM— Aは自然数）とする。外挿を行なう位置のサブキャリア番号を kとした場合、 kから LCM— Aの倍数離れた位置の受信したサブキャリアを、外挿を行なうために使用するサブキャリアとすればよい。すなわち、補間情報生成部 12 1は、補間対象となるサブキャリア kを起点として LCM_Aの倍数離れて配置されるサブキャリア k土 LCM_A、 k± 2LCM_A 、の中力も周波数情報を選択し、サブキャリア kの周波数応答を推定する。

[0091] さらに位相回転量を一般化するためには、各アンテナ間で与えられる位相回転量の差 Θ が必要となる。従って、使用するアンテナ数を Mとすると M X (M-D/2 diff

種類の位相回転量差を使用する必要がある。

[0092] すべての位相回転量差 Θ について、 m X I θ I = 2η π (a、 diffは M X (M l) /2以下のすべての整数）を満たす最小の mを算出する。そして、すべて mの a a 最小公倍数を LCM— Bとすると、 LCM— Bが波形の繰り返しを意味することになる。すなわち、補間情報生成部 121は、補間対象となるサブキャリア kを起点として LCM

_Bの倍数離れて配置されるサブキャリア k土 LCM_B、 k± 2LCM_B 、の中から周波数情報を選択し、サブキャリア kの周波数応答を推定する。ただし、周波数応答の変動を考えると、できるだけ外揷を行なうサブキャリアに近いサブキャリアを使用するほうがよい。

[0093] 以上のように外揷を行なうことで、 CI法で送信された伝搬路推定用 OFDMシンポルを用いて精度のよい伝搬路推定を行なうことが可能となる。

[0094] 上記各実施形態では、第 1の実施形態では外揷する本数の例として 1本、第 2の実施形態では外揷する本数として 2本の例を示したが、この数に特に意味はなぐシステムが使用される伝搬路環境に依存する。また、伝搬路推定用 OFDMシンボルとしてすベてのサブキャリアがパイロットキャリアとして使用される場合を示した力一定間隔おきに挿入される場合にも外揷補間を行なう際、その間隔を考慮するのみであり、同様に精度の高い伝搬路推定が可能となる。

図面の簡単な説明

[0095] [図 1]本発明に係るマルチキャリア無線受信機の構成の一例を示すブロック図である

[図 2]第 1の実施形態の外揷部への入力波形の一例を示す図である。

[図 3]図 2におけるサブキャリア番号 381から 384の周波数応答を (1、 Q)平面で示した図である。

[図 4]受信機の IFFT部の出力の波形の一例を示す図である。

[図 5]第 2の実施形態の外揷部への入力波形の一例を示す図である。

[図 6]補間するサブキャリアの選択を説明する図である。

[図 7]図 5におけるサブキャリア番号 381から 384の周波数応答を (1、 Q)平面で示した図である。

符号の説明

[0096] 100 受信機 101 アンテナ部

102 無線受信部

103 A/D変換部

104 OFDMシンボル同期部

105、 111 FFT部

106 パイロット抽出部

107 乗算部

108 パイロット複素共役信号生成部

109 IFFT部

110 雑音除去部

112 伝搬路補償部

113 復号部

120 外挿部

121 補間情報生成部

122 サブキャリア補間部

201 伝搬路推定部

Claims

請求の範囲

[1] 異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、

受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第 1の周波数情報を算出するフーリヱ変換部と、

伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、

前記第 1の周波数情報を前記既知信号の 1つで除算し第 2の周波数情報を算出する除算部と、

前記第 1の周波数情報または第 2の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出 ·補間し、第 3の周波数情報を算出する外挿部と、

前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。

[2] 前記外揷部は、前記複数のアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルの同じ位置のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする請求項 1記載の受信機。

[3] 前記補間情報生成部は、前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号によって生成される行列が正則となるサブキャリアを選択することを特徴とする請求項 2記載の受信機。

[4] 所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量 Θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナ力送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、

受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第 1の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、

前記第 2の周波数情報から、前記位相回転量 Θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出'補間し、第 3の周波数情報を生成する外揷部と、

[5] 前記外揷部は、すべての異なる 2つの Θに関して差 Θ を算出し、 Θ に基づい

diff diff

てサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用レ、て補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする請求項 4記載の受信機

[6] 前記補間情報生成部は、前記位相回転量差 Θ 毎に m X θ

diff I diff I = 2η π (m, η は自然数、 I θ I は、 Θの絶対値）を満たす最小の mを算出し、算出される mの最小公倍数を LCM— B (LCM— Bは整数）とした場合、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数 LCM—Bの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする請求項 5記載の受信機。

[7] 前記外挿部は、前記位相回転量 Θがすべて Θ gの整数倍である場合、 m X I Θ g

I = 2η π (m、 nは自然数、 | θ | は、 Θの絶対値）を満たす最小の mを LCM_A(

LCM— Aは整数）として算出し、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数 LCM_Aの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする請求項 4記載の受信機。

[8] 前記補間情報生成部は、補間対象となるサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することを特徴とする請求項 1または請求項 4記載の受信機。

[9] 異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第 1の周波数情報を算出し、

前記第 1の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の 1つで除算して、第 2の周波数情報を算出し、

前記第 1の周波数情報または第 2の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出'補間して、第 3の周波数情報を算出し、

前記第 3の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする周波数情報推定方法。

所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量 Θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナ力送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、

受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第 1の周波数情報を算出し、

前記第 2の周波数情報から、前記位相回転量 Θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出 ·補間して、第 3の周波数情報を生成し、