CN102725969A - 通信装置和基站装置 - Google Patents

Abstract

提供了一种通信装置，该移动通信装置能够从接收到的信号中有效地移除干扰波，同时减少计算负荷。基站装置(BS2)包括计算接收到的信号的权重的权重计算单元(8)。权重计算单元(8)包括计算单元(8a)和选择单元(8b)。计算单元(8a)计算第一权重和第二权重。通过使用要更新的目标已知信号，针对所述目标已知信号更新第一其他已知信号的权重来获得第一权重，第一其他已知信号的权重在使用该目标已知信号进行这样的更新之前立即更新。通过使用要更新的目标已知信号，针对目标已知信号更新与第一其他已知信号不同的第二其他已知信号的权重来获得第二权重。针对多个接收到的参考信号中的每一个，选择单元(8b)将第一权重和第二权重中的具有较低估计误差的一个选择为所接收到的参考信号的权重。

Description

通信装置和基站装置

技术领域

本发明涉及一种通信装置和一种基站装置。

背景技术

常规上，存在包括基站装置和通过无线电连接到基站装置的移动终端装置的无线电通信系统。基站装置中的每一个都形成其中基站装置能够与终端装置进行通信的覆盖区域(小区)。位于小区内的终端装置能够与形成小区的基站装置执行无线电通信(例如，见专利文献1)。

在上述的无线电通信电系统中，当由相应的多个基站装置设置的覆盖区域(小区)彼此重叠时，从基站装置发射的信号可以到达在该基站装置附近的其他基站装置的小区中的终端装置，并且因此对于终端装置变成干扰信号。

另外，上述的无线电通信系统包括作为基站装置的例如形成若干千米大小的小区(宏小区)的宏基站装置；和安装在宏小区中并且在宏小区中形成几十米量级的相对小的小区(毫微微小区)的毫微微基站装置。在此无线电通信系统中，由于基本上由毫微微基站装置形成的毫微微小区的整个区域与毫微微小区重叠，所以能够说此环境在其间容易引起干扰。

对于在这样的环境之下抑制干扰波的方法，考虑了诸如以低的电平在干扰给定侧上保持发射功率和通过多天线系统来移除干扰波的措施。

其中，对于通过多天线系统来移除干扰波的方法，如其申请由本发明的发明者提交的以下专利文献2中所示，存在其中在每一最小单位的无线电资源分配的基础上来计算权重的方法，从而仅基于从相同用户接收到的信号来计算权重。根据此方法，由于最小单位中的干扰源的数目是有限的，所以能够获得适当的权重并且因此能够有效地执行干扰波的移除。

引用列表

[专利文献]

专利文献1：日本未审查专利公开No.2009-177532

专利文献2：日本专利申请NO.2009-245337

[非专利文献]

非专利文献1：Takeshi Hattori,"OFDM/OFDMA Textbook",1stedition,Impress R&D,2008,pp.310-312 and pp.329

发明内容

技术问题

在上述的专利文献2中描述的方法中，尽管能够有效地执行干扰波的移除，但是需要执行用于在每一最小单位的基础上确定权重的相关矩阵的估计和对其的逆矩阵的计算，并且因此，存在计算负荷相对大的问题。

根据上述观点(第一观点)的本发明的目的因此是提供一种能够从接收到的信号中有效地移除干扰波同时降低计算负荷的通信装置。

同时，在诸如LTE(长期演进)的通信标准中，在从用户终端到基站装置的上行链路调度中，除了时域和频域调度之外还执行了空分复用调度。

空分复用调度通过相同的频率域同时被分配给多个用户终端的多用户MIMO(多输入多输出)来执行。例如，在LTE中的空分复用调度中，相同的资源块(RB：给用户的最小单位的资源分配)同时被分配给多个用户终端。

当在LTE上行链路中执行多用户MIMO时，多个用户终端的参考信号通过使用循环移位的代码复用来发射。从多个用户终端同时发射的信号作为复用信号由基站装置接收。基站装置将所接收到的复用信号解复用成用于相应的用户终端的信号并且使用该信号用于相应的用户终端的信道估计(例如，见非专利文献1)。

为了解复用通过循环移位所代码复用的参考信号，基站装置通常通过IDFT(离散傅立叶逆变换)将经复用的参考信号的信道频率响应变换到时域中。此后，基站装置使用窗口函数将信道时间响应分离成用于相应的用户的信道时间响应，并且对用于相应的用户的经分离的信道时间响应执行DFT(离散傅立叶变换)以再次将信道时间响应变换成频域信号，以及从而估计用于相应的用户的信道特性。

然而，通过按照上述的方法对复用信号进行解复用所估计的信道特性具有在频带的两端有可能出现失真的问题。此方面的原因如下。具体地，当复用参考信号的传递系数通过IDFT被变换到时域中时，由于删去并且定期性地扩张了有限数目的数据，所以数据在扩张部分的边界处是不连续的，并且因此更高阶系数有可能出现。结果，认为在被变换到时域中之后的数据的延迟扩展增加了。当数据的延时扩展因此增加时，一旦此后使用窗口函数将数据解复用成用于相应用户的数据之后，数据的扩展变得大于窗口宽度，这造成窗口宽度外的数据的损失。因此，认为失真出现在估计信道特性中。

如上文描述，当在估计的信道特性的频带的两端出现失真时，使用该信道特性的解调制处理可能不利地受到影响，并且因此寻求能够抑制这样的失真并且进一步增加信道估计准确性的技术。

根据上述的观点(第二观点)的本发明的目的因此是提供一种能够合适地对复用参考信号进行解复用并且进一步增加信道估计准确性的通信装置。

此外，如先前描述的，当在LTE上行链路中执行多用户MIMO时，使用代码复用来复用来自多个用户终端的参考信号。如图26中所示，从多个用户终端同时发射的信号x₁和x₂变成空间复用信号。所述空间复用信号由基站装置中的多个接收天线来接收，并且被解复用成来自相应的用户终端的信号。

对于对空间复用信号进行解复用的通用方法，存在诸如迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)的线性解复用和最大似然估计。

在LTE中，通过针对参考信号(导频)为不同的用户终端使用不同的循环移位，确保了用户终端之间的正交性并且实现了空分复用。因此，在基站装置中，通过估计信道矩阵H，能够对所接收到的空间复用信号进行解复用，并且能够获得来自用户终端的经发射的信号x₁和x₂的估计值。

通过上述的解复用方法的空间复用信号的解复用要求信道矩阵H的估计。为此，要求来自空间复用用户终端的参考信号(导频)之间的正交性(正交的)。

因此，同样地如非专利文献1中所示，在空分复用调度中，相同RB完全需要分配给待空间复用的多个用户终端。

由于相同RB完全需要分配给待空间复用的多个用户终端的约束的原因，一旦空分复用，则资源分配的低灵活性的问题出现了。

具体地，如图27中所示，与用户1空间复用的用户2需要被分配与用户1完全相同的频率(RB)，并且与用户5空间复用的用户6也需要被分配与用户5完全相同的频率(RB)。当执行空分复用调度时这样的约束减小了资源分配的灵活性。

根据上述的观点(第三观点)的本发明的目的因此是增加当执行空分复用调度时的资源分配的灵活性。

对问题的解决方案

本发明的发明者已经专心致力于研究以获得能够从接收到信号中有效地移除干扰波同时降低计算负荷的通信装置。在研究的过程中，发明者把注意力集中在以下的点。例如，如在LTE上行链路中采用的SC-FDMA中，当分配最小单位的无线电资源分配时，如果通信方案是使得连续地布置的多个最小单位被分配给单个用户，则很可能的是在其中分配给单个用户的多个最小单位被连续地布置的方向上彼此邻近的最小单位之间存在相关性。此外，对于来自作为干扰源的通信装置的干扰波来说，同样地，很可能的是在彼此邻近的最小单位之间存在相关性。因此，存在包括干扰波的影响的彼此相关的多个最小单位可以连续地存在的可能性。也就是说，发明者已经发现以下事实并且得出本发明。具体地，利用诸如上文描述的通信方案，在没有在每一最小单位的基础上来计算权重的情况下，通过沿着其中分配给单个用户的多个最小单位被连续地布置的方向执行权重计算，通过顺次更新型计算方法而不管用户分配状态如何，针对每个相关的区能够获得具有允许干扰波的有效移除的高准确性的权重。

(1)也就是说，本发明的第一方面提供了一种包括权重计算单元的通信装置，所述权重计算单元通过其中在每一已知信号的基础上执行顺次更新的计算方法来计算包括在接收到的信号中的相应的多个已知信号的权重，其中，该权重计算单元包括：计算单元，所述计算单元计算包括作为更新目标的目标已知信号的至少第一权重和第二权重的多个权重，通过使用目标已知信号更新第一其他已知信号的权重来获得第一权重，紧挨在使用目标已知信号执行更新之前更新第一其他已知信号的权重，并且第二权重通过使用目标已知信号更新与第一其他已知信号不同的第二其他已知信号的权重来获得；以及选择单元，所述选择单元将具有较低的估计误差的目标已知信号的多个权重中的一个选择为目标已知信号的权重。根据上述的本发明，在降低了计算负荷的同时，能够从接收到的信号有效地移除干扰波。

(2)更具体地，优选的是计算单元以包括至少第一次序和与第一次序不同的第二次序的多个次序来选择多个预定区，所述多个预定区中的每一个都由一个或多个无线电分配的最小单位组成，并且每当以第一次序选择预定区时，至少使用包括在所选择的预定区中的已知信号来计算第一权重，以及每当以第二次序选择预定区时，使用包括在所选择的预定区中的已知信号来计算第二权重。

根据具有上述配置的通信装置，由于权重计算单元中的计算单元通过其中在每一已知信号的基础上执行顺次更新的计算方法来计算相应的多个已知信号的多个权重，所以不需要执行用于在每一最小单位的基础上确定权重的相关矩阵的估计及其计算，如在上述常规示例中完成的一样，并且因此，能够降低其计算的量，使得能够降低计算负荷。

此外，在本发明中，如上文描述，当接收到通过用于将多个连续布置的最小单位分配给单个用户的方案发射的信号时，存在包括干扰波的影响的彼此相关的多个最小单位可以连续地存在的可能性。

因此，通过计算单元适当地设置作为选择包括用于计算权重的已知信号的预定区的次序的多个次序之中的彼此不同的至少第一次序和第二次序，既能够顺次地更新权重又能够在多个相关的最小单位连续地存在的区中计算权重。因此，在多个相关的最小单位连续地存在的区中，能够获得用于在顺次更新中使用的更多的已知信号，并且因此能够获得具有低估计误差和高准确性的值。

另外，由于选择单元针对多个已知信号中的每一个将具有较低估计误差的目标已知信号的多个权重中的一个选择为已知信号的权重，所以权重计算单元能够针对用于多个相关最小单位连续地存在的每个区的已知信号获得具有高准确性的权重。

通过上文的，根据本发明，在降低了计算负荷的同时，能够获得具有已知信号的高准确性的权重，并且因此能够从接收到的信号有效地移除干扰波。

(3)此外，由于每当以第一次序选择预定区时，计算单元使用包括在所选择的预定区中的已知信号来计算第一权重，并且每当以第二次序选择预定区时，使用包括在所选择的预定区中的已知信号来计算第二权重。因此，优选的是第二次序是第一次序的逆次序。在这种情况下，能够获得以选择预定区的相反的次序更新的第一权重和第二权重，并且因此选择单元能够获得具有已知信号的高准确性的权重。

(4)(5)优选的是预定区中的每一个是在不用参考用户分配信息的情况下能够被识别为分配给相同用户的区。在这种情况下，通过选择预定区，能够在宽范围上捕获其中多个相关最小单位连续地存在的区而不用参考用户分配信息。注意，优选的是无线电分配的最小单位中的每一个是资源块。

(6)(7)优选的是，第一和第二次序是其中预定区沿着频率方向和时间方向中的至少一个被布置的次序。另外，优选的是，目标已知信号、第一其他已知信号以及第二其他已知信号沿着频率方向和时间方向中的至少一个被布置。

在这种情况下，计算单元能够适当地设置第一和第二次序以及第一其他已知信号和第二其他已知信号的布置，使得能够根据接收到的信号获得具有高准确性的权重。

(8)(9)优选的是，由通信装置接收到的所接收到的信号是待通过用于将多个连续布置的最小单位分配给单个用户的方案发射的信号。更具体地，优选的是用于将多个连续布置的最小单位分配给单个用户的方案是SC-FDMA方案。

在SC-FDMA方案的情况下，由于该方案，因为在频率方向上连续布置的多个最小单位被分配给单个用户，所以很可能的是沿着频率方向连续地布置的最小单位具有相关性，并且因此权重计算单元能够适当地计算沿着频率方向的已知信号的权重。

(10)本发明的第二方面提供了一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据其中多个参考信号通过循环移位来复用的接收到的复用信号来估计分别包括多个参考信号的多个接收到的信号的信道特性，其中，信道估计单元基于通过对所接收到的复用信号的信道频率响应执行离散余弦变换所获得的接收到的复用信号的信道时间响应来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。根据上述发明，能够适当地对复用的参考信号进行解复用并且因此能够进一步增加信道估计准确性。

(11)更具体地，优选的是信道估计单元包括：第一变换单元，所述第一变换单元对所接收到的复用信号的信道频率响应执行离散余弦变换并且从而获得所接收到的复用信号的信道时间响应；开窗处理单元，所述开窗处理单元将所接收到的复用信号的信道时间响应分离成相应的多个参考信号的信道时间响应；以及第二变换单元，所述第二变换单元对相应的多个参考信号的所分离的信道时间响应执行反离散余弦变换，并且从而获得相应的多个参考信号的信道频率响应，以及基于相应的多个参考信号的信道频率响应来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。

根据具有上述配置的通信装置，由于信道估计单元中的第一变换单元通过离散余弦变换将接收到的复用信号的信道频率响应变换成信道时间响应，所以能够阻止在上述常规示例中在IDFT中看出的基于定期性扩张则出现数据的不连续部分，并且因此能够阻止在接收到的复用信号的信道时间响应中的相应的多个参考信号的信道时间响应中出现的延迟扩展增加。因此，能够抑制当通过开窗处理单元将信道时间响应分离成相应的多个参考信号的信道时间响应时出现的数据损失。结果，能够抑制待估计的信道特性中的失真的出现，使得能够增加信道估计准确性。

(12)本发明的第二方面提供了一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据其中多个参考信号通过循环移位来复用的接收到的复用信号来估计分别包括多个参考信号的多个接收到的信号的信道特性，其中，信道估计单元基于通过对所接收到的复用信号的信道频率响应执行偶对称扩张处理所获得的处理函数来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。

(13)更具体地，优选的是信道估计单元包括：乘法单元，所述乘法单元将所接收到的复用信号的信道频率响应乘以基于相应的多个参考信号的循环移位所获得的复数常数，并且从而针对相应的多个参考信号获得其中多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率的所接收到的复用信号的信道频率响应；扩张处理单元，所述扩张处理单元对其中多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率的所接收到的复用信号的信道频率响应执行偶对称扩张处理，并且从而获得用于相应的多个参考信号的处理函数；以及滤波器单元，所述滤波器单元从用于相应的多个参考信号的它们对应的处理函数中仅获得移位到它们相应的原始频率的多个参考信号的信道频率响应，并且基于多个参考信号的信道频率响应来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。

根据具有上述配置的通信装置，由于信道估计单元中的扩张处理单元对接收到的复用信号的信道频率响应执行偶对称扩张处理，所以能够抑制当滤波器单元分离和获得多个参考信号的信道频率响应时出现的数据损失。结果，能够抑制待估计的信道特性的失真的出现，使得能够增加信道估计准确性。

此外，在本发明的通信装置中，由于相应的多个参考信号的信道频率响应在频域中获得，所以不需要执行诸如IDFT的具有大量的计算的处理，使得能够实现其中能够降低装置上的负荷的配置。

(14)优选的是，多个扩张处理单元中的每一个都在复用信号的对应的信道频率响应之前和之后对频率轴执行扩张，其中对应的参考信号的信道频率响应向其原始频率移位了与对应的滤波器单元的组延迟的长度相对应的长度。在这种情况下，在利用最小必要量的数据来执行扩张的同时，能够更有效地抑制由滤波器单元引起的数据损失。

(15)另外，由于由滤波器单元获得的信道时间响应包括作为经过滤波器单元的结果出现的延迟分量，所以优选的是信道估计单元进一步包括多个移除单元，所述多个移除单元移除在由多个滤波器单元获得的多个参考信号的信道频率响应部分中出现的延迟分量。由此，能够更准确地获得相应的多个参考信号的信道时间响应。

(16)本发明的第二方面提供了一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据其中多个参考信号通过循环移位来复用的接收到的复用信号来估计分别包括多个参考信号的多个接收到的信号的信道特性，其中，信道估计单元通过对所接收到的复用信号的信道频率响应执行基于偶对称的处理来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。

根据具有上述配置的通信装置，由于信道估计单元对接收到的复用信号的信道频率响应执行基于偶对称的处理，所以能够抑制当从处理之后所获得的信道频率响应中分离和获得多个参考信号的信道频率响应时出现的数据损失。结果，能够抑制待估计的信道特性的失真的出现，使得能够增加信道估计准确性。

(17)本发明的第二方面提供了一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据其中多个参考信号通过循环移位来复用的接收到的复用信号来估计分别包括多个参考信号的多个接收到的信号的信道特性，其中，信道估计单元包括：乘法单元，所述乘法单元将所接收到的复用信号的信道频率响应乘以基于相应的多个参考信号的循环移位所获得的复数常数，并且从而针对相应的多个参考信号获得其中多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率的所接收到的复用信号的信道频率响应；和滤波器单元，所述滤波器单元从其中多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率的所接收到的复用信号的它们对应的信道频率响应中仅获得移位到它们相应的原始频率的多个参考信号的信道频率响应，并且基于多个参考信号的信道频率响应来估计相应的多个接收到的信号的信道特性。

根据具有上述配置的通信装置，由于在频域中获得了相应的多个参考信号的信道频率响应，所以不需要执行诸如IDFT的具有大量的计算的处理，使得能够实现简单的配置。

(18)本发明的第三方面提供了一种包括能够对多个用户终端执行空分复用调度处理的调度单元的基站装置，所述基站装置包括：信号解复用单元，所述信号解复用单元将空间复用信号解复用成来自相应的用户终端的信号，其中，所述信号解复用单元被配置成对空间复用信号执行自适应阵列处理，把待解复用和提取的来自用户终端的信号看作期望的信号，并且把与所期望的信号空间复用的来自其他用户终端的信号看作干扰信号，并且从而获得来自相应的用户终端的信号。

根据上述发明，对空间复用信号执行了自适应阵列处理，把待解复用和提取的来自用户终端的信号看作期望的信号，并且把与所期望的信号空间复用的来自其他用户终端的信号看作干扰信号，从而能够获得来自相应的用户终端的信号。在这种情况下，不需要来自该其他用户终端的导频信号。因此，不存在完全相同的资源(频率)需要被分配给待空间复用的多个用户终端的约束，增加了资源分配的灵活性。

(19)基站装置优选地是毫微微小区基站装置。由于毫微微小区是相对小的，所以存在非常小的多路径和延迟，并且因此容易获得适合于对空间复用信号执行自适应阵列处理的条件。

(20)信号解复用单元能够使用导频信号来执行用于自适应阵列处理的权重计算，所述导频信号的循环移位的量被设置用于多个用户终端中的每一个使得导频信号之间的互相关小于多个用户终端之间的预定阈值。在这种情况下，能够确保导频信号之间的正交性并且因此来自多个空间复用的用户终端的导频信号能够彼此区别开。

(21)优选的是，自适应阵列处理使用在给用户的每一最小单位的资源分配的基础上计算的权重来执行。由于发射视为干扰信号的信号的其他用户终端在给用户的最小单位的资源分配上是无变化的，所以能够执行相称的自适应阵列处理。

(22)优选的是，提供了确定单元，该确定单元确定是否能够执行通过自适应阵列处理的信号解复用。通过确定是否能够执行通过自适应阵列处理的信号解复用，能够应对其中不能够执行解复用的情况。

(23)优选的是，确定单元通过确定是否存在干扰信号来确定是否能够执行通过自适应阵列处理的信号解复用。当存在干扰终端时，难以通过自适应阵列处理执行信号解复用。因此，通过进行这样的确定，能够应对这样的情况。

(24)优选的是，确定单元基于尝试执行通过自适应阵列处理的信号解复用的结果来确定是否能够执行信号解复用。通过进行这样的确定，能够应对其中不能够执行解复用的情况。

(25)当通过确定单元确定不能够执行信号解复用时，调度单元不使用空分复用来执行调度处理，或者执行其他空分复用调度处理。通过这个，能够恰当地应对其中不能够执行解复用的情况。

附图说明

[图1]图1是示出了采用LTE方案的无线电通信系统(例如，用于移动电话的通信系统)的配置的示意图。

[图2]图2是示出了LTE上行链路无线电帧的结构的图。

[图3]图3是更具体地示出了时隙的结构的图。

[图4]图4是示出了根据本发明的实施例的基站装置的接收机电路的配置的框图。

[图5]图5是用于描述当计算单元计算所接收到的参考信号的权重时用于接收到的参考信号的更新方向的图。

[图6]图6是示出了当计算单元和选择单元计算接收到的参考信号的权重时使用的过程的流程图。

[图7]图7是示出了上行链路中给移动终端的无线电资源分配的状态的示例的示意图。

[图8]图8是其中计算单元和选择单元在图7中所示出的状态中计算接收到的参考信号的权重的情况的示例的图，并且图8的(a)是示出了用于第一权重u_i的估计误差e_up(i)的计算结果的曲线图，图8的(b)是示出了用于第二权重v_i的估计误差e_down(i)的计算结果的曲线图，而图8的(c)是示出了用于当选择了用于两个权重的估计误差中的更小的一个的估计误差e的曲线图。

[图9]图9的(a)是示出了当计算单元计算所接收到的参考信号的权重时用于接收到的参考信号的更新方向的其他模式的图，而图9的(b)是示出了与图9的(a)中的模式不同的其他模式的图。

[图10]图10是示出了用于当计算单元计算接收到的参考信号的权重时、用于当在频率方向和时间方向上执行顺次更新时接收到的参考信号更新方向的模式的图。

[图11]图11是示出了LET方案的无线电通信系统的配置的示意图。

[图12]图12是示出了基站装置的接收系统的原理部分的配置的框图。

[图13图13是示出了信道估计单元的配置的框图。

[图14]图14是用于描述通过离散余弦变换的定期性扩张的模式的图，并且图14的(a)示出了离散余弦变换的情况，而图14的(b)示出了IDFT的情况。

[图15]图15是用于描述针对当信道频率响应被变换到时域中时的模式的图，并且图15的(a)示出了离散余弦变换的情况的示例，而图15的(b)示出了IDFT的情况的示例。

[图16]图16是示出了根据本发明的第二实施例的包括在基站装置中的信道估计单元的配置的框图。

[图17]图17的(a)是示意性地示出了在执行偶对称扩张处理之后的处理函数的示例的图，而图17的(b)是示出了由LPF单元获得的单个用户终端的信道频率响应的示意图。

[图18]图18是示出了用于实现示例和比较示例的信道估计结果的曲线图，并且图18的(a-1)和(a-2)是示出了用于第一实现示例的信道估计结果的曲线图，图18的(b-1)和(b-2)用于第二实现示例，以及图18的(c-1)和(c-2)用于比较示例。

[图19]图19示出了使用通过仿真已验证的用于第一实现示例和比较示例的信道估计结果解调制的所获得的星座图中的数据的表示的示例，并且图19的(a)示出了用于第一实现示例的表示，而图19的(b)示出了用于比较示例的表示。

[图20]图20是无线电通信系统的配置图。

[图21]图21是信号解复用单元的框图。

[图22]图22是描述如何执行通过自适应阵列处理的信号解复用的图。

[图23]图23是示出了空分复用调度的示例的图。

[图24]图24是由基站装置执行的处理的流程图。

[图25]图25是在基本意义上示出了干扰终端的存在的图。

[图26]图26是常规信号解复用方法的说明图。

[图27]图27是示出了常规空分复用调度的示例的图。

具体实施方式

在下文中将参考附图对本发明的优选实施例进行描述。

[第一章权重计算]

在第一章中，使用LTE(长期演进)作为通信方案的示例进行描述，但是通信方案不限于此。

[1.1通信系统的配置]

图1是示出了采用LTE方案的无线电通信系统(例如，用于移动电话的通信系统)的配置的示意图。

该无线电通信系统包括多个基站装置BS1和BS2以及能够与基站装置BS1执行无线电通信的多个移动终端(用户终端)MS1至MS6。

例如，基站装置BS1被配置为形成若干千米大小的覆盖区域(宏小区)MC的多个宏基站装置，并且基站装置BS2被配置为安装在宏小区MC中并且形成约几十米量级的相对小的毫微微小区FC的毫微微基站装置。

基站装置BS1能够与宏小区MC中的移动终端执行无线电通信。

基站装置BS2被布置在例如难以从宏基站装置接收到无线电波的位置，例如室内，并且形成毫微微小区FC。基站装置BS2能够与由基站装置BS2自身形成的毫微微小区FC中的移动终端执行无线电通信。在此系统中，即使在难以从宏基站装置等接收到无线电波的位置中，通过在该位置中安装作为形成相对小的毫微微小区FC的毫微微基站装置的基站装置BS2，能够向移动终端提供具有足够吞吐量的服务。

在本实施例的无线电通信系统中，下行链路采用正交频分多址(OFDMA)，而上行链路采用单载波频分多址(SC-FDMA)。因此，基站装置BS1和BS2每个都具有支持OFDMA方案的发射机电路和支持SC-FDMA方案的接收机电路。移动终端MS1至MS6每个都具有支持SC-FDMA方案的发射机电路和支持OFDMA方案的接收机电路。

图2是示出了LTE上行链路无线电帧的结构的图。此帧通过频分复用由多个移动终端共享，使得能够通过基站装置来多路存取。除了频分复用之外，还可以执行空分复用。当与基站装置建立通信连接时每个移动终端实现了帧同步。

如图2中所示，一个LTE上行链路无线电帧包括布置在时间轴方向上的10个子帧，并且具有10毫秒的时间长度。

一个子帧包括布置在时间轴方向上的两个时隙，并且具有1毫秒的时间长度。一个时隙包括布置在时间轴方向上的七个(或六个)码元并且具有0.5毫秒的时间长度。

码元的最后部分的副本被作为CP(循环前缀)添加到形成时隙的码元中的每一个的前面。注意，每个码元都包括N个子码元(N是大于或等于2的整数)，其是已调制的数据码元(QPSK调制的数据码元、QAM调制的数据码元等)。

图3是更具体地示出了时隙的结构的图。参考图2和3，在时隙中，在形成时隙的码元中，第四个码元(码元号码3)是作为已知信号的参考信号(带阴影线的圆)，而其它码元是数据信号(开放的圆)。在该时隙中的第四个码元(码元号码3)中，所有的子载波都是参考信号。

此外，在LTE中，设置了称作资源块的无线电资源分配的最小单位并且一个资源块具有7或6个码元×12个子载波。

在采用SC-FDMA方案的LET上行链路中，为了维持作为SC-FDMA的特征的低PAPR，从单个用户发射的数据被分配到在频率方向上连续布置的多个资源块。

注意，用户分配(频率分配)由基站装置BS1和BS2来确定。基站装置BS1和BS2中的每一个使用下行链路帧向连接或尝试连接到基站装置的移动终端通知确定的用户分配信息。已经接收到该通知的移动终端使用通过基站装置分配于此的频率(子载波)来执行上行链路通信。

[1.2基站装置的配置]

图4是示出了根据本发明的实施例的基站装置BS2的接收机电路的配置的框图。注意，尽管在本文中描述了包括毫微微基站装置的基站装置BS2的接收机电路，但是作为宏基站装置的基站装置BS1的接收机电路和将在下文描述的基站装置BS2的接收机电路基本上相同。

基站装置BS2具有形成自适应阵列的多个天线(在图中的示例中的两个天线)1a和1b和接收处理序列A和B，其数目对应于天线1a和1b的数目。由天线1a和1b接收到的接收到的信号分别通过提供用于天线的对应的处理序列A和B被变换成频域信号。

接收处理序列A和B分别包括RF单元2a和2b、CP移除单元3a和3b、串行至并行转换单元4a和4b以及FFT单元5a和5b。

RF单元2a和2b对分别由天线1a和1b接收到的所接收到的信号(SC-FDMA信号)执行放大处理、A/D转换处理等。

CP移除单元3a和3b执行将添加到形成所接收到的信号的码元的CP移除的处理。

串行至并行转换单元4a和4b分别将CP移除单元3a和3b已经从其移除了CP的所接收到的信号转换成并行信号，并且将并行信号输出到它们对应的FFT单元5a和5b。

FFT单元5a和5b对转换之后获得的并且从串行至并行转换单元4a和4b提供的所接收到信号执行FFT(快速傅里叶变换)，并且从而将所接收到的信号变换成频域信号。

FFT单元5a和5b将已经被变换到频域中的所接收到的信号输出到多天线信号处理单元6。

多天线信号处理单元6基于从相应的FFT单元5a和5b提供的多个接收到的信号来执行多天线信号处理，并且输出通过从所接收到的信号中移除干扰信号等而不是来自连接到基站装置的用户终端的用户信号所获得的信号。

多天线信号处理单元6被配置成通过自适应阵列方案来执行多天线信号处理，并且移除来自作为干扰站的其他小区中的移动终端的干扰波，使得能够改进接收质量。注意，对于自适应阵列方案存在ZF(迫零)方案和MMSE(最小均方误差)方案，并且在这些方案中使用作为已知信号的参考信号来计算权重。

多天线信号处理单元6包括组合单元7和权重计算单元8。

组合单元7基于由权重计算单元8计算的权重来组合由多个天线1a和1b接收到的多个接收到的信号，并且将移除了干扰波的单个处理的信号作为处理结果来输出。

权重计算单元8从FFT单元5a和5b中仅获得包括在多个接收到的信号中的每一个中的多个接收到的参考信号，并且计算用于多个接收到的参考信号中的每一个的权重。

此外，使用所接收到的参考信号的所计算的权重来估计包括在多个接收到的信号中的每一个中的多个接收到的数据信号的权重。权重计算单元8使用在频率方向上或在时间轴方向上位于在所接收到的数据信号中间的多个接收到的参考信号的权重来推测其权重待确定的接收到的数据信号，并且从而确定所接收到的数据信号的权重。

权重计算单元8包括作为用于计算接收到的参考信号的权重的功能单元的计算单元8a和选择单元8b。稍后将描述通过计算单元8a和选择单元8b计算接收到的参考信号的权重的方法。

多天线信号处理单元6将通过对多个接收到的信号执行多天线信号处理所获得的已处理的信号输出到用户分离单元9。用户分离单元9基于指示给用户终端的频率分配的分配信息来将从多天线信号处理单元6输出的已处理的信号(频域信号)解复用成用于相应的用户终端的信号。

由用户分离单元9解复用的、用于相应的用户终端的信号(频域信号)被输出到为相应的用户所提供的IDFT单元10a、10b以及10c。

IDFT单元10a、10b以及10c对从多天线信号处理单元6输出的已处理的信号执行离散傅里叶逆变换，以将从用户终端发射的信号变换成时域信号并且从而获得用于相应的移动终端的已解调的信号。

[1.3对于计算接收到的参考信号的权重的方法]

如上文描述，权重计算单元8a具有通过计算单元8a和选择单元8b计算接收到的参考信号的权重的功能。

计算单元8a通过执行了顺次更新的计算方法来计算包括在来自相应的接收序列A和B的接收到的信号中的多个接收到的参考信号与在发射的已知发射的参考信号之间的估计误差，和针对该估计误差的所接收到的参考信号的权重。

注意，在本实施例中基于LMS(最小均方)算法的计算方法被用作顺次更新型权重计算方法。

图5是用于描述当计算单元8a计算所接收到的参考信号的权重时的接收到的参考信号的更新方向的图。

在图5中，接收到的信号的一部分由形成所接收到的信号的接收到的数据信号和接收到的参考信号来表示，并且水平轴表示频率而垂直轴表示码元。注意，接收到的数据信号由开放的圆表示，而接收到的参考信号由带阴影线的圆来表示。

当计算单元8a从相应的接收序列A和B中获得包括在多个接收到的信号中的每一个中的多个接收到的参考信号时，计算单元8a选择作为具有预定次序的预定区的资源块并且使用包括在所选择的资源块中的接收到参考信号来计算权重。

在本实施例中，上行链路采用SC-FDMA方法，并且如上文描述，单个用户被分配到在频率方向上连续布置的多个资源块。

因此，计算单元8a被配置成选择以其中资源块在频率方向上被连续地布置的次序的资源块，并且计算相应的接收到的参考信号的权重。

此外，计算单元8a计算作为更新目标的相同目标接收参考信号的第一权重和第二权重。第一权重是通过使用目标接收的参考信号更新第一其他接收的参考信号的权重所获得的权重，第一其他接收的参考信号的权重紧挨在使用目标接收的参考信号执行更新之前更新。第二权重是通过使用目标接收的参考信号更新与第一其他接收的参考信号不同的第二其他接收的参考信号的权重所获得的权重。

在本实施例中，如图5中所示，计算单元8a获得布置用于相同码元上的相应子载波的接收到的参考信号，并且选择以其中资源块被布置在频率方向上的次序的资源块，以及每当选择资源块时，计算单元8a使用包括在所选择的资源块中的接收到的参考信号来顺次地执行更新计算，并且从而针对所接收到的参考信号中的每一个来计算估计误差和该估计误差的第一权重和第二权重。

在图5中，计算单元8a沿着频率方向选择以沿着图中的箭头P的方向的次序(第一次序)的资源块，并且针对所选择的资源块中的接收到的参考信号中的每一个来计算通过以子载波号码的次序在整个带宽上顺次地执行更新计算所获得的第一权重，并且选择以沿着与箭头P的相反方向的图中的箭头Q的方向的次序(与第一次序不同的第二次序)的资源块，并且针对每个接收到的参考信号来计算通过以子载波号码的降序在整个带宽上顺次地执行更新计算所获得的第二权重。

如图5中所示，计算单元8a确定第一权重和第二权重，使得在第一次序中在较小子载波号码侧邻近目标接收的参考信号K的接收的参考信号被用作第一其他接收到的参考信号L，并且在第二次序中在更大的子载波号码侧邻近目标接收的参考信号K的接收到的参考信号被用作第二其他接收到的参考信号M。

因此，一旦确定包括在选择的资源块中的接收到的参考信号的第一权重和第二权重，计算单元8a使用第一其他接收到的参考信号L、第二其他接收到的参考信号M以及目标接收的参考信号K沿着频率方向被布置的事实来顺次地执行更新计算。

选择单元8b针对每个接收到的参考信号将通过具有较低估计误差的、计算单元8a确定的两个权重中的一个选择为所接收到的参考信号的权重，并且使用该权重用于估计接收到的数据信号的权重。

图6是示出了当计算单元8a和选择单元8b计算接收到的参考信号的权重时使用的过程的流程图。

当计算单元8a获得针对相同码元上的每个子载波布置的接收到的参考信号时，首先，计算单元8a将在权重计算单元8中内部提供的计数器的计数值i设置为“1”(步骤S101)。注意，计数值i对应于下文中的计算中的子载波号码。

然后，计算单元8a计算估计误差e_up(i)和第一权重u_i(步骤S102)，并且确定计数值i是否大于或等于(相对应的子载波数目)接收到的信号的子载波的总数目(步骤S103)。如果计数值i不大于或等于子载波的总数目，则计算单元8a进行到步骤S104并且递增计数值i以及再次执行计算(步骤S102)，并且重复步骤S102至S104中的处理直到计数值i达到大于或等于子载波的总数目为止。通过这个，计算单元8a针对以子载波号码的次序的子载波的总数目，即在所接收到的信号的整个带宽上来为每个子载波的接收到的参考信号确定估计误差e_up(i)和用于该估计误差e_up(i)和第一权重u_i。

在步骤S102中，计算单元8a基于以下等式(1)和(2)来计算估计误差e_up(i)和用于该估计误差e_up(i)和第一权重u_i。

$e_{\mathrm{up}}\left(i\right)=s\left(i\right)-u_{i-1}^H\·x\left(i\right)...\left(1\right)$

u_i＝u_i-1+μ·x(i)·e_up(i)^*...(2)

在上述的等式中，x(i)是接收到的参考信号的功率并且向量具有作为其元素的针对每个天线设置的接收到的参考信号的功率。第一权重u_i是具有作为其元素的用于每个天线的接收到的参考信号的权重的向量。s(i)是在发射的发射的参考信号的功率并且是已知的。u_i-1 ^H是第一权重的复共轭转置，其计数值(子载波号码)i领先1，而e_up(i)^*是估计误差e_up(i)的复共轭。

注意，对于复共轭转置u_i-1 ^H在计数值i为“1”的情况下，计算单元8a提前存储初始值并且使用该初始值来执行计算。

如上述等式(1)和(2)中所示，计算单元8a重复步骤S102至S104，并且从而使用在计数值i领先1的计算中所确定的第一权重u_i-1来确定当前的第一权重u_i和当前的估计误差e_up(i)。也就是说，计算单元8a计算第一权重u_i同时以子载波号码的次序顺次地执行更新计算，并且从而为所有子载波获得所接收到的参考信号的第一权重u_i。

通过计算单元8a按照上述的过程确定第一权重u_i，结果，计算单元8a选择以沿着图5中的箭头P的方向的第一次序的资源块，并且确定用于包括在所选择的资源块中的相应接收到的参考信号的第一权重u_i。

如果在步骤S103中确定计数值i大于或等于子载波的总数目，则计算单元8a将计数值i设置为“子载波的总数目”(步骤S105)。

然后，计算单元8a计算估计误差e_down(i)和第二权重v_i(步骤S106)，并且确定计数值i是否小于或等于“1”(步骤S107)。如果计数值i不小于或等于“1”，则计算单元8a进行到步骤S108，并且递减计数值i并且再次执行计算(步骤S106)以及重复步骤S106至S108中的处理直到计数值i达到小于或等于“1”为止。通过这个，计算单元8a针对按子载波号码的降序排列的子载波的总数目，即在所接收到的信号的整个带宽上为每个子载波的接收到的参考信号确定估计误差e_down(i)和用于该估计误差e_down(i)的第二权重v_i。

在步骤S106中，计算单元8a基于以下的等式(3)和(4)来计算估计误差e_down(i)和第二权重v_i。

$e_{\mathrm{down}}\left(i\right)=s\left(i\right)-v_{i+1}^H\·x\left(i\right)...\left(3\right)$

v_i＝v_i+1+μ·x(i)·e_down(i)^*...(4)

在上述的等式中，x(i)是接收到的参考信号的功率，并且向量具有作为其元素的为每个天线设置的接收到的参考信号的功率。第二权重v_i是具有作为其元素的用于每个天线的接收到的参考信号的权重的向量。v_i+1 ^H是第二权重的复共轭转置，其计数值(子载波号码)i领先1，并且e_down(i)^*是估计误差的e_down(i)的复共轭。

注意，对于复共轭转置v_i+1 ^H在计数值i为“子载波的总数目”的情况下，计算单元8a提前存储初始值并且使用该初始值来执行计算。

如上述的等式(3)和(4)中所示，计算单元8a重复步骤S106至S108，并且从而使用在计数值i领先1的计算中所确定的第二权重v_i+1来确定当前的第二权重v_i和当前的估计误差e_down(i)。也就是说，计算单元8a计算第二权重v_i同时以子载波号码的降序顺次地执行更新计算，并且从而针对所有子载波获得所接收到的参考信号的第二权重v_i。

按照上述的方式，计算单元8a针对每个接收到的参考信号计算了通过沿着图5中的箭头P的方向(前向方向)以子载波号码的次序在整个带宽上顺次地执行更新计算所获得的第一权重u_i，和通过沿着与箭头P的相反方向的图5中的箭头Q的方向以子载波号码的降序在整个带宽上顺次地执行更新计算所获得的第二权重v_i。

通过计算单元8a按照上述的过程确定第二权重v_i，结果，计算单元8a选择以沿着图5中的箭头Q的方向的第二次序的资源块，并且确定包括在所选择的资源块中的相应的接收到的参考信号的第二权重v_i。

如果在步骤S107中确定计数值i小于或等于“1”，则计算单元8a将计数值i设置为“1”(步骤S109)。

然后，将用于第一权重u_i的估计误差e_up(i)与用于第二权重v_i的估计误差e_down(i)相比较以确定估计误差e_up(i)是否小于估计误差e_down(i)(步骤S110)。

如果估计误差e_up(i)小于估计误差e_down(i)，则选择单元8b采取用于估计误差e_up(i)的第一权重u_i作为用于作为计算结果(步骤S111)的所接收到的参考信号(子载波号码i)的权重w_i，并且进行到步骤S113。

其他方面，如果估计误差e_up(i)不小于估计误差e_down(i)，则选择单元8b采取用于估计误差e_down(i)的第二权重v_i作为用于所接收到的参考信号的权重w_i(步骤S112)并且进行到步骤S113。也就是说，选择单元8b采取具有较小估计误差的用于相同接收到的参考信号的第一权重u_i和第二权重v_i中的一个作为用于所接收到的参考信号的权重w_i。

然后，选择单元8b在步骤S113中确定计数值i是否大于或等于“子载波的总数目”(步骤S113)。如果计数值i不大于或等于子载波的总数目，则选择单元8b进行到步骤S114，并且递增计数值i并且进行到步骤S110以及再次执行(步骤S110)，并且重复步骤S110至S114中的处理直到计数值i达到大于或等于子载波的总数目为止。如果在步骤S113中确定计数值i大于或等于子载波的总数目，则选择单元8b结束该处理。

通过这个，选择单元8b能够在所接收到的信号的整个带宽上为相应的子载波确定所接收到的参考信号的权重w_i。

如上文描述，计算单元8a和选择单元8b针对包括在来自相应的接收序列A和B的接收到的信号中的多个接收到的参考信号，通过执行了顺次更新的计算方法来计算所接收到的参考信号的权重w_i。

[1.4对于权重计算的特定模式]

接下来，将描述通过计算单元8a和选择单元8b进行的用于接收到的参考信号的权重计算的特定模式。

在这里，考虑了一种情况，在该情况下在其中图1中移动终端MS1至MS4被连接到作为宏基站装置的基站装置BS1并且移动终端MS5和MS6被连接到作为毫微微基站装置的基站装置BS2的状态下，基站装置BS2计算来自移动终端MS5和MS6的接收到的信号的权重。

在这种情况下，由于移动终端MS1至MS4被连接到基站装置BS1，所以通过基站装置BS2分配给移动终端MS5和MS6的资源可能与分配给移动终端MS1至MS4的那些资源重叠，并且因此移动终端MS1至MS4对于基站装置BS2是干扰源。

图7是示出了用于上述情况的上行链路中给移动终端MS1至MS6的无线电资源分配的状态的示例的示意图。注意，在图7中，频率方向上的带宽由10个资源块(RB1至RB10)的范围指示并且示意性地示出了在此范围内的给移动终端MS1至MS6的无线电资源分配的状态。同样地注意，资源块RB1至RB10以子载波号码的次序来布置。

在图7中，连接到基站装置BS2的移动终端MS5被分配了在RB1至RB6的范围内的在频率方向上连续地布置的资源块。连接到基站装置BS2的移动终端MS6被分配了在RB7至RB10的范围内的在频率方向上连续地布置的资源块。

其他方面，连接到基站装置BS1的移动终端MS1被分配了在RB1至RB3的范围内的在频率方向上连续地布置的资源块，移动终端MS2被分配了在RB4和RB5的范围内的资源块，移动终端MS3被分配了在RB6至RB8的范围内的资源块，以及移动终端MS4被分配了在RB9和RB10的范围内的资源块。

在图7的这个情况下，分配给连接到基站装置BS2的移动终端MS5和MS6的资源块中的全部与分配给连接到基站装置BS1的移动终端MS1至MS4的资源块重叠。

在这里，考虑在基站装置BS2中接收到的信号的方向性在具有其分配的资源块彼此重叠的移动终端的不同组合的资源块区之间变化。也就是说，如图7中所示，由资源块RB1至RB10表示的频带能够作为具有不同频率的不同方向性的资源块区被划分成五个区：移动终端MS5和移动终端MS1彼此重叠的第一相关区；移动终端MS5和移动终端MS2彼此重叠的第二相关区；移动终端MS5和移动终端MS3彼此重叠的第三相关区；移动终端MS6和移动终端MS3彼此重叠的第四相关区；以及移动终端MS6和移动终端MS4彼此重叠的第五相关区。

考虑在属于每个相关区的资源块之间，属于资源块的接收到的数据信号和接收到的参考信号在频率方向上在其之间具有高的相关性，包括干扰波的影响，并且因此，相应的接收到的参考信号的权重w具有基本上相同的值。

即使在诸如图7中所示的状态下，不管给移动终端MS5和MS6等的分配如何，本实施例的计算单元8a和选择单元8b选择以沿着频率方向的次序的资源块，并且计算包括在所选择的资源块中的接收到的参考信号的权重。

图8是示出了其中计算单元8a和选择单元8b在图7中所示的状态下计算接收到的参考信号的权重的情况的示例的图。

图8示出了一种情况，在该情况下计算单元8a获得包括在资源块RB1至RB10中的每一个中的接收到的参考信号，选择以沿着图中的箭头P从资源块RB1至RB10的次序的资源块，以及对包括在资源块中的每一个中的多个接收到的参考信号顺次地执行更新计算并且从而计算第一权重u_i；以及沿着图中的箭头Q以从资源块RB10至RB1的次序选择资源块，并且对包括在资源块中的每一个中的多个接收到的参考信号执行更新计算并且从而计算第二权重v_i。

图8的(a)是示出了用于第一权重u_i的估计误差e_up(i)的计算结果的曲线图，而图8的(b)是示出了用于第二权重v_i的估计误差e_down(i)的计算结果的曲线图。在图中，垂直轴表示通过将估计误差e乘以“-1”所获得的结果，而水平轴表示与资源块RB1至RB10相对应的频率。

如图中所示，表示用于第一权重u_i的估计误差e_up(i)的图表R示出了对于每个相关区估计误差朝着箭头P的方向减少以收敛到“0”，并且在相关区与其邻近相关区之间的边界部分中估计误差临时地增加，以及随后再次减小收敛到“0”，其每一相关区都重复。

如上文描述，这是因为在每个相关区中，在属于每个相关区的资源块之间，属于资源块的接收到的数据信号和接收到的参考信号在频率方向上具有高相关性，并且因此，相应的接收到的参考信号的权重w基本上具有相同的值。因此，通过顺次地更新属于相同相关区的接收到的参考信号并且从而计算权重，权重在相关区中收敛到最佳的权重并且其估计准确性逐渐地增加。

其他方面，当超过相关区与其邻近相关区之间的边界时，方向性改变且邻近相关区中的最佳的权重是不同的，并且因此，估计误差在边界部分中临时地增加。

图8的(b)中表示用于第二权重v_i的估计误差e_down(i)的图表S也示出了因为与上文描述的那些相同的原因对于每个区估计误差朝向箭头Q的方向减小收敛到“0”，并且在相关区与其邻近相关区之间的边界部分中估计误差临时地增加，以及此后再次减少收敛到“0”，其每一相关区重复。

图8的(c)是示出了当选择了用于两个权重的估计误差中的较小的一个时的估计误差的曲线图。由于选择单元8b为用于两个权重的估计误差中的较小的一个选择权重，所以用于作为计算结果的接收到的参考信号的权重w_i的估计误差具有诸如在图中的图表T中所示的那些的值。

同样地，在本实施例中，由于选择单元8b为用于两个权重的估计误差中的较小的一个选择权重，所以能够获得具有高的估计准确性的第一权重u_i和第二权重v_i的一部分，作为接收到的参考信号的权重w_i。

根据具有上述配置的基站装置BS2，权重计算单元8中的计算单元8a通过执行了顺次更新的计算方法来计算包括在来自相应的接收序列的接收到的信号中的每一个中的相应的多个接收到的参考信号的权重。因此，不需要执行用于在每一最小单位(资源块)基础上确定权重的相关矩阵的估计及其计算，如在上述常规示例中完成的一样，并且因此，能够降低计算的量，使得能够降低计算负荷。

此外，在本实施例中，接收待通过作为用于将多个连续布置的资源块分配给单个用户的方案的SOFDMA方案发射的信号引起包括受到干扰波的影响的彼此相关的多个资源块可以连续地存在的可能性。因此，通过以作为沿着频率方向的选择次序的第一和第二次序来选择资源块，在多个相关资源块连续地存在的相关区中，能够获得用于在顺次更新中使用的更多的接收到的参考信号，并且因此能够获得具有低的估计误差和高的准确性的值。

通过以上，根据本实施例，在降低计算负荷的同时，能够获得具有高准确性的接收到的参考信号的权重，并且因此能够从接收到的信号中有效地移除干扰波。

此外，在本实施例中，权重计算单元8中的计算单元8a通过以沿着频率方向的第一次序继续通过资源块通过以子载波号码的次序在整个带宽上使用接收到的参考信号执行顺次更新来计算第一权重u_i，并且此后通过以第二次序继续通过第二资源块通过在整个带宽上顺次地更新接收到的参考信号来确定第二权重v_i。然而，在对移动终端的分配的状态是图7中所示的那个的情况下，例如，如图9的(a)中所示，首先第一权重u_i可以利用作为第一次序的从RB10进行到RB1的次序来计算，并且此后，第二权重v_i可以利用作为第二次序的从RB1进行到RB10的次序来计算。

另外，如图9的(b)中所示，利用作为第一次序的从RB1进行到RB10的次序和作为第二次序的从RB1进行到RB10的次序，处理可以随机地在整个带宽上来回地进行，并且可以针对整个频带最终计算两种类型的权重u_i和v_i。当针对相同的区三次或更多次计算了第一权重或第二权重时，具有最小估计误差的权重最终被采取为用于接收到的参考信号的权重w_i。注意，在这种情况下在所有的区中不需要通过在前进方向和后退方向上执行至少顺次更新估计来获得第一权重u_i和第二权重v_i。

此外，在LTE中，当在无线电资源分配上未采用跳频方案时，能够识别的是形成子帧的两个时序中布置在相同的频率带中的一对资源块被分配给相同的用户，而不用参考用户分配信息等。因此，计算单元8a还能够沿着频率方向以预定次序通过将这一对资源块顺次地选择为预定区来确定第一权重u_i和第二权重v_i，并且如图10的(a)和(b)中所示，使用包括在预定区中的接收到的参考信号来执行顺次更新。

注意，本发明不限于上述的实施例。

尽管在上述的实施例中例示了采用基于LMS算法的计算方法作为顺次更新型权重计算方法的情况，但是还能够使用例如使用NLMS(归一化的LMS)算法的计算方法、使用RLS(递归最小二乘方)算法的计算方法或使用卡尔曼滤波器的计算方法代替这个。

此外，尽管在上述的实施例中例示了采用作为用于将在频率方向上连续布置的多个资源块分配给单个用户的方案的SC-FDMA方案的情况，但是例如，甚至在用于将在时间方向上连续布置的多个资源块分配给单个用户的方案的情况下，也能够应用本发明。也就是说，在这种情况下，配置是这样的：沿着时间方向以第一次序来选择资源块且确定了第一权重，并且以与第一次序不同的第二次序来选择资源块并且确定第二权重，以及使用第一权重和第二权重来确定接收到的参考信号的权重。

此外，也能够在两个方向(频率方向和时间方向)中的每一个上确定第一权重和第二权重，并且在第一权重和第二权重中，具有最小估计误差的的权重被确定为接收到的参考信号的权重。

[第二章 信道估计]

[2.1第一实施例]

[2.1.1通信系统的配置]

在第二章中，使用LTE作为通信方案的示例进行描述，但是通信方案不限于此。

图11是示出了LTE方案的无线电通信系统的配置的示意图。无线电通信系统包括基站装置201与用户终端202a和202b。

基站装置201包括多个天线，并且基站装置210与用户终端202a和202b具有执行多用户MIMO发射的功能。

在此通信系统中，下行链路采用正交频分多址(OFMDA)而上行链路采用单载波频分多址(SC-FDMA)。

LTE上行链路帧通过频分复用被多个用户终端共享，使得能够实现到基站装置的多个接入。除了频分复用之外，还执行了空分复用。

在LTE中，在帧中设置了称作资源块(RB)的资源分配的最小单位，并且如图11中所示，一个资源块具有7个或6个码元×12个子载波。在LTE上行链路数据信道中，在一个时隙中的第四码元中，所有的子载波是作为已知信号的参考信号，并且由图11中的实体圆来表示。在下文中，参考信号还被称为“导频信号”。

一个资源块中的其它码元是数据信号并且由图11中的开放的圆来表示。

当检查利用其来执行空分复用的给定资源块时，多个用户终端202a和202b使用资源块中的信号x₁和x₂执行同时发射。

因此，基站装置201接收发射的信号x₁和x₂分别通过多个天线203(203a和203b)复用的信号(接收到的信号y₁和y₂)。也就是说，由天线203a接收到的所接收到的信号y₁就是与发射的信号x₁相对应的接收到的信号y_1x1，并且与发射的信号x₂相对应的接收到的信号y_1x2被复用了，而由天线203b接收到的所接收到的信号y₂就是与发射的信号x₁相对应的接收到的信号y_2x1，并且与发射的信号x₂相对应的接收到的信号y_2x2被复用了。

基站装置201从由相应的多个天线203a和203b接收到的所接收到的信号y₁和y₂中获得包括在接收到的信号y₁和y₂中的每一个中的接收到的导频信号。所接收到的导频信号就是用于发射的信号x₁和x₂的导频信号分别被复用了。

用户终端202a和202b对包括在发射的信号x₁和x₂中的导频信号执行循环移位处理，并且然后发射所发射的信号x₁和x₂。循环移位处理是针对不同的用户终端在频率轴方向上将导频信号循环地移位不同的移位量的处理，通过该处理能够解复用以复用方式通过基站装置201接收到的接收到的导频信号。

基于从所接收到的信号y₁和y₂中获得的所复用的接收到的导频信号，基站装置201分离并且获得用于相应的发射信号x₁和x₂的相应接收到的导频信号的频率响应，并且执行与相应的发射信号x₁与x₂相对应的所接收到的信号的信道估计。基站装置201被配置成使用所估计的信道将其他复用数据信号解复用成用于相应的用户的数据信号，并且从而获得用于相应的用户终端202a和202b的数据信号x^₁和x^₂。

[2.1.2基站装置的配置]

图12是示出了基站装置201的接收系统的主要部分的配置的框图。

充当本发明的第一实施例的通信装置的基站装置201包括天线203所连接到的接收单元204、和FFT单元205、解复用/均衡单元206、IDFT单元207、解调单元208以及信道估计单元210。基站装置201包括用于包括在基站装置201中的多个天线203(203a和203b)中的每一个的这些单元。

接收单元204包括放大器、A/D转换器等，并且放大由多个天线203接收到的接收到的信号y以及将通过将所接收到的信号y转换成数字信号所获得的信号y(k)(k=1,2，...,L，L是包括在采样时间期间的采样的数目)输出到FFT单元205。

FFT单元205对信号y(k)执行快速傅里叶变换，并且从而将信号y(k)从时域数据变换为频域数据以及光学上解复用子载波等，并且将移除了子载波的数据信号输出到解复用/均衡单元206。此外，FFT单元205将频域变换的数据信号的接收到的导频信号r(k)输出到信道估计单元210。

信道估计单元210基于所接收到的导频信号r(k)来估计用于多个用户终端202a和202b的接收到的信号的信道特性，并且将估计的结果输出到解复用/均衡单元206。

解复用/均衡单元206基于由信道估计单元210所估计的用于相应的多个用户终端202a和202b的所接收到的信号(例如，在接收到的信号y₁、接收到的信号y_1x1以及y_1x2的情况下)的信道估计结果来将从FFT单元205提供的频域数据信号解复用成用于相应的用户终端的数据信号，并且执行均衡化处理。

通过解复用/均衡化单元206针对相应用户终端解复用和均衡化的数据信号被提供给IDFT单元207，并且被变换成时域数据而且此后时域数据由解调单元208进行解调。

[2.1.3信道估计单元的配置]

图13是示出了信道估计单元210的配置的框图。

如图中所示，信道估计单元210包括除法单元211、DCT单元212、开窗处理单元213以及多个IDCT单元214。

除法单元211将从FFT单元205提供的接收到的导频信号r(k)除以作为已知信号的基本导频信号s(k)，并且从而归一化所接收到的导频信号r(k)以及获得所接收到的导频信号r(k)的信道频率响应h(k)。

所接收到的导频信号r(k)是由相应的用户终端发射的导频信号被复用的复用信号，并且被表示为如以下的等式(11)所示。

$r\left(k\right)=h_1\left(k\right)s\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{1}k}+h_2\left(k\right)s\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{2}k}+$

$...+h_N\left(k\right)s\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{N}k}...\left(11\right)$

在等式(11)中，h_n(k)(n=l至N)是每个用户终端的信道频率响应，N是用户终端的数目，并且α_n是在以下的等式(12)中所示的每个用户终端的频域中的移位的量：

α_n＝2πn_cs/N(n_cs＝0，1，…，N-1)...(12)

除法单元211执行除以已知基本导频信号s(k)，并且从而获得在以下的等式(13)中所示的所接收到的导频信号r(k)的信道频率响应h(k)。

$h\left(k\right)=r\left(k\right)/s\left(k\right)=h_1\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{1}k}+h_2\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{2}k}+$

$...+h_N\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{N}k}...\left(13\right)$

充当第一变换单元的DCT单元212对由除法单元211所获得的所接收到的导频信号r(k)的信道频率响应h(k)执行离散余弦变换(DCT)，并且从而将信道频率响应h(k)变换到时域中，以及获得在以下的等式(14)中所示的信道时间响应H(t)(k=l,2,...L；L是包括在采样时间期间的采样的数目)。

$H\left(t\right)=w\left(t\right)\underset{K=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)\cos \frac{\mathrm{\π}(2k-1)(t-1)}{2L}...\left(14\right)...\left(14\right)$

注意当t=1时，

注意当t≠1时，

如上文描述，DCT单元212通过余弦函数表示频率并且从而将频域数据变换到时域中。

开窗处理单元212对由DCT单元212所获得的所接收到的导频信号r(k)的信道时间响应H(t)执行开窗处理以将信道时间响应H(t)分离成用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道时间响应。

所接收到的导频信号r(k)的信道时间响应H(t)如下面的等式(15)中所示的表示。

$H\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n(t-\frac{(n-1)T}{N})$

$=H_1\left(t\right)+H_2(t-\frac{T}{N})+H_3(t-\frac{2T}{N})+...+H_N(t-\frac{(N-1)T}{N})...\left(15\right)$

注意在上述的等式(15)，T是码元长度。

作为相应的多个参考信号的信道时间响应的用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道时间响应H_n(t)(n=l,...N)在时间轴方向上以“T/N”的间隔布置，如上述的等式(15)中所示。

开窗处理单元213从所接收到的导频信号r(k)的信道时间响应H(t)中去除以上文描述的方式在时间轴方向上布置的用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道时间响应H_n(t)(在下文中，也简单地称为信道时间响应H_n(t))，并且从而将信道时间响应H(t)分离成用于相应的用户终端的信道时间响应H_n(t)。

开窗处理单元213也执行将时间轴方向上的偏移的量(上述等式(15)中的“nT/N”)从用于相应的用户终端的分离的信道时间响应H_n(t)中的每一个中移除的处理，并且从而将信道时间响应H_n(t)从由导频信号通过循环移位处理所移位到的位置(在时间轴方向上)带回到原始位置。

开窗处理单元213将用于相应的用户终端的分离的信道时间响应H_n(t)输出到IDCT单元214。

充当第二变换单元的IDCT单元214对用户终端的信道时间响应H_n(t)执行反离散余弦变换(IDCT)，并且从而将信道时间响应H_n(t)变换到频域中，并且获得用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道频率响应h_n(k)，其被示出在以下的等式(16)中。

$h_n\left(k\right)=\underset{t=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}w\left(t\right)H_n\left(t\right)\cos \frac{\mathrm{\π}(2k-1)(t-1)}{2L}...\left(16\right)$

注意当t=1时，

注意当t≠1时，

n=1,2,…,N

作为用于相应的用户终端的所接收到的信号的信道特性的估计的结果，IDCT单元214将以上述方式所获得的用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道频率响应h_n(k)输出到解复用/均衡化单元206。

根据具有上述配置的基站装置201，由于信道估计单元210中的DCT单元212通过离散余弦变换将接收到的复用导频信号r(k)的信道频率响应h(k)变换成信道时间响应H(t)，所以能够阻止在上述的常规示例中在IDFT中可看出的基于定期性扩张的数据的不连续部分的出现。结果，能够阻止所接收到的导频信号r(k)的信道时间响应H(t)上的用于相应的用户终端的相应接收到的导频信号的信道时间响应H_n(t)上出现的延迟扩展增加。

图14是用于通过离散余弦变换描述定期性扩张的模式的图，并且图14的(a)示出了离散余弦变换的情况，而图14的(b)示出了IDFT的情况。

IDFT是通过将离散时间傅里叶变换应用于通过定期性地扩展具有数据长度L的原始频域信号所获得的可数无限数目的信号序列来执行到时域中的变换的计算。因此，如图14的(b)中所示，数据在扩展部分的边界处可能是不连续的。此不连续性要求更高阶系数的增加，变成时域变换之后的延迟扩展的增加的原因。

其他方面，离散余弦变换等同于离散傅里叶变换到通过对具有数据长度L的原始功能信号执行扩张使得信号相对于边界点是偶对称的所生成的信号的应用。因此，在离散余弦变换中，如图14的(a)中所示，在扩展部分的边界处维持了数据连续性。

根据在扩展部分的边界处的连续性，离散余弦变换具有允许信号分量在低频侧集中的特性。因此，在变换到时域中之后数据的延迟扩展能够保持小的。

图15是用于描述当信道频率响应被变换到时域中时的模式的图，并且图15的(a)示出了离散余弦变换的情况的示例，而图15的(b)示出了IDFT的情况的示例。在图中，水平轴表示时间而垂直轴表示功率。此外，图15示出了两个邻近用户终端的数据，并且数据分别由实心方块码元和开放方块码元区分。

在图中，在离散余弦变换的情况下，与IDFT的情况相比，时间轴方向上的扩展更小，并且单个用户终端的数据停留在窗口宽度的范围内。其他方面，在IDFT的情况下，时间方向上的扩展是大的并且在超过窗口宽度的位置处存在具有相对大的值的信号，并且因此位于在窗口宽度外的这些数据未被获得并且丢失了。

同样地，根据本实施例，由于在变换成时域数据之后数据的延迟扩展能够保持小，所以当信道时间响应通过开窗处理单元213被分离成用于相应的用户终端的信道时间响应H_n(t)时，在开窗处理中能够抑制数据部分扩展超过窗口宽度之外，使其能够抑制数据损失。结果，能够抑制估计信道特性的失真的出现，使其能够增加信道估计准确性。

此外，在本实施例中，配置可能就是当接收到的复用导频信号r(k)的信道频率响应h(k)通过离散余弦变换被变换成信道时间响应H(t)时，如图15中所示，小于或等于预定阈值的功率的信号被认为是噪声并且因此被移除。在这种情况下，能够抑制包括在数据信号中的噪声的影响。

注意，其中小于或等于预定阈值的功率的信号被认为是噪声并且因此被移除的配置也能够用于通过IDFT的信道估计。

[2.2第二实施例]

图16是示出了根据本发明的第二实施例的包括在基站装置201中的信道估计单元210的配置的框图。

本实施例的信道估计单元210包括除法单元211、乘法单元221、扩张处理单元222、LPF(低通滤波器)223以及延迟分量移除单元224。

与上述的第一实施例一样，除法单元211将从FFT单元205提供的接收到的导频信号r(k)除以作为已知信号的基本导频信号s(k)，并且从而获得所接收到的复用导频信号r(k)的信道频率响应h(k)。

乘法单元221将所接收到的导频信号r(k)的信道频率响应h(k)乘以(复数常数

表示)基于针对相应的用户终端而设置的相应的导频信号的循环移位所获得的移位的量，并且从而获得其中用于相应的用户终端的信道频率响应h_n(k)被移位到它们相应的原始频率的信道频率响应h_n'(k)。

乘法单元221获得移位到它们相应的原始频率的信道频率响应h_n'(k)，使得它们与用户终端的相应的接收到的导频信号相关联。

扩张处理单元222对其中用户终端的所接收到的导频信号的信道频率响应h_n(k)(在下文中，也被简称为信道频率响应h_n(k))通过乘法单元221被移位到它们相应的原始频率的信道频率响应h_n'(k)执行扩张处理，并且从而获得已经经历偶对称扩张处理的已处理的函数，使得它们与相应的用户终端相关联。

图17的(a)是示意地示出了在执行偶对称扩张处理之后的已处理的函数h_n"(k)的示例的图。

如图中所示，已处理的函数h_n"(k)具有形成信道频率响应h(k)的数据D1和在频率轴上布置在数据D1之前和之后的扩展的数据D2与D3。提供了这些扩展的数据D2和D3以便相对于数据D1与数据D2和D3之间的边界与数据D1线对称。

此外，提供了扩展的数据D2和D3以便具有LPF 223的组延迟的长度。在本实施例中，如稍后将描述的，LPF 223由具有组延迟的长度为抽头长度的1/2的FIR(有限冲击响应)滤波器来配置，并且提供了扩展的数据D2和D3以便为LPF 223的抽头长度的1/2。因此，当形成数据D1的元素(信道频率响应h(k))由以下等式(17)表示时：

传输线路频率响应h(k)=[x(1),x(2)，...,x(L)]...(17)，

形成通过对信道频率响应h(k)执行偶对称扩张处理所获得的已处理的函数h_n″(k)的元素能够如以下的等式(18)中所示被表示：

已处理的函数h_n″(k)＝[x(M/2)，x((M/2)-1)，...

...，x(1)，x(1)，...，x(L)，x(L-1)，...

...，x(L-(M/2)-1}]...(18).

注意，在上述的等式(8)中，M是LPF 223的抽头长度。

还注意，在上述的等式(8)中，“x(M/2),x((M/2)-1)，...,x(1)”部分对应于扩展的数据D2部分，而“x(L-1)，...,x(L-(M/2)-1)”部分对应于扩展的数据D3部分。

例如，每个LPF 223由FIR滤波器配置，并且具有从由扩张处理单元222所获得的已处理的函数h_n"(k)中获得仅被移位到其原始频率的用户终端的信道频率响应h_n(k)的功能。

即，在已处理的函数h_n"(k)中，由于通过设置LPF 223的截频值使得仅允许信道频率响应h_n(k)通过而不允许其它部分通过，单个用户终端的传输路径频率响应h_n(k)被移位到其原始频率，所以LPF 223能够仅仅获得被移位到其原始频率的用户终端的信道频率响应h_n(k)。

延迟分量移除单元224具有移除延迟分量的功能，其出现在由LPF223所获得的相应的用户终端的信道频率响应h_n(k)中是不可避免的。

图17的(b)是示出了由LPF 223获得的单个用户终端的信道频率响应h_n(k)的示意图。如图中所示，在形成单个用户终端的信道频率响应h_n(k)的数据d1的低频侧存在作为通过LPF 223的结果出现的延迟分量。延迟分量按照与LPF 223的抽头长度相对应的长度出现，并且形成包括通过LPF 223之后的延迟分量的单个用户终端的信道频率响应h_n(k)的元素由以下等式(19)表示：

单个用户终端的传输线路频率响应h_n(k)(包括延迟分量)=[h_n(1),h_n(2)，...,h_n(L+M)]...(19)。

此外，其中从等式(19)中所示的单个用户终端的信道频率响应h_n(k)中移除了延迟分量的单个用户终端的信道频率响应h_n(k)由以下等式(20)表示：

单个用户终端的传输线路频率响应h_n(k)=[h_n(M+1),h_n(M+2),...,h_n(M+L)]    ...(20)。

同样地，在本实施例中，由于提供了延迟分量移除单元224，每个延迟分量移除单元都移除通过对应的LPF 223之后的包括在单个用户终端的传输线路频率响应h_n(k)中的延迟分量，所以能够更准确地获得用于相应的用户终端的信道时间响应h_n(k)。

以上述的方式，作为用于相应的用户终端的所接收到的信号的信道特性的估计的结果，本实施例的信道估计单元210将通过延迟分量移除单元224移除延迟分量所获得的用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道频率响应h_n(k)输出到解复用/均衡化单元206。

根据具有上述配置的基站装置201，由于信道估计单元210中的扩张处理单元222对接收到的导频信号r(k)的信道频率响应h(k)执行偶对称扩张处理，所以能够抑制当通过乘法单元221和LPF 223来分离和获得用于相应的用户终端的信道频率响应h_n(k)时出现的数据损失。结果，能够抑制估计信道特性的失真的出现，使其能够增加信道估计准确性。

此外，在本实施例的基站装置201中，由于用于相应的用户终端的信道频率响应h_n(k)是在频域中获得，所以不需要执行诸如IDFT的具有大量的计算的处理，使其能够实现其中能够降低装置上的负荷的配置。

此外，在本实施例中，由于每个扩张处理单元222在偶对称扩张处理中按照与对应的LPF 223的组延迟相对应的长度来扩展数据(扩展的数据D2和D3)，所以在利用最小必要量的数据执行扩张的同时，能够更有效地抑制由LPF 223引起的数据损失。

注意，本发明不限于上述的实施例。尽管在上述的实施例中例示了其中本发明的通信装置适用于基站装置的情况，但是通信装置还能够适用于用户终端侧。

还注意，尽管在第二实施例中例示了其中信道估计单元210包括除法单元211、乘法单元221、扩张处理单元222、LPF 223以及延迟分量移除单元224的情况，但是也能够以省略了扩张处理222，即由除法单元211、乘法单元221、LPF 223以及延迟分量移除单元224所配置的那些单元的形式来配置。

在这种情况下，被移位到它们相应的原始频率并且由乘法单元221所获得的用于相应的用户终端的相应的接收到的导频信号的信道频率响应h_n'(k)被直接地输出到它们对应的LPF 223。

LPF 223从移位到它们相应的原始频率的信道频率响应h_n'(k)中获得仅被移位到它们相应的原始频率的用户终端的信道频率响应h_n(k)。延迟分量移除单元224移除包括在由LPF 223所获得的相应的用户终端的信道频率响应h_n(k)中的延迟分量。

以上述的方式，作为用于相应的用户终端的所接收到的信号的信道特性的估计的结果，具有上述的配置的信道估计单元210能够获得用于相应的用户终端的所接收到的导频信号的信道频率响应h_n(k)。

根据包括具有上述配置的信道估计单元210的基站装置，由于能够在频域中获得相应的多个接收到的导频信号的信道频率响应，所以不需要执行诸如IDFT的具有大量的计算的处理，使其能够实现简单配置。

[2.3对于有利效果的验证]

本发明的发明者执行仿真以根据上述的实施例通过使用基站装置解复用接收到的复用导频信号来执行信道估计，并且通过按照常规方法执行信道估计的情况验证其有利效果。

对于比较示例，使用了基站装置，所述基站装置通过如上文常规的示例中描述的、其中接收到的复用导频信号的信道频率响应通过IDFT被变换成信道时间响应并且信道时间响应被分离以及此后所分离的信道时间响应通过DFT被变换到频域中的方法来执行信道估计。

对于本发明的实现示例，在第一实现示例中使用包括在第一实施例中所示的DCT单元212和IDCT单元214的基站装置201，而在第二实现示例中使用包括在第二实施例中所示的LPF单元的基站装置201。

对于验证方法，在针对第一和第二实现示例以及比较性示例设置的相同的条件的情况下，使用其中用于2个用户终端的导频信号被复用的接收到的导频信号来执行信道估计的仿真，并且通过仿真获得的估计结果被用曲线图表示用于比较。

图18是示出了用于实现示例和比较示例的信道估计结果的曲线图，并且图18的(a-1)和(a-2)是示出了用于第一实现示例的信道估计结果的曲线图，而图18的(b-1)和(b-2)用于第二实现示例，以及图18的(c-1)和(c-2)用于比较示例。在图18中，水平轴表示频率而垂直轴表示幅度，并且在图的左边示出了用于一个用户终端的信道估计结果，而在右边示出了用于其它用户终端的信道估计结果。

在图中，检查用于比较示例的信道估计结果，能够看出的是在频带的两端处出现失真。

其他方面，用于第一和第二实现示例的信道估计结果未展示诸如在比较示例中展示的失真，并且因此能够看出信道估计被准确地执行了。

图19示出了当使用通过仿真已验证的用于第一实现示例和比较示例的信道估计结果进行解调制时获得的星座图中的数据的表示的示例，并且图19的(a)示出了用于第一实现示例的表示，而图19的(b)示出了用于比较示例的表示。

能够看出的是，虽然在用于比较示例的表示中数据散落在每个比特位置周围，但是在用于第一实现示例的表示中数据在每个比特位置中被准确地解调了。

同样地，已经发现在验证中的条件下，根据实施例的基站装置201较之使用常规方法的装置能够改进信道估计准确性，并且增加解调准确性。

[第三章资源分配]

将参考附图在下文中描述本发明的优选实施例。注意，在本实施例中使用LTE作为通信方案的示例来进行描述，但是通信方案不限于此。

图20示出了LTE方案的无线电通信系统(例如，用于移动电话的通信系统)。无线电通信系统包括基站装置301与用户终端302a和302b。基站装置301包括多个天线并且能够执行多用户MIMO传输。

此外，本实施例的基站装置301被适当地用作将相对小的毫微微小区形成为其覆盖区域的毫微微基站装置。毫微微基站装置301与将相对大的毫微微小区形成为其覆盖区域的宏基站装置等一起被安装在无线电波未到达的位置。

注意，LTE如第二章中描述的一样。

基站装置301包括在上行链路和下行链路中执行给用户的资源分配(资源块分配)的调度单元311。除了帧中的资源块被分配给每个用户终端的频分复用之外，调度单元311能够使用单个资源块被分配给多个用户终端的空分复用来执行调度。

注意，使用下行链路帧将上行链路用户分配信息(MAP信息)通知给用户终端302a和302b中的每一个。用户终端302a和302b中的每一个都使用由基站装置301向其分配的一个或多个资源块来执行上行链路通信。

当检查用其执行空分复用的给定资源块时，多个用户终端302a和302b在资源块中同时地发射信号x₁和x₂。

在LTE中，Zadoff-Chu/CGS(ZC)被用作用于上行链路信号的参考信号(导频信号)。在本实施例的空分复用中，不是将完全相同的资源块分配给待空间复用的多个用户终端，而是将部分不同的资源块分配给多个用户终端。当因此未使用完全相同的资源时，ZC序列长度在多个用户终端之间变化。在这种情况下，仅通过针对多个用户终端使用不同的循环移位不保证正交性。因此，在本实施例中，为了有效地执行干扰移除，设置了导频信号的循环移位的量，使得导频信号之间的互相关是小的(低于充当用于确保正交性的参考的预定阈值)。通过这个，保证了导频信号之间的正交性并且因此能够安全地解复用空间复用信号。

基站装置301通过多个接收天线从多个用户终端302a和302b接收空间复用信号。基站装置包括信号解复用单元312，信号解复用单元312将所接收到的空间复用信号解复用成来自相应的用户终端302a和302b的信号。

信号解复用单元312使用自适应阵列处理代替常规的通用信号解复用方法来执行信号解复用。如图21中所示，信号解复用单元312包括：权重计算单元121a和121b，权重计算单元121a和121b执行用于自适应阵列处理的权重计算；导频生成单元122a和122b，导频生成单元122a和122b生成导频信号；以及阵列组合单元123a和123b。

在图21中，信号解复用单元312包括用于从第一用户终端302a获得信号的第一权重计算单元121a、第一导频生成单元122a以及第一阵列组合单元123a；和用于从第二用户终端302b获得信号的第二权重计算单元121b、第二导频生成单元122b以及第二阵列组合单元123b。注意，用户终端的数目不限于两个。

信号解复用单元312将由多个天线(在这里，两个天线)接收到的空间复用信号y₁和y₂解复用成来自相应的用户终端302a和302b的信号x^₁和x^₂。注意，信号x^₁是来自第一用户终端302a的发射的信号x₁的估计值(通过信号解复用单元312获得的值)，而信号x^₂是来自第二用户终端302b的发射的信号x₂的估计值(通过信号解复用单元312获得的值)。

如图22的(a)中所示，当要获得多个空间复用信号x₁和x₂中的来自来自第一用户终端302a的信号x₁时，信号解复用单元312执行自适应阵列处理，把多个信号x₁和x₂中的仅来自第一用户终端302a的信号x₁看作是期望的信号。通过这个，来自第二用户终端302b的信号x₂被认为是干扰信号。在自适应阵列处理中，天线方向性指向所期望的信号的方向，而干扰信号的方向为空，并且因此，仅能够提取认为是所期望的信号的信号x₁。

其他方面，如图22的(b)中所示，当要获得多个空间复用信号x₁和x₂中的来自第二用户终端302b的信号x₂时，信号解复用单元312执行自适应阵列处理，把多个信号x₁和x₂中的仅来自第二用户终端302b的信号x₂看作是期望的信号。通过这个，来自第一用户终端302a的信号x₁被认为是干扰信号，并且因此仅能够提取认为是所期望的信号的信号x₂。

权重计算单元121a和121b在每一资源块的基础上计算权重，资源块是给用户的资源分配的最小单位。即，当在特定资源块中计算权重时，仅使用了包括在特定资源块中的那些参考信号而不使用其它资源块中的那些参考信号(导频信号)。

注意，在本实施例中使用LTE作为通信方案的示例进行描述，但是通信方案不限于此。

由于资源块是给用户的资源分配的最小单位，所以在单个资源块中不存在被认为是多个空间复用信号之中的干扰信号的信号变化。

如图23中所示，在其中部分不同的资源块被分配给待空间复用的多个用户终端以代替向其分配完全相同的资源块的情况下，当在比单个资源块更宽的区中计算权重时，认为是干扰信号的信号的源可以变化。例如，当针对分配给图23中的用户1的整个区(包括多个资源块)计算权重时，在该区中，因为信号被认为是干扰信号，所以存在来自用户2的信号和来自用户3的信号。在这种情况下，存在太多的干扰源并且因此可能不能够执行合适的自适应阵列处理。其他方面，当权重计算单位是资源块时，由于其它空间复用用户终端(认为是干扰终端的用户终端)在资源块上是不变化的，所以能够执行合适的自适应阵列处理。

返回到图21，当信号解复用单元312从第一用户终端302a获得信号时，第一权重计算单元121a从导频生成单元122a获得由第一用户终端302a发射的参考信号(发射的导频)，并且基于包括在所接收到的信号y₁和y₂中的每一个中的参考信号(接收到的导频)z来获得用于与第一用户终端302a相关联的资源块的MMSE权重w₁。

在这里，用于获得第k用户终端的MMSE权重w_k的等式如下：

$E\[{\left|e_k\left(i\right)\right|}^2\]=E\[{|s_k\left(i\right)-w_k^{H}z\left(i\right)|}^2\]\→\min$

上述的MMSE权重计算在每一资源块的基础上执行，资源块被分配给第一用户终端302a。

当通过SMI算法执行权重计算时，用于第k用户终端的权重w_k(k=l至K；K是用户终端的数目)被计算如下：

w_k＝R^-1p_k

$R=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(i\right)\·z{\left(i\right)}^H$

$p_k=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(i\right)\·S_k{\left(i\right)}^{*}$

z(i)是接收到的导频，而s_k(i)是来自第k终端的发射的导频。

z(i)^H表示z(i)的复数共轭转置。

s_k(i)表示s(i)的复数共轭。

由MMSE权重计算单元121a计算的权重w₁={w₁₁,w₁₂}被提供给阵列组合单元123a且执行了阵列组合处理，从而获得了由第一用户终端302a发射的信号x₁的估计值x^₁。通过这个，空间复用信号已经能够被解复用成由第一用户终端302a发射的信号x₁(的估计值x^₁)。

注意，第k用户终端的阵列组合基于以下等式来执行：

${\hat{x}}_k=w_k^H\·y$

由第二用户终端302b发射的信号x₂的估计值x^₂同样地使用MMSE权重计算单元121b、导频生成单元122b以及阵列组合单元123b以与上文相同的方式来计算。

具体地，如图22的(b)中所示，当要获得多个空间复用信号x₁和x₂中的来自第二用户终端302b的信号x₂时，信号解复用单元312执行自适应阵列处理，把多个信号x₁和x₂中的仅来自第二用户终端302b的信号x₂看作为期望的信号。通过这个，来自第一用户终端302a的信号x₁被认为是干扰信号。仅能够提取认为是所期望的信号的信号x₂。

同样地，在根据本实施例的信号解复用单元312中，针对空间复用用户终端302a和302b中的每一个执行了诸如上文所描述的自适应阵列处理。结果，空间复用信号能够被解复用成由相应的用户终端302a和302b发射的信号x₁和x₂。

此外，由于本实施例的基站装置是形成相对小尺寸的毫微微小区的毫微微基站装置，所以存在可能出现在宏小区中的非常小的多路径和延迟，并且因此基站装置适用于执行上述的自适应阵列处理。

注意，通过MMSE权重的空间复用信号的解复用被表示为如下的矩阵：

(K×L)MIMO矩阵表示

K：发射终端的数目

L：接收天线的数目

如图23中所示，即使部分不同的资源块被分配给待空间复用的多个用户终端，本实施例的信号解复用单元312也能够解复用信号。因此，调度单元311能够执行诸如图23中所示的灵活的空分复用调度，而不用经受如图27所示的将完全相同的资源块分配给待空间复用的多个用户终端的约束，并且因此，能够执行有效地调度。因此，能够实现系统吞吐量的增加。

图24示出了使用上述的自适应阵列处理(在下文中，被称为“自适应阵列MIMO”)的资源块分配(调度处理)和信号解复用处理的示例。

首先，基站装置测量通过无线电连接到其的每个用户终端302(无空分复用)的CINR(载波干扰噪声比)，并且从而获得第一CINR值(步骤S1)。然后，基站装置对通过无线电连接到其的每个用户终端302(无空分复用)执行正常的自适应阵列处理(步骤S2)，以及然后再次测量CINR并且从而获得第二CINR值(步骤S3)。

然后，基站装置将第一CINR值与第二CINR值相比较以从而在基本程度上确定是否存在干扰终端。

如果在基站装置附近的邻近小区中存在用户终端，例如，如图25中所示，如果在毫微微小区附近存在通过无线电连接到形成宏小区的宏基站(宏BS)3101的用户终端(宏MS)3102，则用户终端3102是给毫微微小区带来干扰的干扰终端。

如果在基本程度上存在这样的干扰终端3102，则需要通过干扰终端3102将优先级赋予给干扰的移除。因此，即使执行了自适应阵列MIMO，把毫微微小区中的空间复用用户终端认为是干扰终端，也难以执行信号解复用。因此，当在基本程度上存在干扰终端3102时，优选不执行自适应阵列MIMO。

步骤S1至S4中的处理是用于确定在基本程度上是否存在干扰终端3102(其他小区中的用户终端)的处理。

一旦步骤S1中测量第一CINR值，由于未执行用于移除来自干扰终端3102的干扰的正常的自适应阵列处理(步骤S2)，所以当存在干扰终端3102时，第一CINR值是低的。其他方面，即使存在干扰终端3102，利用执行的用于移除来自干扰终端3102的干扰的自适应阵列处理测量的第二CINR值也是相对大的值。

其他方面，当不存在干扰终端3102时，建议第一CINR和第二CINR基本上彼此相等。

因此，通过将第一CINR值与第二CINR值相比较，能够进行关于是否存在干扰终端3102的确定(步骤S4)。更具体地，基站装置的确定单元313确定是否存在干扰终端，使得如果第二CINR值(足够)大于第一CINR值，则确定单元313确定存在干扰终端3102，而如果不是，则确定单元313确定不存在干扰终端3102，并且从而确定是否能够执行通过AA-MIMO的信号解复用。

如果在步骤S4中确定存在干扰终端3102，则由于难以使用自适应阵列MIMO(AA-MIMO)来执行信号解复用，所以基站装置的调度单元311针对上行链路执行不使用空分复用的资源分配处理(步骤S5)。在这种情况下，由于未执行空分复用，所以不要求空分复用信号的解复用。注意，如果存在干扰终端3102，则可以在将完全相同的资源块分配给待空间复用的多个用户的约束之下执行空分复用。在这种情况下，信号解复用单元312通过其中估计了信道矩阵H的常规解复用方法来执行空间复用信号的解复用。

如果在步骤S4中确定不存在干扰终端3102，则调度单元311针对上行链路使用空分复用(空分复用调度)来执行资源分配处理，前提是执行了AA-MIMO(步骤S6)。在AA-MIMO中，由于在不使用待空间复用的用户终端之间的相同的频率资源的情况下能够执行信号解复用，所以资源分配的灵活性增加了。

使用下行链路帧向用户终端302a和302b中的每一个通知确定的上行链路用户分配信息(MAP信息)。用户终端302a和302b中的每一个使用通过基站装置向其分配的一个或多个资源块来执行上行链路通信。

然后，信号解复用单元312通过AA-MIMO来解复用来自用户终端302a和302b的空分复用信号(步骤S7)。

然而，注意，当待空间复用的多个用户终端302a和302b位于在与从基站装置查看的基本上相同的方向上时，由于来自相应的用户终端302a和302b的信号从基本上相同的方向到达，所以难以向被认为是干扰终端的用户终端导向“空(null)”，并且因此即使执行了AA-MIMO，信号也可能不能够被解复用。也就是说，即使执行了AA-MIMO，也不能够移除来自认为是干扰终端的信号(干扰信号)，导致低的CINR值。因此，可能不能够获得来自认为是期望的终端的信号(期望的信号)。结果，不能够执行信号解复用。

因此，在步骤S8中，确定是否已经能够在步骤S7中在信号解复用处理中执行空分复用信号的解复用。具体地，确定单元313基于由信号解复用单元312通过AA-MIMO尝试执行信号解复用的结果来确定是否已经能够执行信号解复用(是否已经能够获得来自相应的用户终端的信号)。

如果在步骤S8中确定不能够执行解复用，则处理返回到步骤S6且执行其他调度。在其他调度中，执行了资源块分配，使得不同的资源块被分配给没有能够解复用其信号的多个用户终端。通过这个，在通过AA-MIMO的其他解复用处理中(步骤S7)，能够执行信号解复用的可能性增加了。

应当注意的是，在本文中公开的实施例应当在所有方面被认为是说明性的而不是限制性的。本发明的范围由所附权利要求而不是由前述意义指示，并且因此落入权利要求的等同物的意义和范围内的所有改变均旨在被包括在其中。

附图标记列表

1a和1b：天线

7：组合单元

8：权重计算单元

8a：计算单元

8b：选择单元

BS1和BS2：基站装置(通信装置)

MS1至MS6：移动终端(用户)

201：基站装置(通信装置)

210：信道估计单元

212：DCT单元(第一变换单元)

213：开窗处理单元

214：IDCT单元(第二变换单元)

221：乘法单元

222：扩张处理单元

223：LPF(滤波器单元)

224：延迟分量移除单元(移除单元)

301：基站装置

302a和302b：用户终端

311：调度单元

312：信号解复用单元

313：确定单元

121a和121b：权重计算单元

122a和122b：导频生成单元

123a和123b：阵列组合单元

Claims (25)

1.一种包括权重计算单元的通信装置，所述权重计算单元通过计算方法来计算包括在接收信号中的相应多个已知信号的权重，在所述计算方法中在每一已知信号的基础上执行顺次更新，其中：

所述权重计算单元包括：

计算单元，所述计算单元计算多个权重，所述多个权重至少包括作为更新目标的目标已知信号的第一权重和第二权重，通过使用所述目标已知信号更新第一其他已知信号的权重来获得所述第一权重，紧挨在使用所述目标已知信号执行更新之前更新所述第一其他已知信号的权重，并且通过使用所述目标已知信号更新与所述第一其他已知信号不同的第二其他已知信号的权重来获得所述第二权重；以及

选择单元，所述选择单元将所述目标已知信号的所述多个权重中具有较低估计误差的一个选择为所述目标已知信号的权重。

2.根据权利要求1所述的通信装置，其中

所述计算单元：

以多个次序来选择多个预定区，所述多个次序至少包括第一次序和与所述第一次序不同的第二次序，所述多个预定区中的每一个由一个或多个无线电分配的最小单位组成；以及

每当以所述第一次序来选择预定区时，使用包括在所选择的预定区中的已知信号来至少计算第一权重，并且每当以所述第二次序来选择预定区时，使用包括在所选择的预定区中的已知信号来计算第二权重。

3.根据权利要求2所述的通信装置，其中，所述第二次序是所述第一次序的逆次序。

4.根据权利要求2或3所述的通信装置，其中，所述预定区中的每一个是在不参考用户分配信息的情况下能够被识别为分配给相同用户的区。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的通信装置，其中，所述无线电分配的最小单位中的每一个是资源块。

6.根据权利要求2至5中任一项所述的通信装置，其中，所述第一次序和第二次序是其中所述预定区沿着频率方向和时间方向中的至少一个被布置的次序。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的通信装置，其中，所述目标已知信号、所述第一其他已知信号以及所述第二其他已知信号沿着频率方向和时间方向中的至少一个被布置。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的通信装置，其中，所述接收信号是要通过用于将多个连续布置的最小单位分配给单个用户的方案而发射的信号。

9.根据权利要求8所述的通信装置，其中，用于将多个连续布置的最小单位分配给单个用户的所述方案是SC-FDMA方案。

10.一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据接收复用信号来估计分别包括所述多个参考信号的多个接收信号的信道特性，在所述接收复用信号中多个参考信号通过循环移位被复用，其中

所述信道估计单元基于所述接收复用信号的信道时间响应来估计相应多个接收信号的所述信道特性，通过对所述接收复用信号的信道频率响应执行离散余弦变换来获得所述接收复用信号的信道时间响应。

11.根据权利要求10所述的通信装置，其中，所述信道估计单元包括：

第一变换单元，所述第一变换单元对所述接收复用信号的所述信道频率响应执行离散余弦变换，从而获得所述接收复用信号的所述信道时间响应；

开窗处理单元，所述开窗处理单元将所述接收复用信号的所述信道时间响应分离成相应多个参考信号的信道时间响应；以及

第二变换单元，所述第二变换单元对所述相应多个参考信号的所分离的信道时间响应执行逆离散余弦变换，从而获得所述相应多个参考信号的信道频率响应，以及

基于所述相应多个参考信号的所述信道频率响应来估计所述相应多个接收信号的所述信道特性。

12.一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据接收复用信号来估计分别包括所述多个参考信号的多个接收信号的信道特性，在所述接收复用信号中多个参考信号通过循环移位被复用，其中

所述信道估计单元基于处理函数来估计相应多个接收信号的所述信道特性，通过对所述接收复用信号的信道频率响应执行偶对称扩张处理来获得所述处理函数。

13.根据权利要求12所述的通信装置，其中，

所述信道估计单元包括：

乘法单元，所述乘法单元将所述接收复用信号的所述信道频率响应乘以基于相应多个参考信号的循环移位而获得的复数常数，从而针对所述相应多个参考信号获得所述接收复用信号的信道频率响应，在所述接收复用信号的信道频率响应中所述多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率；

扩张处理单元，所述扩张处理单元对所述接收复用信号的所述信道频率响应执行偶对称扩张处理，从而获得用于所述相应多个参考信号的所述处理函数，在所述接收复用信号的所述信道频率响应中所述多个参考信号的所述信道频率响应被移位到它们相应的原始频率；以及

滤波器单元，所述滤波器单元从用于所述相应多个参考信号的它们对应的处理函数中仅获得被移位到它们相应的原始频率的所述多个参考信号的所述信道频率响应，以及

基于所述多个参考信号的所述信道频率响应来估计所述相应多个接收信号的所述信道特性。

14.根据权利要求13所述的通信装置，其中，所述多个扩张处理单元中的每一个在所述复用信号的对应信道频率响应之前和之后在频率轴上执行扩张，在所述复用信号的对应信道频率响应中对应参考信号的所述信道频率响应向其原始频率移位了与对应滤波器单元的组延迟长度相对应的长度。

15.根据权利要求13或14所述的通信装置，其中，所述信道估计单元进一步包括移除单元，所述移除单元移除在由所述多个滤波器单元获得的所述多个参考信号的所述信道频率响应中出现的延迟分量。

16.一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据接收复用信号来估计分别包括所述多个参考信号的多个接收信号的信道特性，在所述接收复用信号中所述多个参考信号通过循环移位被复用，其中

所述信道估计单元通过对所述接收复用信号的信道频率响应执行基于偶对称的处理来估计相应多个接收信号的所述信道特性。

17.一种包括信道估计单元的通信装置，所述信道估计单元根据接收复用信号来估计分别包括所述多个参考信号的多个接收信号的信道特性，在所述接收复用信号中多个参考信号通过循环移位被复用，其中

所述信道估计单元包括：

乘法单元，所述乘法单元将所述接收复用信号的所述信道频率响应乘以基于相应多个参考信号的循环移位而获得的复数常数，从而针对所述相应多个参考信号获得所述接收复用信号的信道频率响应，在所述接收复用信号的信道频率响应中所述多个参考信号的信道频率响应被移位到它们相应的原始频率；

滤波器单元，所述滤波器单元从所述接收复用信号的它们对应信道频率响应中仅获得被移位到它们相应原始频率的所述多个参考信号的所述信道频率响应，在所述接收复用信号的它们对应信道频率响应中所述多个参考信号的所述信道频率响应被移位到它们相应的原始频率；以及

基于所述多个参考信号的所述信道频率响应来估计所述相应多个接收信号的所述信道特性。

18.一种包括调度单元的基站装置，所述调度单元能够对多个用户终端执行空分复用调度处理，所述基站装置包括：

信号解复用单元，所述信号解复用单元将空间复用的信号解复用成来自所述相应用户终端的信号，其中

所述信号解复用单元被配置成：对空间复用的信号执行自适应阵列处理；把待解复用和提取的来自用户终端的信号看作期望的信号；以及，将与所述期望的信号空间复用的来自其他用户终端的信号看作干扰信号，从而获得来自所述相应用户终端的信号。

19.根据权利要求18所述的基站装置，其中，所述基站装置是毫微微基站装置。

20.根据权利要求18或19所述的基站装置，其中，所述信号解复用单元使用导频信号来执行用于所述自适应阵列处理的权重计算，所述导频信号的循环移位量是针对所述多个用户终端中的每一个而设置，使得所述导频信号之间的互相关小于所述多个用户终端之间的预定阈值。

21.根据权利要求18至20中任一项所述的基站装置，其中，使用在给用户的资源分配的每一最小单位的基础上计算的权重来执行所述自适应阵列处理。

22.根据权利要求18至21中任一项所述的基站装置，进一步包括确定单元，所述确定单元确定是否能够执行通过所述自适应阵列处理的信号解复用。

23.根据权利要求22所述的基站装置，其中，所述确定单元通过确定是否存在干扰终端来确定是否能够执行通过所述自适应阵列处理的信号解复用。

24.根据权利要求22或23所述的基站装置，其中，所述确定单元基于尝试执行通过所述自适应阵列处理的信号解复用的结果来确定是否能够执行信号解复用。

25.根据权利要求22至24中任一项所述的基站装置，其中，当通过所述确定单元确定不能够执行信号解复用时，所述调度单元不使用空分复用执行调度处理或者执行其他空分复用调度处理。

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