JPWO2007142313A1 - 受信機および周波数情報推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制する。【解決手段】受信機１００は、複数のアンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、第一の周波数情報を算出するフーリエ変換部１０５と、複数の既知符号の複素数共役信号を第一の周波数情報に乗算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する乗算部１０７と、複数の既知符号に基づいて、第二の周波数情報から一部分の情報を選択し、選択した情報を用いてサブキャリアを補間する補間周波数情報を生成する補間情報生成部１２１と、補間周波数情報を第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部１２２と、第三の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部１０９と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、マルチキャリア、特に、予め決められた所定数のサブキャリアに連続的に配置された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを受信し、伝搬路推定を行なうマルチキャリア受信機および受信方法に関する。

近年、無線通信システムへの高速化を求めるユーザ数が増加しており、高速化・大容量化が実現可能な方式のひとつとしてＯＦＤＭに代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。ＯＦＤＭ方式は、数十から数千のキャリアを、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に並べ、周波数分割多重で情報信号を並列に伝送する方式である。ＯＦＤＭ方式は、使用するサブキャリアの数を多くすると、同じ伝送レートのシングルキャリア方式と比較してシンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという利点がある。

しかし、マルチパス環境下においては、各サブキャリアはそれぞれ異なる振幅変動および位相変動を受けるため、受信側でデータを復調する際にこれらの変動を補償する必要がある。伝搬路を補償する方法としては、送信側において、送受信機間で既知の符号でサブキャリアの全部または一部を変調してパイロット信号として伝送し、受信側では受信したパイロット信号から各サブキャリアが受けた伝搬路変動を推定し、推定した伝搬路変動を補償するという方法がある。以降本明細書では、このパイロット信号が含まれるマルチキャリア信号を「伝搬路推定用シンボル」と呼ぶ。また、特に信号形態がＯＦＤＭの場合は「伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボル」と呼ぶ。

伝搬路変動の推定・補償においては、フーリエ変換、逆フーリエ変換を用い、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換の出力のある程度の範囲に集中することを利用して、雑音や干渉を除去する時間逆拡散伝搬路推定法を採ることができる（特許文献１）。時間逆拡散伝搬路推定法により得られる利得を時間逆拡散利得とする。ＯＦＤＭシステムにおいては、ガードバンドを作ること、あるいは送信機におけるフィルタリング処理等に対応するため、送受信装置で用いるフーリエ変換ポイント数（あるいは、逆フーリエ変換ポイント数）と伝送する信号を割り当てる（信号伝送に使用する）サブキャリア数が一致することは殆どない。通常フーリエ変換ポイント数は２^ｎである。

特にフーリエ変換ポイント数とサブキャリア数が異なる場合、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定すると、時間逆拡散利得は得られるものの、受信信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）によっては周波数応答の推定を行なう帯域の端側に歪みによる悪影響が顕著に見られるようになっていた。この歪みは伝搬路を推定しようとする帯域の端側ほど影響が大きくなる。このため、時間逆拡散伝搬路推定法を改善した技術も開示されている。

例えば特許文献１では、帯域の中央部は時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定した周波数情報（雑音等を除去した周波数情報）を伝搬路補償に用い、帯域の端側に位置するサブキャリアの伝搬路は、雑音等を除去する前の周波数情報を伝搬路補償に用いるといった方法が開示されている。また、特許文献２では、送信通信路に発生する雑音に関する基準要素の判別を容易にする技術が開示されている。すなわち、雑音に関する基準要素を判別する技術として、受信するときにスレショルドを設定すること、基準要素の電力を増加させることによって送信すること、あるいはこれらの組み合わせについて開示している。すなわち、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換出力のある程度の範囲に集中することを利用することによって、雑音や干渉を除去できるとともに、遅延プロファイルから雑音電力を除去する際、信号電力成分をも除去してしまうことによる歪みが生じることを防止するものである。この方法によれは、歪みの影響を受けることなく、また、帯域の中央部では時間逆拡散利得により高精度な周波数応答を算出することが可能になる。

また、昨今、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）技術が盛んに検討されている。この技術は異なる２つ以上のアンテナから、異なるデータストリームを送信し、受信機ではそれを識別してデータを復調する技術であり、伝送レートの向上に大きく貢献している。ＭＩＭＯ技術を使うＯＦＤＭであるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムも検討されており、そのシステム中では送受信機間の伝搬路を効率よく正確に推定することが重要な課題となっている。

非特許文献１では、ＣＩ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ）を用いた伝搬路推定方法（以下「ＣＩ法」と称する）が示されており、本技術の特徴は１つの伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルで複数の送信アンテナからの伝搬路を推定できることである。ＣＩ法は、一つの伝搬路推定用信号を、位相回転量を変化させ、各アンテナで異なる伝搬路推定用信号を用いることにより、各アンテナから送信された信号を区別できるものである。従って、例えば、アンテナ１とアンテナ２とを用いる場合に、アンテナ１からの伝搬路を算出する場合は、アンテナ２からの信号電力に相当するパルスを除去して周波数変換することで、アンテナ１からの周波数応答を算出することが可能となる。同様にアンテナ２からの伝搬路を算出する場合は、アンテナ１からの信号電力に相当するパルスを除去して周波数変換することで、アンテナ２からの周波数応答を算出することが可能となる。
特開２００５−１３０４８５号公報 特許第３０４４８９９号 横枕一成 他著「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙを用いた伝搬路推定方式に関する検討」、電子情報通信学会技術研究報告、ＲＣＳ２００５−７９、２００５年８月、ｐ．９１−９６

しかしながら、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいてＣＩ法によって多重された伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを用いた場合でも、送信アンテナが一本の場合と同様に、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際に、フーリエ変換ポイント数とサブキャリア数とが一致しないことによる歪みの問題は生じる。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、周波数応答は、複数のアンテナから送信された伝搬路推定シンボルを受信した波形となっているため、特許文献１に開示された方法のように、サブキャリアの位置によって伝搬路補償に使用する周波数応答の結果を使いわけることはできない。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、複数のアンテナを用いてマルチキャリアシンボルを送受信するシステムにおいて、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制する受信機および周波数情報推定方法を提供することを目的とする。

（１）本発明に係る受信機は、異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第１の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、前記第１の周波数情報を前記既知信号の１つで除算し第２の周波数情報を算出する除算部と、前記第1の周波数情報または第２の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間し、第３の周波数情報を算出する外挿部と、前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする。

このように、本発明の受信機によれば、複数のアンテナそれぞれから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し伝搬路を推定する場合に、前記既知信号の特性に基づいて、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間する。伝搬路推定シンボルは、マルチキャリアシンボルに含まれるシンボルとして受信機で受信される。また、伝搬路推定シンボルは、送信機側において送信アンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む。送信機側で変調に用いた既知信号は、受信機でも予め既知となっている。従って、受信機は、前記既知信号の特性に基づいて、信号帯域のサブキャリアから補間に適切なサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第１あるいは第２の周波数情報を用いて補間周波数情報を算出することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（２）また、本発明に係る受信機において、前記外挿部は、前記複数のアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルの同じ位置のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする。

このように、受信機が複数のアンテナそれぞれで、異なる値の既知信号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信した場合には、前記外挿部は、サブキャリア毎に前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号の組み合わせに基づいて、サブキャリア相互の関係を判断し、判断した結果に基づいて、周波数情報を選択する。すなわち、前記外挿部は、アンテナ毎に異なる値の既知信号の特性（それぞれのアンテナのサブキャリアを変調した、同じサブキャリア番号の既知信号の組み合わせ）に基づいて、信号帯域を構成する複数のサブキャリアから一部分あるいは全部のサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報に基づいて、補間する周波数情報を生成する。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（３）さらに、本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号によって生成される行列が正則となるサブキャリアを選択することを特徴とする。

このように、既知信号で生成される行列が正則となるサブキャリアを選択すると、その選択されたサブキャリア位置における周波数特性がほとんど変わらない場合には、前記補間情報生成部は、各アンテナからの周波数応答を算出することが可能となる。そして、算出した値を用い帯域外に外挿することで、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（４）本発明に係る受信機は、所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第１の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、前記第１の周波数情報を前記既知信号の１つで除算し第２の周波数情報を算出する除算部と、前記第２の周波数情報から、前記位相回転量θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出・補間し、第３の周波数情報を生成する外挿部と、前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする。

このように、前記異なる既知信号が、一つの既知信号を用いて、各サブキャリアに与える位相回転量θを、送信アンテナ毎に異なる値にすることによって、異なる既知信号とする場合、前記外挿部は、前記送信アンテナ毎に設定された複数の異なる位相回転量θによって生じる、同じサブキャリア番号のサブキャリアに与えられる位相差の関係に基づいて、一部分の情報を選択するサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第２の周波数情報を用いて、適切な周波数情報を生成・外挿することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（５）本発明に係る受信機において、前記外挿部は、すべての異なる２つのθに関して差θ_ｄｉｆｆを算出し、θ_ｄｉｆｆに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする。

このように、すべての異なる２つのθに関して算出した差θ_ｄｉｆｆに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成するので、適切な周波数情報を生成・外挿することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（６）また、本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、前記位相回転量差θ_ｄｉｆｆ毎にｍ×｜θ_ｄｉｆｆ｜＝２ｎπ（ｍ、ｎは自然数、｜θ｜は、θの絶対値）を満たす最小のｍを算出し、算出されるｍの最小公倍数をＬＣＭ＿Ａ（ＬＣＭ＿Ａは整数）とした場合、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数ＬＣＭ＿Ａの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする。

このように、補間情報生成部が外挿を行なうことで、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（７）本発明に係る受信機において、前記外挿部は、前記位相回転量θがすべてθｇの整数倍である場合、ｍ×｜θｇ｜＝２ｎπ（ｍ、ｎは自然数、｜θ｜は、θの絶対値）を満たす最小のｍをＬＣＭ＿Ｂ（ＬＣＭ＿Ｂは整数）として算出し、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数ＬＣＭ＿Ｂの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする。

このように、前記複数の既知信号相互の関係に基づいて、補間周波数情報を算出するためのサブキャリアを選択することができる。これにより、既知信号の相互の関係に基づいて適切な周波数情報を選択することが可能になり、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（８）本発明に係る受信機において、前記補間情報生成部は、補間対象となるサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することを特徴とする。

このように、前記複数の既知信号の相互関係に加え、補間するサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することにより、伝搬路特性の近いサブキャリアの周波数情報に基づいて、補間周波数情報を算出することができる。これにより、より歪みを軽減することができる。

（９）本発明に係る周波数情報推定方法は、異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第１の周波数情報を算出し、前記第１の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の１つで除算して、第２の周波数情報を算出し、前記第1の周波数情報または第２の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間して、第３の周波数情報を算出し、前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする。

このように、本発明の受信機によれば、複数のアンテナそれぞれから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し伝搬路を推定する場合に、前記既知信号の特性に基づいて、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間する。伝搬路推定シンボルは、マルチキャリアシンボルに含まれるシンボルとして受信機で受信される。また、伝搬路推定シンボルは、送信機側において送信アンテナ毎に異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含む。送信機側で変調に用いた既知信号は、受信機でも予め既知となっている。従って、受信機は、前記既知信号の特性に基づいて、信号帯域のサブキャリアから補間に適切なサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第１あるいは第２の周波数情報を用いて補間周波数情報を算出することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

（１０）本発明に係る周波数情報推定方法は、所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第１の周波数情報を算出し、前記第１の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の１つで除算して、第２の周波数情報を算出し、前記第２の周波数情報から、前記位相回転量θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出・補間して、第３の周波数情報を生成し、前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする。

このように、前記異なる既知信号が、一つの既知信号を用いて、各サブキャリアに与える位相回転量θを、送信アンテナ毎に異なる値にすることによって、異なる既知信号とする場合、前記外挿部は、前記送信アンテナ毎に設定された複数の異なる位相回転量θによって生じる、同じサブキャリア番号のサブキャリアに与えられる位相差の関係に基づいて、一部分の情報を選択するサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第２の周波数情報を用いて、適切な周波数情報を生成・外挿することができる。これにより、実際送信された周波数帯域より広い周波数での周波数応答を用いて時間逆拡散伝搬路推定法により伝搬路を推定できるため、帯域の端側において生じる歪みを軽減することが可能となる。

本発明によれば、異なるアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、時間逆拡散伝搬路推定法で伝搬路を推定する際、複数のアンテナで異なる既知信号の特性に基づいて補間する周波数情報を推定することによって、雑音等を除去することによって生じる周波数応答の算出結果の歪みを抑制することができる。

次に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。各実施形態では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを用いて説明する。しかしながら、本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに限られることはなく、複数のアンテナから送信され、アンテナ毎に異なる既知信号（既知符号）で変調された伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボル（パイロットシンボルとも呼び、パイロットシンボル中、既知のデータが割り当てられたサブキャリアをパイロットサブキャリアと呼ぶ）を受信する受信機および周波数情報推定方法へ適用することができる。また、説明を簡単にするために送信機側の送信アンテナは２本とし、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルはこの２本の送信アンテナ（送信アンテナ１、送信アンテナ２）から同時に送信されるものとする。異なる２つのアンテナは同一の送信装置にあると仮定している。しかしながら、その必然性はなく、異なる送信機（送信装置）にあるアンテナでも、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルがほぼ同一のタイミングで送信されるシステムについて本発明を適応可能である。また、各実施形態では、使用するサブキャリア総数ｍは７６８、ＦＦＴポイント数は１０２４として説明する。

また、以下の説明では、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルにおいては、すべてのサブキャリアが送受信機間で既知信号により変調されているものとする。ここでの既知信号は複数の要素（複素信号であり、簡単のため振幅を１とする場合が多い）から構成され、各要素により伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボル中のサブキャリアが変調される。送信アンテナ１からは既知信号Ｃ（ｃｋがＣの構成要素で、ｋはサブキャリア数以下の正の整数であり、サブキャリア番号を示す）で生成されたＯＦＤＭ信号が伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルとして送信されているものとする。送信アンテナ２からは既知信号Ｄ（ｄｋがＤの構成要素で、ｋはサブキャリア数以下の正の整数であり、サブキャリア番号を示す）で生成されたＯＦＤＭ信号が伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルとして送信されているものとする。既知信号Ｃ、既知信号Ｄは、符号Ｃ、符号Ｄとそれぞれ記すこともある。ｃｋ、ｄｋは、要素ｃｋ、要素ｄｋ、あるいは構成要素ｃｋ、構成要素ｄｋとそれぞれ記すこともある。

既知信号は、アンテナ毎に異なる符号を用いる。例えば、上記で説明した既知信号Ｃと既知信号Ｄとは異なるものとする。また、第２の実施形態で説明するＣＩ法では、一つの既知信号Ｃに対してアンテナ毎にサブキャリア間で異なる位相差回転を付けることにより複数の符号を生成するが、このような符号も異なる符号と称している。

本明細書では、フーリエ変換は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を含み、逆フーリエ変換は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を含む概念である。以下の説明では、フーリエ変換として高速フーリエ変換、逆フーリエ変換として逆高速フーリエ変換を用いて説明するが離散フーリエ変換、逆離散フーリエ変換であっても本発明を適用することは可能である。以下では、高速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換とを用いて説明し、フーリエ変換するポイント数（フーリエポイント数）は、ＦＦＴポイント、逆フーリエ変換するポイント数（逆フーリエポイント数）は、ＩＦＦＴポイント数として説明する。また、ＦＦＴポイントあるいはＩＦＦＴポイントが示す番号は、サブキャリア番号と同じものである。

また、高速フーリエ変換（逆高速フーリエ変換）処理する帯域をＦＦＴ処理帯域（ＩＦＦＴ処理帯域）、ＦＦＴ処理帯域のうち、信号が割り当てられている帯域を信号帯域とする。ＦＦＴ処理帯域から信号帯域を除いた帯域が、補間（外挿）の候補となる帯域であり、補間対象帯域とする。

さらに、本発明では伝搬路の推定方法として「時間逆拡散伝搬路推定法」を用いる。この伝搬路推定方法は、伝搬路変動の推定・補償においては、フーリエ変換、逆フーリエ変換を用い、遅延プロファイル信号が逆フーリエ変換の出力のある程度の範囲に集中することを利用して、雑音や干渉を除去する方法であり、「時間逆拡散利得」は、時間逆拡散伝搬路推定法により得られる利得である。ただし、雑音や干渉を除去する際、信号帯域の端に推定誤差が生じ、特に伝搬路品質のよい場合は、問題となる。本発明はこの歪みの影響をできるだけ軽減することを課題としており、具体的には実際に信号が送信されない位置の周波数応答を、伝搬路推定用ＯＦＤＭ信号を生成する際に使用される符号に基づいて外挿することで課題を解決するものである。

以下第１の実施形態では、送信に使用される符号間に関係性がない信号で伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを使用した場合、第２の実施形態では、ＣＩ法と呼ばれる伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを使用した場合について示す。

（第１の実施形態）
第１の実施形態では、アンテナ毎に異なる値の既知信号で変調した伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを送受信する。第１の実施形態では、既知信号Ｃと既知信号Ｄは異なる値である。本実施形態では、既知信号Ｃは構成要素ｃｋ（ｃ１×ｅ^ｊθ１、ｃ２×ｅ^ｊθ１、ｃ３×ｅ^ｊθ１、・・・・・、ｃｍ×ｅ^ｊθ１）、既知信号Ｄは構成要素ｄｋ（ｄ１×ｅ^ｊθ２、ｄ２×ｅ^ｊθ２、ｄ３×ｅ^ｊθ２、・・・・・、ｄｍ×ｅ^ｊθ２）で表され、ｃｋ、ｄｋは±１、ｍはサブキャリア総数、ｊは虚数単位を示すものとする。従って、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルは各サブキャリアをＢＰＳＫ変調した場合と同様である。

図１は、本発明に係る受信機１００の構成の一例を示すブロック図である。図１に示す受信機（マルチキャリア無線受信機）１００は、アンテナ部１０１、無線受信部１０２、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部１０３、ＯＦＤＭシンボル同期部１０４、ＦＦＴ部（フーリエ変換部）１０５、伝搬路補償部１１２、復号部１１３、並びに、伝搬路推定部２０１を備える。伝搬路推定部２０１は、パイロット抽出部１０６、乗算部１０７、パイロット複素共役信号生成部１０８、ＩＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）１０９、雑音除去部１１０、ＦＦＴ部１１１、並びに、外挿部１２０を備える。

アンテナ部１０１において受信された信号は、まず無線受信部１０２でアナログ信号からデジタル信号へのＡ／Ｄ変換が可能な周波数帯域まで周波数変換される。Ａ／Ｄ変換部１０３は、周波数変換された信号をデジタル信号に変換する。ＯＦＤＭシンボル同期部１０４は、変換されたデジタル信号についてＯＦＤＭのシンボル同期を取り、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を除去する。

その後、ＦＦＴ部１０５は、ＧＩを除去したデジタル信号についてフーリエ変換を行ない、サブキャリア毎の信号に分離する。

次に、サブキャリア毎に分離された信号は、伝搬路補償部１１２と伝搬路推定部２０１とへ入力され、伝搬路推定部２０１では、次のような処理を実施する。

パイロット抽出部１０６は、フーリエ変換された伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルから、パイロットサブキャリア信号を抽出する。本実施形態では伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルではすべてのサブキャリアがパイロットサブキャリア信号と仮定しているため、すべてのサブキャリアの周波数情報が抽出される。抽出された周波数情報は、乗算部１０７において送信機において使用されたパイロット複素共役信号生成部１０８が生成したパイロットサブキャリア信号の複素共役信号と乗算される。乗算部１０７における乗算により周波数領域における伝搬路変動を伝搬係数の振幅値および位相値として求めることができる。この振幅値および位相値を周波数情報あるいは周波数応答と称す。

なお、本来は周波数情報を求めるためにはパイロットサブキャリア信号に使用する符号で複素除算を行なう必要があるが、本実施形態、並びに以下に記述する実施形態では演算量低減のためにパイロットサブキャリア信号に使用する符号の振幅を１として、複素除算を複素共役信号の乗算で代用して周波数応答を求めるものとする。この複素除算により算出された周波数応答は伝搬路の周波数応答に雑音、干渉を含んだものとなっている。

また、本明細書では、乗算部１０７への入力、すなわち、パイロット抽出部１０６が、フーリエ変換後の信号から抽出した信号を第１の周波数情報とする。また、乗算部１０７からの出力、すなわち、第１の周波数情報へ複素共役信号を乗算した値を第２の周波数情報とする。

算出された第２の周波数情報に対し、外挿部１２０は、信号が割り当てられていない補間候補帯域のサブキャリアの信号を外挿し、周波数応答を補間する。外挿部１２０からの出力、すなわち第２の周波数情報に対し外挿処理した情報を第３の周波数情報とする。外挿部１２０の詳細な動作については後述する。

次に、ＩＦＦＴ部１０９は、第３の周波数情報について逆フーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路変動を時間領域における伝搬路変動（インパルス応答、または遅延プロファイル）に変換する。通常、時間領域における伝搬路変動の信号においては、電力がＩＦＦＴ出力のある程度の範囲に集中するため、雑音除去部１１０は、電力が集中する範囲以外の信号は雑音とみなし、零に置き換える処理を行なう。

ＦＦＴ部１１１は、雑音除去部１１０の出力に対してフーリエ変換を行ない、これによりＯＦＤＭ信号帯域の周波数情報を算出する。これは先に求まった第２の周波数情報並びに第３の周波数情報より、雑音除去部１１０で雑音や干渉が除去されるため高精度な周波数情報となっている。ＦＦＴ部１１１から出力された周波数情報を補償用の周波数情報とする。そして、伝搬路補償部１１２は、ＦＦＴ部１０５から出力されるサブキャリア毎に分離された信号と、ＦＦＴ部１１１から出力される補償用の周波数情報とを利用して伝搬路補償を行なう。このようにして伝搬路補償されたデータは、復号部１１３で復調、誤り訂正などの復号処理が行なわれ、データが得られる。データは上位層などへ送られる。

次に、外挿部１２０の処理について説明する。図１では、外挿部１２０は、乗算部１０７とＩＦＦＴ部１０９との間に配置しているが、第１の実施形態の場合に限り、パイロット抽出部１０６と乗算部１０７との間に配置することも可能である。また、２つの送信アンテナを用いるＭＩＭＯシステムを想定しているため、伝搬路推定部２０１は２つのアンテナそれぞれの伝搬路情報を推定することになる。図１には明記していないが、伝搬路推定部２０１を２つ（アンテナの数）用意するか、伝搬路推定部２０１内で、アンテナの数のループをまわすことで、複数のアンテナからの伝搬路を推定する。さらに、伝搬路補償部１１２、復号部１１３ではＭＩＭＯ受信に応じた動作をする必要があるが、本発明には影響しない内容であるので、説明を省略する。

図１に示すように、外挿部１２０は、補間情報生成部１２１とサブキャリア補間部１２２とを備える。補間情報生成部１２１は、第１の周波数情報または第２の周波数情報のいずれかから、アンテナ毎に伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成する際に使用された異なる既知信号の組み合わせに基づいて一部分の情報を選択し、選択した情報を用いて信号が割り当てられていない信号帯域の情報を補間する補間周波数情報を生成する。特に、本実施形態では、同じ位置（サブキャリア番号）のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせから補間周波数情報のもとになるサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの第１の周波数情報または第２の周波数情報を用いて前記補間周波数情報を生成する。サブキャリア補間部１２２は、補間情報生成部１２１が生成した補間周波数情報を第２の周波数情報へ補間して第３の周波数情報を算出する。具体的には、サブキャリア補間部１２２は、補間周波数情報を第２の周波数情報へ加算する。

ここで、本実施形態の外挿部１２０の動作の詳細を示す。外挿部１２０（補間情報生成部１２１）への入力波形（第２の周波数情報）の一例を図２に示す。図２において、横軸はＦＦＴポイントであり、縦軸は電力を示している。伝搬路推定部２０１は、２つの送信アンテナから送信された伝搬路推定用ＯＦＤＭ信号を入力する。図２では、ＦＦＴポイントの３８５から６３９までは、フィルタリングのために使用されず、また、零はＤＣ（直流電位）に相当するため、通常のＯＦＤＭシステムでは使用しない場合の入力波形の一例を示している。従って、図２では、ＦＦＴポイントが１から３８４の３８４波と、６４０から１０２３までの３８４波に相当する位置のサブキャリアを使用するシステムとなっている（ＦＦＴポイントが１から３８４の３８４波と、６４０から１０２３までの３８４波の二つの信号帯域を設定したシステムとなっているが、実際の伝送を行なう周波数帯域ではＤＣに設定したサブキャリアを中心に上下の周波数にサブキャリアは分布する）。

外挿部１２０における補間情報生成部１２１は、ＦＦＴポイントが３８５から６３９の使用されないＦＦＴポイントとなるガードバンド位置にある補間対象帯域のサブキャリアの少なくとも一部分の周波数応答を推定して補間周波数情報を生成し、サブキャリア補間部１２２は、推定したサブキャリアの周波数応答（補間周波数情報）を補間するサブキャリアへ挿入する機能を有する。本実施形態では、補間情報生成部１２１は、ＦＦＴポイント（サブキャリア番号）が、補間対象帯域のＦＦＴポイント（サブキャリア）のうち、３８５あるいは３８６、６３８、６３９等の位置に相当する周波数応答を、実際に信号が存在するサブキャリアから（信号帯域のサブキャリアから）推定するが、一例として、外挿する（補間する）サブキャリア番号が３８５番目のサブキャリアに対し周波数応答を外挿する場合を説明する。

外挿は、アンテナ１からの周波数応答を算出する際においては、外挿するサブキャリア位置におけるアンテナ１からの周波数応答を外挿することが好ましく、同様にアンテナ２からの周波数応答を算出する場合は、外挿するサブキャリア位置におけるアンテナ２からの周波数応答を外挿することが好ましい。以下の例ではアンテナ１からの周波数応答を算出している場合を示している。

まず、送信アンテナ１からの伝搬路情報を推定する処理を説明する。パイロット複素共役信号生成部１０８では、既知信号Ｃの複素共役信号Ｃ^＊＝（ｃ１×ｅ^−ｊθ１、ｃ２×ｅ^−ｊθ１、…、ｃ７６８×ｅ^−ｊθ１）が生成される。乗算部１０７では、サブキャリア毎の第１の周波数情報へ複素共役信号Ｃ^＊を乗算して第２の周波数情報を算出する。

送信アンテナ１からのサブキャリアｋにおける実際の周波数応答をｆ_１−ｋ、送信アンテナ２からの実際の周波数応答をｆ_２−ｋとすると、外挿部１２０に入力されるデータはｃｋ＝±１、ｄｋ＝±１を前提としているので、アンテナ１からの周波数応答を基準に考えると、ｆ_１−ｋ＋ｆ_２−ｋ×ｅ^{ｊ（θ２−θ１）}あるいは、ｆ_１−ｋ−ｆ_２−ｋ×ｅ^{ｊ（θ２−θ１）}となる。ｆ_２−ｋにつく演算がプラスになるかマイナスになるかは、ｃｋとｄｋに依存し、ｃｋ×ｄｋ＝１ならばプラス、ｃｋ×ｄｋ＝−１ならばマイナスになる。ここで、特にθ１とθ２には制限の必要はないので、送信する際θ１＝θ２としておくと、外挿部１２０に入力される周波数応答はｆ_１−ｋ＋ｆ_２−ｋ、あるいは、ｆ_１−ｋ−ｆ_２−ｋになる。

図２ではＦＦＴポイント３８１から３８４の信号帯域のサブキャリアについて、ｃｋとｄｋとの関係により、３８１、３８４番目のサブキャリアがｆ_１−ｋ＋ｆ_２−ｋ、３８２、３８３番目のサブキャリアがｆ_１−ｋ−ｆ_２−ｋとなる場合が示されている。算出された各サブキャリアの第２の周波数情報は、乗算部１０７から補間情報生成部１２１へ入力される。補間情報生成部１２１は、信号帯域のどのサブキャリア（ＦＦＴポイント）の第２の周波数情報を利用して３８５番目のサブキャリアを補間する補間周波数情報を生成するかを判断する。

まず、伝搬路の周波数変動が信号帯域全体であまりない環境（伝搬路の周波数応答がほぼ一定の環境）を想定する。この場合、各サブキャリア間の周波数応答の変動が少ないと考えられるため、信号帯域内でありかつ補間帯域にできるだけ近接する少数のサブキャリアの周波数応答を用いて、補間するサブキャリアの周波数応答を推定することが好ましいと考えられる。ここでは３８３、３８４番目のサブキャリアの周波数応答を用いる場合について説明する。３８３番目のサブキャリアの第２の周波数情報であるｆ_{１−３８３}−ｆ_{２−３８３}を、ｆ_{１−３８３}−ｆ_{２−３８３}＝Ｆ３８３とし、３８４番目のサブキャリアの第２の周波数情報であるｆ_{１−３８４}＋ｆ_{２−３８４}を、ｆ_{１−３８４}＋ｆ_{２−３８４}＝Ｆ３８４とした場合、補間情報生成部１２１では、３８５番目に外挿する値ｆ_{１−３８５}を（Ｆ３８３＋Ｆ３８４）／２として算出し、補間周波数情報を生成する。ここでは、サブキャリア位置３８３から３８５では周波数変動は一定と仮定しているため、これらのサブキャリア位置間でのアンテナ１からの周波数応答や、アンテナ２からの周波数応答をほぼ同一とみなすことが可能となる。そして（Ｆ３８３＋Ｆ３８４）を演算することで、アンテナ１からの周波数応答のみを抽出することができる。サブキャリア補間部１２２では、上記演算で算出した値を補間することになる。アンテナ２からの周波数応答を推定する際は、（Ｆ３８３−Ｆ３８４）／２を演算して同様の処理を行なうことになる。

上記の方法ではｃｋ×ｄｋ＝±１となる場合に限定して説明したが、次の例では、その限定がない一般的な場合について説明する。補間情報生成部１２１では、２アンテナそれぞれからの伝搬特性を推測する方法として連立方程式を使用することができる。例えば送信アンテナ１からの伝搬特性をＨ１、送信アンテナ２からの伝搬特性をＨ２、サブキャリア１での受信信号をＳ１、サブキャリア２での受信信号をＳ２、送信アンテナ１からの送信時にサブキャリア１で使用した符号をＣ１１、サブキャリア２で使用した符号をＣ１２、送信アンテナ２からの送信時に使用した符号を同様にＣ２１、Ｃ２２とすると、受信信号（Ｓ１ Ｓ２）は、

で表され、連立方程式を解くことで伝搬特性Ｈ１、Ｈ２を求める事ができる。この式（１）で表される連立方程式が解を持つためには、

の行列が正則である必要がある。つまり式（２）が正則となるサブキャリア１、サブキャリア２を選択する必要がある。

すなわち、３８５番目のサブキャリアのアンテナ１からの周波数応答を算出するには、３８３、３８４番目のサブキャリアの周波数応答を式（１）に代入することで、アンテナ１（及び２）からの周波数応答が算出できる。サブキャリア補間部１２２では、ここで算出した値をサブキャリア３８５の周波数応答として同値補間することで、全体の伝搬路推定精度を向上させることができる。また、周波数変動を考慮すると、さらに３８１、３８２番目のサブキャリアから周波数応答を算出し、先に３８３、３８４番目のサブキャリアから算出した値とから、３８５番目のサブキャリアの周波数応答を算出する（１次近似など）という方法も考えられる。

この行列式と送信アンテナ本数の関係は、送信アンテナ数がＭ本の場合、最低Ｍ×Ｍの行列を生成し、その行列が正則となることが必要条件である。本実施形態では、送信アンテナ本数が２本であるため、２×２の行列を例として示した。

伝搬路の周波数変動があまりない環境では、補間情報生成部１２１は、実際のパイロットサブキャリア位置で算出される各アンテナからの周波数応答と同じ値を用いて（同値補間で）補間周波数情報を生成する場合を説明したが、ここでは、周波数応答が変動することを考慮し、信号帯域内の複数のサブキャリアから、補間するサブキャリアの周波数情報を推定する場合を説明する。この方法は実際にパイロットが送信されたサブキャリアの周波数応答から外挿帯域の合成（合成とはアンテナ１とアンテナ２からの周波数応答を合成したもの意味する）の周波数応答を１次近似などで複数パターン算出し、その後、そのサブキャリア位置の各アンテナからの周波数応答を、複数のパターンから算出する方法である。具体的には、各サブキャリアの周波数応答の（Ｉ、Ｑ）平面で表す値を用いて補間周波数情報を生成する場合を説明する。図３は図２におけるサブキャリア番号３８１から３８４の周波数応答を（Ｉ、Ｑ）平面で示した図であり、図３（ａ）はサブキャリア番号３８１、図３（ｂ）はサブキャリア番号３８２、図３（ｃ）はサブキャリア番号３８３、図３（ｄ）はサブキャリア番号３８４である。図３では、それぞれのＩ−Ｑ平面での値を（Ｘ_ｋ、Ｙ_ｋ）（ｋは、サブキャリア番号）とする。例えば、補間情報生成部１２１は、３８５番目の周波数応答の推定するために（３８５番目のサブキャリアの補間周波数情報を生成するために）、次の手順を実施する。
（１１）ｃｋ×ｄｋ＝１となるサブキャリア群からｃ３８５×ｄ３８５＝１となる場合のサブキャリア３８５周波数応答（Ｘ_{３８５−１}、Ｙ_{３８５−１}）の推定。
（１２）ｃｋ×ｄｋ＝−１となるサブキャリア群からｃ３８５×ｄ３８５＝−１となる場合のサブキャリア３８５周波数応答（Ｘ_{３８５−２}、Ｙ_{３８５−２}）の推定。
（１３）上記（１１）および（１２）から３８５番目のサブキャリアの周波数応答（Ｘ_３８５、Ｙ_３８５）を算出。

補間位置の合成の周波数応答の推定に使用するサブキャリア群を２本とすると、（１１）にはサブキャリア３８１、３８４が使用される。推定方法として位相平面状の線形補間を用いる場合を一例として説明すると、補間情報生成部１２１は次のような演算結果を取得する。
（１１）の結果、（Ｘ_{３８５−１}、Ｙ_{３８５−１}）は、サブキャリア３８１の周波数応答（Ｘ_３８１、Ｙ_３８１）とサブキャリア３８１の周波数応答（Ｘ_３８４、Ｙ_３８４）を用いて１次近似で推定されるので、（（４×Ｘ_３８４−Ｘ_３８１）／３、（４×Ｙ_３８４−Ｙ_３８１）／３）となる。
同様に（１２）から計算すると、（Ｘ_{３８５−２}、Ｙ_{３８５−２}）は、（（３×Ｘ_３８３−Ｘ_３８２）、（３×Ｙ_３８３−Ｙ_３８２））となる。
（１３）として、３８５番目の周波数応答として外挿する値は、（（Ｘ_{３８５−１}＋Ｘ_{３８５−２}）／２、（Ｙ_{３８５−１}＋Ｙ_{３８５−２}）／２）すなわち、（（４×Ｘ_３８４＋９×Ｘ_３８３−６×Ｘ_３８２−Ｘ_３８１）、（４×Ｙ_３８４＋９×Ｙ_３８３−６×Ｙ_３８２−Ｙ_３８１））となる。

このように、本実施形態によれば、複数のアンテナそれぞれにおいて、各サブキャリアを異なる既知信号で変調して伝送された伝送用シンボルを受信する場合、同じサブキャリア番号のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいて補間するサブキャリアの周波数情報を選択することによって、複数のアンテナから受信した搬送波の特性に応じて選択したサブキャリアの周波数情報を用いて、補間する周波数情報を算出することができる。これにより、時間逆拡散伝搬路推定法において生じる歪みを軽減することが可能となる。

なお、本実施形態ではアンテナが２本の場合のみを扱っているが、同様の方法で３本以上に拡張する事が可能である。

また、上記では、送信アンテナ１について説明したが、送信アンテナ２から送信されたマルチキャリアシンボルの周波数応答を算出する際は、パイロット複素共役生成部１０８が符号をＤｋの複素共役信号を生成し、外挿部１２０で同様の方法で外挿することで、送信アンテナ２からの周波数応答を算出することができる。

さらに、本実施形態では、同値補間と一次線形補間の二つの推定方法の一例を説明したが、上記の説明に限るものではなく、さまざまな推定方法が考えられ、これらを適用することも可能である。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、送信側でＣＩ法を用いて伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成する場合について説明する。受信機１００の構成は図１と同様である。ＣＩ法では、伝搬路推定用シンボルを例えば符号Ｃで生成し、さらにサブキャリア間に一定の位相回転を与えて生成するが、この位相回転量をアンテナ間で異なる値にすることで、受信機での識別・伝搬路推定を可能とする方法である。ここでは、この位相回転量も符号の一部とみなし、各送信アンテナで異なる符号で伝搬路推定用ＯＦＤＭ信号が生成されるとみなしている。

従って、ＣＩ法を用いる場合、各アンテナで用いる伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための既知信号は、第１の実施形態における既知信号Ｃ、既知信号Ｄが特定の関係を持つ場合を指している。特定の関係とは既知信号Ｄが既知信号Ｃから生成される符号であり、既知信号Ｃをサブキャリアに割り当てる際、さらに連続するサブキャリア間で一定の位相回転を与えることにより生成される符号である場合を指している。本実施形態ではその位相回転量をπとして、ｃｋとｄｋは、

の関係にあるものとする。（ただし、ｊ×ｊ＝−１）すなわち、アンテナ１で用いる既知信号は符号Ｃに対しサブキャリア間で０の位相回転を与えたもの、アンテナ２で用いる既知信号は符号Ｃに対してサブキャリア間でπの位相回転量を与えたものとなる。

ここで、ＣＩ法を用いた伝搬路推定技術について説明する。以下では説明を簡単にするために、送信アンテナは２本（送信アンテナ１、送信アンテナ２）とする。また、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルではすべてのサブキャリアが伝搬路推定のためパイロットサブキャリアとして使用され、送受信機間で既知であるとする。

送信アンテナ１からは、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルとして、送受信機間で既知信号Ｃの構成要素ｃｋ（ｋはサブキャリア数内の正の整数）をすべてのサブキャリアに割り当て、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成し送信する。

送信アンテナ２からは、同様に伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルとして、送受信機間で既知信号Ｄの構成要素ｄｋをすべてのサブキャリアに割り当て、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成し送信する。ただし、ｃｋとｄｋは上記の式（３）に示すような関係があり、ｄｋはｃｋの信号を特定の規則に従って変換することによって、生成される符号となっている。

次に、ＣＩ法により生成された伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを受信し、伝搬路推定部２０１が伝搬路を推定する場合の概略動作について示す。

図４に受信機１００のＩＦＦＴ部１０９の出力の波形の一例を示す。送信アンテナ１から受信アンテナへの伝搬路におけるパス総数が３（それぞれの遅延がｔ１、ｔ２、ｔ３）、送信アンテナ２から受信アンテナの伝搬路にマルチパス総数が４（それぞれの遅延がｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４）の場合のＩＦＦＴ部１０９の波形を示しており、ただし、ｔ１からｔ４は、ＩＦＦＴの時間解像度の整数倍としている。図４においては、横軸がＩＦＦＴのポイント（遅延プロファイルの時間に相当する）、縦軸が電力を示している。図４（ａ）は、パイロット複素共役信号生成部１０８で生成される信号をｃｋの複素共役信号とした場合であり、図４（ｂ）は、この信号をｄｋの複素共役信号とした場合を示しており、図４（ａ）とはパルスの発生位置が入れ替わる。

ＩＦＦＴポイントの総数がＮの場合、送信アンテナ１からのパスと送信アンテナ２からのパスの差がＮ／２ポイント離れた位置に観測されることになる。これは、ｄｋをｃｋに対し隣接サブキャリア間の位相回転量をπと設定したためである（式（３）参照）。従って、送信アンテナ１からの伝搬路を算出する場合は、雑音除去部１１０において、送信アンテナ２からの信号電力に相当するパルスを除去し、ＦＦＴ部１１１で周波数変換することで、送信アンテナ１からの周波数応答を算出することが可能となる。同様に送信アンテナ２からの伝搬路を算出する場合は、雑音除去部１１０において、送信アンテナ１からの信号電力に相当するパルスを除去し、ＦＦＴ部１１１で周波数変換することで、送信アンテナ２からの周波数応答を算出することが可能となる。

ここで示した位相回転量を変化させることにより、送信アンテナが３本以上でも同様に処理できる。例えば、４本のアンテナを使用する場合は、構成要素ｃｋに対するサブキャリア間の位相回転量を０、π／２、π、３π／２とすることで、４種類のインパルス応答を算出することが可能となる。ただし、各マルチパスによる遅延波が、他のインパルス群に重ならないような範囲で設計する必要がある。

次に、本実施形態の外挿部１２０の動作の詳細について説明する。本実施形態では、補間情報生成部１２１は、既知信号に与えられた位相差に基づいて選択したサブキャリアの第２の周波数情報を用いて補間周波数情報を生成する。図５は、本実施形態における外挿部１２０に入力される波形（第２の周波数情報）の一例である。図２との違いは、第１の実施形態では、符号に関連性がないため、ｆ_１−ｋ＋ｆ_２−ｋになるサブキャリアとｆ_１−ｋ−ｆ_２−ｋになるサブキャリアが符号の組み合わせ（ｃｋとｄｋとの組み合わせ）で決まっていたが、本実施形態では、ｃｋとｄｋとは式（３）で示したような関係にあるため、ｆ_１−ｋ＋ｆ_２−ｋとｆ_１−ｋ−ｆ_２−ｋが１サブキャリアおきに繰り返されることである。

従って、外挿部１２０において外挿するガードバンド位置のサブキャリアの周波数応答の推定を行なう際、サブキャリア番号が偶数の場合は、実際受信した偶数のサブキャリアから推定を行ない、奇数の場合は奇数のサブキャリアから推定を行なうことになる。以下に、外挿部１２０でサブキャリア２本（３８５、３８６番目のサブキャリア）を外挿する場合の一例を示す。

ある程度の周波数帯域で伝搬路の周波数変動が殆どない場合（補間するサブキャリアの近傍のサブキャリアにおいて、伝搬路変動が少ない場合）、補間情報生成部１２１は、３８５番目のサブキャリアには３８３の値を、３８６番目には３８４番目の値を同値で補間すれば良い。第１の実施形態では、アンテナ毎に外挿処理を行ない、送信アンテナ１からの周波数応答を算出する際は、送信アンテナ１の周波数応答を外挿する方法を取っているが、本実施形態ではその必要はなく、すべてのアンテナからの合成の周波数応答を外挿している。その理由について簡単に説明する。

外挿の目的は、サブキャリア数とＦＦＴポイント数が異なる場合、時間逆拡散伝搬路推定法において、時間応答を求める際の信号電力の広がりによる周波数応答の歪みを防ぐことである。第１の実施形態において、第２の実施形態と同様の推定を行なった場合、外挿することによる歪みの軽減と、干渉成分の増加による精度の劣化による歪みの増加のトレードオフの関係になる。従って、干渉成分の増加がないように送信アンテナ１からの周波数応答を求める際は送信アンテナ１との周波数応答のみの推定値を外挿していた。

一方、本実施形態ではｄｋはｃｋから式（３）に従って生成された符号であるため、ＩＦＦＴ部の出力で信号を分離することができる。さらに本実施形態に示すような外挿を行なうと、周波数応答を算出しているアンテナからの信号成分も、干渉となるアンテナからの信号成分も時間応答における広がりが軽減に寄与するため、干渉成分の増加はほとんどない。よって、本実施形態では、上記のような外挿手段が使用される。

次に、周波数帯域で伝搬路の周波数変動が緩やかな場合について示す。この場合、信号帯域内の複数のサブキャリアから線形補間等の手段で補間するサブキャリアの周波数応答を推定することで、精度を上げることができる。本実施形態では、実際に受信した２つのサブキャリアから線形に補間する方法を示す。奇数番目のサブキャリアに対し外挿を行なう場合は、受信した奇数番目のサブキャリアから、偶数番目のサブキャリアに対し外挿を行なう場合は、受信した偶数番目のサブキャリアから推定して、外挿することになる。

図６は、補間するサブキャリアの選択の一例を説明する図である。図６中、Ｈ^Ｐ _Ｑは、アンテナＰから送信された既知信号について、Ｑ番目のサブキャリア（ＦＦＴポイント）についての周波数応答を示している。Ｒ_Ｑは、Ｑ番目のサブキャリアの受信信号であり、本図においては、信号帯域（ｋ−５からｋまでのサブキャリア）については、実際に受信される信号であり、信号帯域外（ｋ＋１以降のサブキャリア）では、外挿部１２０において外挿される信号である。サブキャリアｋは、信号帯域端となっている。外挿を行なう際サブキャリアの番号ｋ＋１へは、ｋ−１とｋ−３との周波数応答を用いて算出した情報を、ｋ＋２へは、ｋとｋ−２との周波数応答を用いて算出した情報を補間し、以下ｋ＋３以降についても同様に補間することを示している。補間する位置と補間するための情報を生成するサブキャリア位置の関係は、詳しくは後述するが使用するアンテナ本数とＣＩ法を用いる伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成する際の位相回転量で一意に定めることができる。図６に示すように、アンテナ２本、位相回転量がπの場合、送信アンテナ２からの信号は、一サブキャリアおきに反転することになる。従って、補間情報生成部１２１は、一つおきのサブキャリアの周波数応答を用いて補間周波数情報を生成することになる。また、外挿するサブキャリア位置における合成の周波数応答を算出することについては、同値補間で示した場合と同じである。

ここでは例として１次の線形補間を示す。具体的に、３８５番目のサブキャリア位置と、３８６番目のサブキャリア位置に外挿する方法を示す。図７は、図５におけるサブキャリア番号３８１から３８４の周波数応答を（Ｉ、Ｑ）平面で示したものであり、図７（ａ）はサブキャリア番号３８１、図７（ｂ）はサブキャリア番号３８２、図７（ｃ）はサブキャリア番号３８３、図７（ｄ）はサブキャリア番号３８４である。図７では、それぞれのＩ−Ｑ平面での値を（Ｘ_ｋ、Ｙ_ｋ）とする。例えば、補間情報生成部１２１は、３８５番目の周波数応答の推定するために、次の手順を実施する。
（２１）３８１、３８３番目のサブキャリア群から３８５番目を推定。
（２２）３８２、３８４番目のサブキャリア群から３８６番目を推定。

第１の実施形態と比べると３番目のステップがないが、先に示したように、外挿する位置の各アンテナからの伝搬路を推定しなくても、ＩＦＦＴ後でインパルスが分離されるため、２番目までのステップで帯域内の伝搬路推定特性を改善することが可能となる（合成した周波数応答を算出するだけでよい）。

このようにすると、上記（２１）から、（Ｘ_３８５、Ｙ_３８５）は、（Ｘ_３８１、Ｙ_３８１）と（Ｘ_３８３、Ｙ_３８３）を用いて、（（２×Ｘ_３８３−Ｘ_３８１）、（２×Ｙ_３８３−Ｙ_３８１））となる。
同様に上記（２２）から（Ｘ_３８６、Ｙ_３８６）は、（（２×Ｘ_３８４−Ｘ_３８２）、（２×Ｙ_３８４−Ｙ_３８２））となる。

本実施形態においては、推定方法として同値補間と一次線形補間との２つを述べたが、これに限るものではなく、さまざまな推定方法を使用することができる。重要なことは外挿する周波数応答を算出する際、ＣＩ法による回転位相と送信アンテナ数に基づいて、推定するために使用するサブキャリアを決定することである。

他の推定方法としては、位相のみを追従する方法がある。これは、３８５番目以降の奇数のサブキャリアを補間する際は、振幅は３８３番目と同一にし、３８１番目の位相と３８３番目の位相の差を３８３番目と３８５番目の位相差と同じにし、以下、同様の処理を行なう方法である。

また、補間する本数は伝搬路の遅延分散が小さい場合は多く、大きい場合は少なくするとよい特性が得られる。

さらに、本実施形態２で示したように１つの符号を基準とし、位相回転を与えることにより他の符号を生成し伝搬路推定用ＯＦＤＭ信号の既知信号を生成する場合について、補間する周波数情報のもとになるサブキャリアをどのように選択するかを一般化すると以下のようになる。各アンテナの位相回転量θがθｇの整数倍で表すことができる場合、外挿を行なうために使用するサブキャリア群は以下のように決定することができる。まず、ｍ×｜θ_ｇ｜＝２ｎπ（ｍ、ｎは自然数、｜θ｜は、θの絶対値）を満たす最小のｍをＬＣＭ（ＬＣＭ＿Ａは自然数）とする。外挿を行なう位置のサブキャリア番号をｋとした場合、ｋからＬＣＭ＿Ａの倍数離れた位置の受信したサブキャリアを、外挿を行なうために使用するサブキャリアとすればよい。すなわち、補間情報生成部１２１は、補間対象となるサブキャリアｋを起点としてＬＣＭ＿Ａの倍数離れて配置されるサブキャリアｋ±ＬＣＭ＿Ａ、ｋ±２ＬＣＭ＿Ａ・・・・・、の中から周波数情報を選択し、サブキャリアｋの周波数応答を推定する。

さらに位相回転量を一般化するためには、各アンテナ間で与えられる位相回転量の差θ_ｄｉｆｆが必要となる。従って、使用するアンテナ数をＭとするとＭ×（Ｍ−１）／２種類の位相回転量差を使用する必要がある。

すべての位相回転量差θ_ｄｉｆｆについて、ｍ_ａ×｜θ_dｉｆｆ｜＝２ｎπ（ａ、ｄｉｆｆはＭ×（Ｍ−１）／２以下のすべての整数）を満たす最小のｍ_ａを算出する。そして、すべてｍ_ａの最小公倍数をＬＣＭ＿Ｂとすると、ＬＣＭ＿Ｂが波形の繰り返しを意味することになる。すなわち、補間情報生成部１２１は、補間対象となるサブキャリアｋを起点としてＬＣＭ＿Ｂの倍数離れて配置されるサブキャリアｋ±ＬＣＭ＿Ｂ、ｋ±２ＬＣＭ＿Ｂ・・・・・、の中から周波数情報を選択し、サブキャリアｋの周波数応答を推定する。ただし、周波数応答の変動を考えると、できるだけ外挿を行なうサブキャリアに近いサブキャリアを使用するほうがよい。

以上のように外挿を行なうことで、ＣＩ法で送信された伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを用いて精度のよい伝搬路推定を行なうことが可能となる。

上記各実施形態では、第１の実施形態では外挿する本数の例として１本、第２の実施形態では外挿する本数として２本の例を示したが、この数に特に意味はなく、システムが使用される伝搬路環境に依存する。また、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルとしてすべてのサブキャリアがパイロットキャリアとして使用される場合を示したが、一定間隔おきに挿入される場合にも外挿補間を行なう際、その間隔を考慮するのみであり、同様に精度の高い伝搬路推定が可能となる。

本発明に係るマルチキャリア無線受信機の構成の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態の外挿部への入力波形の一例を示す図である。 図２におけるサブキャリア番号３８１から３８４の周波数応答を（Ｉ、Ｑ）平面で示した図である。 受信機のＩＦＦＴ部の出力の波形の一例を示す図である。 第２の実施形態の外挿部への入力波形の一例を示す図である。 補間するサブキャリアの選択を説明する図である。 図５におけるサブキャリア番号３８１から３８４の周波数応答を（Ｉ、Ｑ）平面で示した図である。

符号の説明

１００ 受信機
１０１ アンテナ部
１０２ 無線受信部
１０３ Ａ／Ｄ変換部
１０４ ＯＦＤＭシンボル同期部
１０５、１１１ ＦＦＴ部
１０６ パイロット抽出部
１０７ 乗算部
１０８ パイロット複素共役信号生成部
１０９ ＩＦＦＴ部
１１０ 雑音除去部
１１２ 伝搬路補償部
１１３ 復号部
１２０ 外挿部
１２１ 補間情報生成部
１２２ サブキャリア補間部
２０１ 伝搬路推定部

Claims (10)

1. 異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、
   受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第１の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、
   伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、
   前記第１の周波数情報を前記既知信号の１つで除算し第２の周波数情報を算出する除算部と、
   前記第1の周波数情報または第２の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間し、第３の周波数情報を算出する外挿部と、
   前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。
2. 前記外挿部は、前記複数のアンテナから送信された伝搬路推定用シンボルの同じ位置のサブキャリアを変調した既知信号の組み合わせに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする請求項１記載の受信機。
3. 前記補間情報生成部は、前記複数のアンテナ毎に異なる既知信号によって生成される行列が正則となるサブキャリアを選択することを特徴とする請求項２記載の受信機。
4. 所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路を推定する受信機であって、
   受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第１の周波数情報を算出するフーリエ変換部と、
   伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号を生成する信号生成部と、
   前記第１の周波数情報を前記既知信号の１つで除算し第２の周波数情報を算出する除算部と、
   前記第２の周波数情報から、前記位相回転量θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出・補間し、第３の周波数情報を生成する外挿部と、
   前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。
5. 前記外挿部は、すべての異なる２つのθに関して差θ_ｄｉｆｆを算出し、θ_ｄｉｆｆに基づいてサブキャリアを選択し、選択したサブキャリアの周波数情報を用いて補間する周波数情報を生成する補間情報生成部を有することを特徴とする請求項４記載の受信機。
6. 前記補間情報生成部は、前記位相回転量差θ_ｄｉｆｆ毎にｍ×｜θ_ｄｉｆｆ｜＝２ｎπ（ｍ、ｎは自然数、｜θ｜は、θの絶対値）を満たす最小のｍを算出し、算出されるｍの最小公倍数をＬＣＭ＿Ｂ（ＬＣＭ＿Ｂは整数）とした場合、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数ＬＣＭ＿Ｂの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする請求項５記載の受信機。
7. 前記外挿部は、前記位相回転量θがすべてθｇの整数倍である場合、ｍ×｜θｇ｜＝２ｎπ（ｍ、ｎは自然数、｜θ｜は、θの絶対値）を満たす最小のｍをＬＣＭ＿Ａ（ＬＣＭ＿Ａは整数）として算出し、補間対象となるサブキャリアを起点として前記最小公倍数ＬＣＭ＿Ａの倍数離れて配置されるサブキャリアの中から周波数情報を選択することを特徴とする請求項４記載の受信機。
8. 前記補間情報生成部は、補間対象となるサブキャリアに近いサブキャリアの周波数情報を選択することを特徴とする請求項１または請求項４記載の受信機。
9. 異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、
   受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎に第１の周波数情報を算出し、
   前記第１の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の１つで除算して、第２の周波数情報を算出し、
   前記第1の周波数情報または第２の周波数情報から、サブキャリアが送信されていない位置の前記送信アンテナからの周波数応答の情報を算出・補間して、第３の周波数情報を算出し、
   前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする周波数情報推定方法。
10. 所定の符号の各要素間に送信アンテナ毎に異なる位相回転量θを与えることにより生成される異なる既知信号で変調されたサブキャリアを含み、複数の送信アンテナから送信された伝搬路推定用シンボルを受信し、前記各送信アンテナからの伝搬路の推定に用いられる周波数情報推定方法であって、
    受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換して、サブキャリア毎の第１の周波数情報を算出し、
    前記第１の周波数情報を、伝搬路推定用シンボルに含まれるサブキャリアの変調に使用された既知信号の１つで除算して、第２の周波数情報を算出し、
    前記第２の周波数情報から、前記位相回転量θに基づいてサブキャリアが送信されていない位置において合成した周波数応答の情報を算出・補間して、第３の周波数情報を生成し、
    前記第３の周波数情報を逆フーリエ変換することを特徴とする周波数情報推定方法。

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