CN107534626A - 全双工通信网络的信道脉冲响应估计 - Google Patents

全双工通信网络的信道脉冲响应估计 Download PDF

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Abstract

一种全网络干扰消除方案，其估计与自干扰和相互干扰相关的信道脉冲响应，然后在全双工设备的接收器中减少所述自干扰和所述相互干扰。可以将全双工增益利用并转换成系统增益。所述方案基于对整个全双工网络进行扩展多输入多输出(MIMO)处理。当唯一的导频信号设计和训练结构就位于全网络时，可以看出全网络干扰消除是可行的。

Description

全双工通信网络的信道脉冲响应估计
相关申请的交叉引用
本申请要求于2015年10月9日提交的申请号为14/879,941的美国专利申请的优先权，该美国专利申请要求于2015年4月23日提交的申请号为62/151,632的美国专利申请的优先权，其内容通过引用结合在本申请中。
技术领域
本申请一般地涉及全双工通信网络，更具体地，涉及这种网络的信道脉冲响应估计。
背景技术
全双工(full-duplex，FD)无线电涉及针对双向通信中的每个方向使用相同的时间和频率资源。与半双工(half-duplex，HD)通信相比，频谱效率可以得到优化，并且给定资源的容量有可能加倍。由于物理层中的潜在益处和上层中的其它益处，FD已被认为是未来5G无线通信系统的使能技术之一。
发明内容
可以证明全网络干扰消除方案将FD设备的接收器中的自干扰和相互干扰均减小到期望的水平。所述方案基于对整个FD网络进行扩展多输入多输出(Multiple-Input-Multiple-Output，MIMO)处理。当唯一的导频信号设计和训练结构就位于全网络时，可以看出全网络干扰消除是可行的。
根据本公开的一个方面，提供一种设备操作方法。所述方法包括：所述设备的发送天线发送从多个相互正交的导频信号中选择的第一导频信号；所述设备的接收天线接收第一接收信号，其中，所述第一接收信号包括所述第一导频信号和从所述多个相互正交的导频信号中选择的第二导频信号，所述第二导频信号由不同设备的发送天线发送；所述设备基于所述第一导频信号估计所述发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第一信道脉冲响应(channel impulse response，CIR)；以及所述设备基于所述第二导频信号估计所述不同设备的发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第二CIR。在本公开的其它方面中，提供一种用于存储指令的计算机可读介质，当所述指令由设备中的处理器执行时，使所述处理器执行该方法。
根据本公开的另一方面，提供一种设备，包括：接收天线；发送天线；发送器，其用于经由所述发送天线发送从多个导频信号中选择的第一导频信号；处理器；和与所述处理器操作性耦合的接收器，所述接收器用于接收第一接收信号，其中，所述第一接收信号包括所述第一导频信号和从所述多个相互正交的导频信号中选择的第二导频信号，所述第二导频信号由不同设备的发送天线发送。所述处理器用于：基于所述第一导频信号估计所述发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第一信道脉冲响应(CIR)；以及基于所述第二导频信号估计所述不同设备的发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第二CIR。
结合附图，在看过本公开具体实现方式的以下描述之后，本公开的其它方面和特征对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。
附图说明
现在通过示例的方式参见示出示例性实现方式的附图，其中：
图1示出了无线网络；
图2示出了具有多个基站的全双工网络；
图3示出了示例性全双工子帧结构；
图4示出了支持全双工操作的通信系统的帧的子帧的示例性序列，子帧序列包括特殊子帧；
图5示出了包括第一干扰消除单元的示例性全双工设备；
图6示出了图5的第一干扰消除单元内的示例性组件；
图7示出了以全双工模式运行时，在设备处执行的用以消除干扰的方法中的示例性步骤；
图8示出了用以覆盖传播延迟和多路径扩散的带有时长的训练周期；
图9示出了在图4所示特殊子帧的第一示例的一部分上分配训练周期；
图10示出了在图4所示特殊子帧的第一示例的一部分上分配训练周期；以及
图11示出了示例性通信设备的元件。
具体实施方式
对于具有FD能力的设备(例如，具有全双工能力的基站，以下称为“FD-BS”；或具有全双工能力的用户设备，以下称为“FD-UE”)而言，如何有效地消除自干扰(self-interference，SI)是一个挑战，所述自干扰包括其自身发送信号的泄漏和反射。尤其，可以看出SI比接收器中的灵敏度水平强100dB多。在过去几年中，SI消除技术已经引起了工业界和学术界的关注。尤其在设计、实现方式和性能改进方面取得了显著的进步。
可以为无线网络系统提出空中接口升级，其使FD-BS成为可能并且向后兼容传统UE。可以采用正交导频信号在空中接口中引入FD-BS的唯一且非侵入式训练结构。
FD使能设备对整个无线网络的含义和影响已经位列近期研究课题。当全部或部分FD使能设备在全双工模式下运行时，对系统增益特别有害的一个问题可能是额外的相互干扰(mutual interference，MI)。这些研究的焦点是残余MI对系统的影响，通常这些研究认为MI能够以某种方式消除或减轻。
图1示出了无线网络100，其包括具有各自覆盖区域102-1和102-2的两个BS 104-1和104-2。BS可以由参考编号104共同地或单独地引用。图1中还示出了四个UE：第一UE 106-1；第二UE 106-2；第三UE 106-3；和第四UE 106-4(统称或单独称为106)。
第三代合作伙伴计划(the Third Generation Partnership Project，3GPP)负责采用时分双工(Time-Division Duplexing，LTE-TDD)对长期演进(Long Term Evolution，LTE)4G无线网络进行标准化。在传统LTE-TDD中，在频率复用为1的情况下，网络干扰可以显示为基于BS-UE同信道干扰(interference，IF)。这种同信道干扰可以在BS(UE-BS IF)的上行链路(uplink，UL)时隙上观测到，并且可以在UE(BS-UE IF)的下行链路DL时隙上观测到。在这种传统LTE-TDD网络中，由于整个网络上的公共UL-DL配置上的同步性，很大程度上避免了从BS到BS(BS-BS IF)和从UE到UE(UE-UE IF)的小区间干扰。类似地，在这种传统LTE-TDD网络中，由于整个网络上的公共UL-DL配置上的同步性，很大程度上避免了UE到UE(UE-UE IF)的小区内干扰。
相比之下，在FD使能网络(以下称为“FD网络”)中，其中，网络中的BS可以在FD模式下运行，自干扰在FD-BS中最为显著。由于一个设备(BS或UE)的UL时隙与另一个设备的DL时隙以及资源块(resource block，RB)是相同的，因而与FD网络(BS-BS IF和UE-UE IF)有关的小区间干扰和小区内干扰可以是相对显著的。
在图1中，第一BS 104-1和第二BS 104-2在FD模式下运行，而全部四个US 106均在传统半双工模式下运行。
图1所示FD网络100中的一种类型的干扰是自干扰116-0，116-1，可以将其认为是由于发送信号耦合并反射回FD-BS 104中的接收器而引起的。
图1所示FD网络100中的另一种类型的干扰是BS到BS干扰(BS-BS IF)114，可以将其定义为在FD-BS 104中发送由相邻FD-BS 104接收的信号。由于共享RB上的相互干扰，可以在所有相邻FD-BS 104中同时观测到BS-BS IF。也就是说，对于由第一BS 104-1和第二BS104-2共享的给定RB而言，第一BS 104-1可能遭受来自第二BS 104-2的BS-BS IF，而第二BS104-2同时可能遭受来自第一BS 104-1的BS-BS IF。
图1所示FD网络100中的又一种类型的干扰是UE到UE干扰(UE-UE IF)。当两个HD-UE 106由FD-BS 104在同一时隙中进行调度以针对UL和DL分别操作时，从一个UE 106发送信号(UL)可以显示与另一个UE 106上DL信号的接收发生干扰。该干扰可以由同一小区(小区内UE-UE IF 108-21，108-43)或相邻小区(小区间UE-UE IF 108-23)中的另一UE引起。
另外，BS-UE干扰(BS-UE IF)110和UE-BS干扰(UE-BS IF)112可以认为是从传统HD网络(HD-Net)继承的一种类型的同信道干扰。由于在DL和/或UL中相同RB上调度相邻小区内两个或更多UE 106，其在BS 104和UE 106上均可以看到。
大体上，可以至少部分地消除在FD网络100中的FD-BS 104处观测到的干扰。具体地，重点在于消除SI 116和BS-BS IF 114。然而，值得注意的是，本申请的各方面可以应用于UE-BS IF 112的消除，并且可以发现其适用于UE 106处UE-UE IF 108的消除。
在典型的全双工设备(例如，BS 104或UE 106)中，自干扰的消除涉及两个步骤。第一步涉及建立专用半双工训练周期。在所述训练周期中，由FD设备发送导频信号。导频信号也可以称为训练信号。然后，FD设备的接收器可以估计导致SI的各种机制的贡献。这种机制可以包括，例如，泄露、耦合和反射。第二步骤发生在正常通信过程中，涉及基于所估计的信道和了解到的所发送的信号来重建SI的副本。FD设备的底层基础设施可以总结如下：
1)用于MIMO信道估计的导频信号；
2)专用于FD信道估计的HD训练周期；和
3)用于干扰重建的发送数据的可用性。
在全双工使能网络中消除BS-BS IF 114的一般方法是在实际可行的情况下利用现有基础设施来消除SI 116，同时考虑到来自相邻BS 104的BS-BS IF 114。消除FD网络中BS 104处的SI 116与消除单个BS 104中的SI 116之间存在若干差异。
使用图1中的第一BS 104-1作为示例性BS，其中一个差异是基于BS-BS IF 114所经历的传播信道和SI 116-0所经历的传播信道之间的差异。此外，可以看到BS-BS IF 114所经历的传播信道和其它BS-BS IF(例如，来自第三BS(未示出)的BS-BS IF)所经历的传播信道之间存在差异。具体地，BS-BS IF 114的信道脉冲响应(CIR)的延迟扩散根据BS 104的不同而不同。
如果考虑到多个相邻BS 104，则为了包括SI 116和BS-BS IF 114而设置的扩展MIMO的尺寸可显著地增大。
可以采用回程(在分布式BS 104的情况下)数据链路或前传(在集中式BS的情况下，如在云无线电接入网络或C-RAN中所采用的)数据链路以使发送数据发生隧道效应穿过BS104。本文中应当理解，数据链路的容量是足够的，并且链路对于数据传输是无损的。
在图2中示出了FD网络200，以使得考虑在具有SI和BS-BS IF这两者的环境中操作BS。在下面的部分中，导频信号的设计和训练周期的分配使得能够消除FD网络200中的SI和BS-BS IF。
图2示出了FD网络200中的第一FD-BS，BS1 204-1。FD网络200通常包括Kb个FD-BS，然而，在图2中仅示出了两个另外的FD-BS，称为第二BS2 204-2和第Kb个BSKb 204-KB)。因此，第一BS1204-1受到其自身SI以及来自相邻小区中BS的BS-BS IF的影响。
第一BS1 204-1包括第一发送器205-1和第一接收器207-1。第二BS2 204-2包括第二发送器205-2和第二接收器207-2。第Kb个BSKb 204-KB包括第Kb个发送器205-KB和第Kb个接收器207-KB。在第一BS1 204-1处存在第一SI 216-1。在第二BS2 204-2处存在第二SI216-2。在第Kb个BSKb204-KB处存在第Kb个SI 216-KB。第一BS1 204-1也被示为遭受来自第二BS2 204-2的BS-BS IF 214-21和来自第Kb个BSKb 204-KB的BS-BS IF 214-KB1。
为了支持传统半双工设备，可以对现有的半双工帧结构进行修改以支持全双工通信，包括发送导频信号以使得能够进行信道估计。作为说明性示例，可以对3GPP LTE TDD帧结构进行修改以支持全双工通信。
图3示出了示例性全双工子帧结构300。全双工子帧结构300基于3GPP LTE TDD兼容通信系统的子帧配置3(参见3GPPTS 36.211：“演进通用陆地无线电接入；物理信道和调制-表4.2-1：特殊子帧的配置”(Evolved Universal Terrestrial Radio Access；Physical channels and modulation-Table 4.2-1：Configuration of specialsubframe))。全双工子帧结构300的子帧0和2可以分别用于下行链路(D)传输和上行链路(U)传输。全双工子帧结构300的子帧1可以是特殊(S)子帧，所述特殊子帧包括下行链路导频时隙(Downlink Pilot Time Slot，DwPTS)部分305、保护周期/训练周期(GP：guardperiod/TP：training period)部分310和上行链路导频时隙(Uplink Pilot Time Slot，UpPTS)部分315。GP/TP部分310可以用于若干目的。当全双工子帧结构300与传统(半双工)BS结合使用时，例如，GP/TP部分310可以用作DwPTS部分305和UpPTS部分315之间的GP，其用于从下行链路传输向上行链路传输切换。然而，当全双工子帧结构300与全双工BS结合使用时，例如，GP/TP部分310也可以用于使全双工设备根据半双工GP/TP部分310中发送的导频信号执行CIR估计。可以使用特殊子帧配置来调整GP/TP部分310的长度。
全双工子帧结构300的七个剩余子帧是灵活(F：flexible)子帧，这意味着每个子帧可以用于下行链路传输和/或上行链路传输。换言之，可以针对每个子帧调度一个或多个上行链路传输和/或一个或多个下行链路传输。针对可以以灵活方式使用的子帧的调度可以基于多个标准进行优化，例如，最大容量、干扰约束等。从UE的角度来看，如果UE能够基于控制信道上接收到的调度分配或更高层信令来准备上行链路发送或下行链路接收，则可以很好地服务UE。更高层信令的示例包括无线资源控制(radio resource control，RRC)信令。
图4示出了支持全双工操作的通信系统的帧400的子帧的示例性序列。帧400包括第零特殊子帧455-0，其包括DwPTS部分457、GP/TP部分459和UpPTS部分461。帧400还包括第五特殊子帧455-5，其结构与第零特殊子帧455-0的结构一致。对于对特定3GPP LTE TDD兼容通信系统使用扩展的支持全双工操作的通信系统，代表性帧可以是类似的。训练周期的长度以及周期性可以取决于环境和/或通信系统因素。作为说明性示例，如果需要为了正确操作而超过接收器处的信道估计器的信噪比(signal to noise ratio，SNR)阈值，则对训练周期的长度和/或周期性以允许超过SNR阈值的方式进行设置。例如，如果要求训练周期的重复性小于信道的时间相干性，则将训练周期的长度设置为小于信道的时间相干性。2015年2月9日提交的序列号为14/617,679的美国专利申请中呈现了支持全双工操作的帧结构的详述，该申请进行了共同转让并通过引用结合在本文中。
图5示出了示例性全双工设备500。全双工设备500包括由发送器和接收器共享的多个(Nb个)天线，其中三个进行了示出。天线包括第一天线505A、第二天线505B和第Nb个天线505NB(统称或单独称为505)。发送器包括第一发送器507A、第二发送器507B和第Nb个发送器507NB(统称或单独称为507)。接收器包括第一接收器509A、第二接收器509B和第Nb个接收器509NB(统称或单独称为509)。
全双工设备500还包括循环器，所述循环器包括第一循环器511A、第二循环器511B和第Nb个循环器511NB(统称或单独称为511)。每个循环器511将天线505与相关联的发送器507和相关联的接收器509耦合。接收器509处的自干扰可以由不同的路径(通常称为多路径)产生。作为说明性示例，发送信号可以通过循环器511泄漏，并且由天线505反射到接收器509。此外，来自附近天线505的其它发送信号连同周围结构反射的发送信号可以由接收器509检测到。为了有效地去除接收器509中的自干扰，确定从发送器507到接收器509的信道估计(例如，MIMO信道估计、CIR等)，使得可以再生并使用自干扰副本来消除接收器509处的自干扰，例如，干扰消除单元处的自干扰。图5示出了第一干扰消除单元513A、第二干扰消除单元513B和第Nb个干扰消除单元513NB(统称或单独称为513)。在干扰消除之后，接收信号可以由信号处理单元515解码以恢复所发送的数据。应注意，单元513和515可以分布在图2所示单元207中或者集中在图2所示单元210中。
图6示出了图5的第一干扰消除单元513A内的示例性组件。干扰消除单元513A可以以多阶段模式运行。在第一阶段中，干扰消除单元513A可以使用信道估计单元655执行信道估计，诸如CIR估计或MIMO信道估计。信道估计单元655可以利用所发送的导频信号(例如，x1，k，x2，k，...，xNb，k)来执行信道估计，以使得能够进行信道估计。作为说明性示例，回顾图3和图4，导频信号可以在第一特殊子帧455的半双工GP/TP部分459中进行发送。在第二阶段中，干扰消除单元513A的干扰重建单元660可以基于已知的发送数据符号(例如，x1，k，x2，k，...，xNb，k)和信道估计单元655产生的信道估计(例如，hp)来重建自干扰和相互干扰。组合器665可以将干扰重建(由干扰重建单元660生成的)与接收信号(例如，yp)组合(即，相减)以利用从接收信号中减去的干扰重建来产生组合器665的输出。
考虑第k个基站BSk，其中，发送天线的数量由Nk表示，MIMO接收器的数量由Mk表示，将来自BSk的干扰的CIR长度理解为Lk，其中k＝1，2，...，Kb。在第一BS1的Mk(k＝0)个MIMO接收器的第p个MIMO接收器中采样的基带信号，其表达可以用下述公式表示：
其中，xq，k(n)表示来自第k个BS上的第q个天线的发送导频信号样本。hp，q，k(l)表示来自第k个BS上的第q个天线的CIR抽头。vp(n)是接收器中的加性高斯白噪声(AdditiveWhite Gaussian Noise，AWGN)。应注意，由于训练周期的半双工假设，UE信号不存在于等式(1)中。在接收器中收集的N块样本n＝n0，n0+1，...，n0+N-1可以表示为向量，并且等式(1)可以以矩阵形式表示：
yp＝Xhp+vp， (2)
其中，
yp＝[yp(n0)，yp(n0+1)，...，yp(n0+N-1)]T， (3)
vp＝[vp(n0)，vp(n0+1)，...，vp(n0+N-1)]T， (4)
均为N×1向量，T表示矩阵转置。hp是D×1向量，其中，
表示从所有BS上的所有Tx天线到第p个接收天线的堆叠CIR向量。即，
其中，hp，q，k是从第k个BS上的第q个天线到第p个接收器的Lk×1CIR向量：
hp，q，k＝[hp，q，k(0)，hp，q，k(1)，…，hp，q，k(Lk-1)]T，q＝1，…Nk，k＝1，…Kb。 (6)
可将来自所有BS上的所有Tx天线的导频信号符号连接成N×D矩阵X，其形式为
其中，Xq，k是N×Lk信道卷积矩阵，其具有来自第k个BS上的第q个天线的导频信号：
此时，等式(2)中hp的最小二乘方(least-square，LS)信道估计可以由下式得出
可以在图6中的干扰重建单元660处根据下式重建干扰
使得干扰消除残余信号zp为
值得注意的是，复杂性主要来自等式(10)中的信道估计。假设
Rx＝XHX (12)
是导频信号的相关矩阵，其尺寸(dimension)为D×D。即使取系统中的一些适中的参数，等式(5)中的D也可能很大。例如，Kb＝6，Nk＝2且Lk＝＝80的情况下，D＝1040，除过L0＝40的情况。因此，对于BS中可用的合理处理功率而言，可以认为等式(10)的实时实现方式比较困难。作为对等式(10)的实时实现方式的辅助，可以离线计算并保存可以离线计算并保存。然而，离线计算并然后保存计算的的方法可能会有问题，如2015年2月9日提交的序列号为14/617,598的美国专利申请中所注意到的，该申请进行了共同转让并通过引用结合在本文中。在本申请中，序列号为14/617,598的美国专利申请中的设计方法从仅消除FD网络中的SI扩展到消除SI和BS-BS IF。
一般来说，本申请各方面涉及为相邻Kb个BS中的每个发送天线设计导频信号集合，使得等式(13)中的相关矩阵变为单位矩阵(在不考虑标量的情况下)，即
其中，LS估计器将变为：
其可以看作导频信号和接收采样之间的互相关集合。具体地，可以将任一对发送和接收天线的各个CIR独立地估计为
其中，与等式(7)中的hp，q，k具有相同的形式，并且Xq，k是等式(9)中的信道卷积矩阵。相关矩阵变为单位矩阵(参见等式(14))使得能够实现等式(15)和(16)的条件等同于两个Tx天线上的一对导频信号的相关矩阵的条件：
从等式(17)可以注意到，导频信号正交的一个结果是所有导频信号的自相关是理想的(即，狄拉克函数δ(τ))，其所有延时|τ|≤Lm-1。导频信号正交的另一个结果是导频信号之间的互相关在相同的延时间隔上全为零，其中，这种正交导频信号集合可以建立在一般的零相关区(zero-correlation-zone，ZCZ)序列和循环前缀(cyclic prefix，CP)上。对于ZCZ序列和设计示例的细节，可参见序列号为14/617,598的美国专利申请及其中的引用。
在下文中，构造ZCZ序列集合，其序列长度等于N，区域大小不小于Lm-1，并且集合大小至少为，来自所有相邻小区的Tx天线的总数Nb：
如果我们让构造的ZCZ序列集合索引为
S＝{Sq，k(0)，sq，k(1)，…，sq，k(N-1)}，q＝1，2，…，Nk，k＝1，…Kb (18)
则从第k个BS上的第q个天线发送的导频信号会是(N+NCP)×1向量
其中，第一NCP符号中的每个是从原始ZCZ序列的末端复制的循环前缀(CP)。值得注意的是，需要满足NCP≥Lm-1的条件以使得正交性保持在等式(17)中的延迟扩展上。CP也应覆盖从相邻BSk到BS1，的传播延迟，这将在后文进行详述。还应该注意，CP长度应该覆盖BS之间的相互干扰的多路径扩散和传播延迟。此外，CP长度未必需要匹配LTE标准中规定的正常或扩展CP长度。
全双工通信系统的导频信号选择开始于设备对满足通信系统要求的信号集合进行选择。例如，信号集合可以满足等式(14)以及等式(17)中所表示的条件。作为示例，可以选择ZCZ序列，并且选择的ZCZ序列可以满足等式(14)和(17)中所设置的条件。例如，可以选择相同的ZCZ序列以满足其它通信系统要求，比如：ZCZ序列的长度等于期望的符号长度N(在添加循环前缀之前)；ZCZ序列集合的大小等于或大于发送天线的数量Nb；并且ZCZ序列区的长度等于或大于信道延迟扩散Lb，其可以指示ZCZ序列集合中的序列的自相关和互相关的最小ZCZ区长度；等等。设备可以保存ZCZ序列。可以将ZCZ序列(或关于ZCZ序列的信息，其可能足以生成ZCZ序列的副本)保存到本地存储器、远程存储器、本地数据库、远程数据库、本地服务器、远程服务器等。
图7示出了以全双工模式运行时，在设备处执行的方法中的示例步骤的流程图。所述步骤可以指示当设备以全双工模式运行时在设备(例如，能够进行全双工操作的BS或全双工UE)处发生的操作。
图7的方法可以开始于设备发送导频信号用于用以进行全双工CIR估计(步骤705)的导频信号。导频信号可以是ZCZ序列或满足等式(14)的任何其它类型信号，例如，根据图7的方法所选择的用以满足通信系统要求。也就是说，导频信号可以用于使得能够对Kb个BS的发送天线与设备的接收天线之间的通信信道的CIR进行估计。
导频信号可以，例如，由设备进行选择，由技术标准进行指定或由通信系统的运营商进行选择。设备可以根据导频信号测量干扰(步骤710)。另外，作为步骤710的一部分，设备也可以估计通信信道的CIR。然后，设备可以发送并接收信号(步骤715)。步骤715中发送的信号可以是对应于第一传输的信号。步骤715中接收的信号可以包括对应于第一传输的信号、由设备的发送天线进行的进一步传输所产生的自干扰(SI)以及由其它BS的发送天线进行的进一步传输所产生的相互干扰(BS-BS IF)。设备可以通过采用估计的CIR来消除存在于接收信号中的干扰(至少部分SI和至少部分BS-BS IF)(步骤720)。然后，设备可以在干扰消除之后对接收信号中包含的信息进行处理(步骤725)。这种对接收信号中包含的信息进行的处理可以包括解调和解码(步骤725)，这对于本领域普通技术人员而言是很好理解的。
等式(10)和(15)中给出的hp的最小二乘方信道估计可能受估计误差的影响，例如，由于等式(1)中观测噪声造成的误差。一般来说，通过使用以下表达式，可以将这种估计误差明确地包括在信道估计中
其中，Δhp表示估计误差，并且可以将其认为是具有零均值和特定方差的正态分布。当观测噪声vp(n)为AWGN时，等式(10)的LS估计的方差达到克拉美罗下线(Cramér-Raolowerbound，CRLB)。可以看出CRLB可以作为协方差矩阵的对角元素
其中，是接收器中的观测噪声vp(n)的方差。对于所提出的满足等式(14)的正交导频，我们使
因此，可以将等式(12)的消除残余改写为
其中，
εp＝XΔhp (24)
是由于信道估计误差而引起的消除残余中的附加噪声。可以通过下式评估附加噪声的平均功率Pε，
其中，Tr(.)表示矩阵的迹。D已在等式(5)中进行了定义，N是信道估计的观测窗口的长度。等式(24)的总消除残余的功率为
等式(26)表明，由于信道估计误差，或者等同地，由于在这种情况下的重建误差而消除的噪声可以降低到低于观测噪声的水平，条件是D＜N。对于上述使用的D＝1040的示例，合理选择N＝2D＝2080，其约为LTE中的正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)符号的持续时间，这一合理选择将具有比观察噪声低3dB的加性噪声，但将总消除残余量提高到高于原始观测噪声1.76dB。
使用满足等式(17)的正交导频信号的优点之一是仅使用一个共享的HD训练周期来完成对干扰消除设置中涉及的所有Kb个BS的训练，所述干扰消除设置表示在等式(1)中。
考虑到在SI(BS0到BS0)和相互干扰(BSk到至BS1，k＝2...Kb)之间的传播路径的变化，可以对等式(20)的导频信号的CP进行扩展，以降低从BS0处的其它BS接收的常规DL信号与用于信道估计的相关窗口中的导频信号发生干扰的可能性。也就是说，等式(20)中的导频信号的最小CP长度应为NCP＝Lm+Tm-1，其中，Tm是对应于从最远BS到BS0的最大传播延迟的样本数。因此，训练周期的最小长度应为N+Lm+Tm-1。图8中对示例进行了说明，其中，在BS0处，认为来自BS1和的Rx信号的总延迟(传播延迟加上多路径延迟)≤NCP并且预计虚Rx信号的总延迟>NCP，使得前述DL信号侵入到信道估计窗口中，并且使导频信号的正交条件(17)无效。
通常，可以将训练周期分配在任一下行链路时隙中，其中，诸如CRS、PSS、SSS、PBCH、PDCCH、PCFICH和PHICH等控制信号没有进行调度。序列号为14/617,679的美国专利申请中提出了有效且较少侵入的训练周期分配。在序列号为14/617,679的美国专利申请中，建议训练周期与LTE-TDD系统的保护周期(GP)共享。图9中例证了在GP和一部分DwPTS上分配训练周期(称为扩展TP 925)。
图9示出了具有扩展的半双工导频信号的示例性特殊子帧900。特殊子帧900包括DwPTS部分905、GP/TP部分910和UpPTS部分915。在保证较长导频信号但需要传统兼容性的情况下，DwPTS部分605的子集可由调度器保留并用于携带导频信号。如图9所示，DwPTS部分905的一部分(sym2/TP部分920和sym3/TP部分922)可以用于携带导频信号，从而产生扩展TP 925。此外，在具有多个特殊子帧的帧中，所有特殊子帧可以具有扩展TP，特殊子帧的子集可以具有扩展TP，或者特殊子帧都不可以具有扩展TP。
在图9的示例性特殊子帧900中，扩展TP 925与GP/TP部分910进行共享，并且扩展到DwPTS部分905中的两个OFDM符号(sym2/TP部分920和sym3/TP部分922)。图10中示出了示例性特殊子帧1000。图10所示示例性特殊子帧1000包括DwPTS部分1005、GP/TP部分1010和UpPTS部分1015。扩展TP 1025与GP/TP部分1010进行共享，并且扩展到DwPTS部分1005中的仅一个OFDM符号(sym2/TP部分1020)。图9中的DwPTS部分905和图10中的DwPTS部分1005之间的差异对于知悉LTE TDD标准内特殊子帧配置的人员而言可能很熟悉。
可以采用选择过程来从相邻小区中选择最强干扰BS。选择过程可以适于，此外，可以适用于网络特有的复杂性和性能。在一个实施例中，最强干扰BS的选择可以基于(16)中的单独信道估计，由于导频信号的正交性，这是有可能的。可以通过针对网络中的第q个天线和第k个BS估计的的能量来计算来自每个BS的干扰电平，甚至是来自每个BS的每个Tx天线的干扰电平来计算，。也就是说，“最强干扰BS”的选择可以是具有产生最强干扰的天线的BS。可选地，“最强干扰BS”可以是具有最多总干扰的BS，这种干扰来自许多天线的贡献。因此，第k个BS中选择的用于消除的天线数量Nk可以小于第k个BS中的物理天线数量。
本文中提供的解决方案可以应用于某些网络，该网络存在一种用于对干扰消除(参见图2)中涉及的一组BS之间的传输信息进行共享的机制。
基于C-RAN的FD网络能够在集中式单元(centralized unit，CU)中实现本发明的各方面，因为可以在CU处轻易取得传输信息，并且可以在集中式基带单元(centralizedbaseband unit，C-BBU)中数字化地完成干扰消除。本申请的各方面可以在远端射频单元(remote radio unit，RRU)处同时实现以用于RRU中的混合模拟和数字干扰消除，其中，所需的传输加信道信息或干扰的重建副本可以以适当的时间提前量从CU传递到RRU。RRU和C-BBU中的两级混合模拟/数字和数字消除的优点之一是可以针对干扰残余和上行链路信号实现改进的动态范围。
本申请的各方面原则上适用于在HD-UE或FD-UE中消除UE-UE IF，如图2所示。UE之间的传输信息共享可以通过UE之间的通信链路来实现。这种通信链路可以使用各种技术来实现，例如，WiFi(在由电气和电子工程师协会公布的802.11标准中进行定义)，蓝牙TM、近场通信(Near Field Communication，NFC)等。这种通信链路的能力在智能UE中广泛可用。由于上行链路传输由BS控制，因此可以针对干扰消除设置中涉及的一组UE调度专用训练周期，所述干扰消除设置能够以与等式(1)至(14)一致的方式进行公示表示。
虽然已经针对LTE网络中的应用对本申请的各方面进行了详细阐述，但是这些方面可以同样适用于其它应用，例如，FD-WiFi网络的应用，所述FD-WiFi网络中，接入点到接入点干扰(Access Point to Access Point Interference，AP-AP IF)和站到站干扰(Station to Station Interference，STA-STA IF)的消除可以以与本申请的各方面一致的方式来处理，条件是该合适的基础设施是可用的或者可以构造，例如，以与图2所示FD网络一致的方式来构造。
图11示出了示例性通信设备1100的元件。通信设备1100可以是全双工设备的实现方式，诸如全双工BS或全双工UE。通信设备1100可以用于实现本文所述的各个实施例。如图11所示，发送器1105可以用于发送帧、导频信号等。通信设备1100包括接收器1110，其可以用于接收帧、导频信号等。简明起见，这里未示出其它常规单元，诸如发送器和接收器中使用的编码器、解码器、调制器和解调器。
训练序列生成单元1120可以用于生成在CIR估计中使用的训练序列。训练序列生成单元1120可以用于从ZCZ序列或满足等式(14)中所表达的条件的任何其它类型的序列中生成训练序列。训练序列生成单元1120可以用于生成满足通信系统要求的训练序列。映射器1122可以用于将训练序列映射到发送天线端口。映射器1122可以用于从每个发送天线的训练序列中选择训练序列。如果必要，循环前缀单元1124可以用于向所选择的训练序列添加循环前缀以产生扩展序列，或者从接收信号中去除循环前缀。复用器1126可以用于多路复用具有数据符号的扩展序列。滤波器1128可以用于对复用符号进行滤波，以确保，例如，符号满足频谱要求。测量/估计单元1130可以用于测量信道。测量/估计单元1130可以用于根据导频信号测量信道。测量/估计单元1130可以用于基于信道的测量来估计信道的CIR。干扰消除单元1132可以用于从接收的信号中消除干扰(自干扰和相互干扰)。干扰消除单元1132可以用于从已知的发送数据和所估计的CIR中重建干扰。然后，可以从接收信号中减去重建的干扰，以生成干扰消除残余信号。存储器1140可以用于存储训练序列、接收信号、信道测量、CIR估计、重构的干扰、干扰消除残余信号等。
通信设备1100的元件可以实现为特定硬件逻辑块。在替代方案中，通信设备1100的元件可以实现为处理器、控制器、专用集成电路等中执行的软件。在又一替代方案中，通信设备1100的元件可以实现为软件和硬件的组合。
作为示例，接收器1110和发送器1105可以实现为特定硬件块，而训练序列生成单元1120、映射器1122、循环前缀单元1124、复用器1126、滤波器1128、测量/估计单元1130和干扰消除单元1132可以是微处理器(例如，处理器1115)或定制电路或现场可编程逻辑阵列的定制编译逻辑阵列中执行的软件模块。训练序列生成单元1120、映射器1122、循环前缀单元1124、复用器1126、滤波器1128、测量/估计单元1130和干扰消除单元1132可以是存储在存储器1140中的模块。
通过上述实施例的描述，本申请的各方面可以通过仅使用硬件或通过使用软件和通用硬件平台来实现。基于这样的理解，本申请的各方面的技术方案可以以软件产品的形式具体体现。软件产品可以存储在非易失性、非暂时性软件介质中，其可以是光盘只读存储器(compact disk read-onlymemory，CD-ROM)、USB闪存盘或可移动硬盘。软件产品包括多个指令，其使计算机设备(个人计算机、服务器或网络设备)能够执行本申请的各方面中所提供的方法。
尽管已经参照具体特征及其实施例对本发明进行了描述，但是在不脱离本发明的情况下显然可以对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图仅被认为是对所附权利要求书限定的本发明的说明，并且预期涵盖落入本发明范围内的任何和所有修改、变化、组合或等同物。

Claims (20)

1.一种设备操作方法，所述方法包括：
所述设备的发送天线发送从多个相互正交的导频信号中选择的第一导频信号；
所述设备的接收天线接收第一接收信号，所述第一接收信号包括所述第一导频信号和从所述多个相互正交的导频信号中选择的第二导频信号，所述第二导频信号由不同设备的发送天线发送；
所述设备基于所述第一导频信号估计所述发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第一信道脉冲响应CIR；以及
所述设备基于所述第二导频信号估计所述不同设备的发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第二CIR。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：基于互相关矩阵为单位矩阵的序列选择所述多个相互正交的导频信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述序列包括零相关区序列。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述发送所述第一导频信号包括在特殊子帧中发送所述第一导频信号，所述特殊子帧包括下行链路部分、保护周期GP部分和上行链路部分。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述发送所述第一导频信号包括在所述特殊子帧的扩展训练部分中发送所述第一导频信号。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述扩展训练部分包括所述特殊子帧的下行链路部分中的符号。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述扩展训练部分包括所述特殊子帧的GP部分。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括：
所述接收天线接收第二接收信号；
基于所述第一CIR和在所述发送天线处发送的数据确定所述第二接收信号的自干扰组件，并在所述第二接收信号中消除所述自干扰组件；以及
基于所述第二CIR和在所述不同设备处发送的数据确定所述第二接收信号的不同设备组件，并在所述第二接收信号中消除所述不同设备组件。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述发送天线是多个发送天线中的第一发送天线，所述方法还包括：
所述多个发送天线中的第二发送天线发送从所述多个导频信号中选择的第三导频信号；
所述接收天线接收第三接收信号，所述第三接收信号包括所述第三导频信号；
基于所述第三接收信号，估计所述第二发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第三CIR；
确定另一接收信号的自干扰组件，所述确定基于：
所述第一CIR和在所述第一发送天线处发送的数据；以及
所述第三CIR和在所述第二发送天线处发送的数据。
10.一种设备，包括：
接收天线；
发送天线；
发送器，其用于经由所述发送天线发送从多个导频信号中选择的第一导频信号；
处理器；
与所述处理器操作性耦合的接收器，所述接收器用于接收第一接收信号，所述第一接收信号包括所述第一导频信号和从所述多个相互正交的导频信号中选择的第二导频信号，所述第二导频信号由不同设备的发送天线发送；并且
所述处理器用于：
基于所述第一导频信号估计所述发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第一信道脉冲响应CIR；以及
基于所述第二导频信号，估计所述不同设备的发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第二CIR。
11.根据权利要求10所述的设备，其中，所述处理器还适于：基于互相关矩阵为单位矩阵的序列选择所述多个相互正交的导频信号。
12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述序列包括零相关区序列。
13.根据权利要求10所述的设备，其中，所述处理器还适于在特殊子帧中发送所述第一导频信号，所述特殊子帧包括下行链路部分、保护周期GP部分和上行链路部分。
14.根据权利要求13所述的设备，其中，所述处理器还适于在所述特殊子帧的扩展训练部分中发送所述第一导频。
15.根据权利要求14所述的设备，其中，所述扩展训练部分包括所述特殊子帧的下行链路部分中的符号。
16.根据权利要求14所述的设备，其中，所述扩展训练部分包括所述特殊子帧的GP部分。
17.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，所述接收器还用于接收第二接收信号，并且所述处理器还用于：
基于所述第一CIR和在所述发送天线处发送的数据确定所述第二接收信号的自干扰组件，并在所述第二接收信号中消除所述自干扰组件；以及
基于所述第二CIR和在所述不同设备处发送的数据确定所述第二接收信号的不同设备组件，并在所述第二接收信号中消除所述不同设备组件。
18.一种用于存储指令的计算机可读介质，当所述指令由设备中的处理器执行时使所述处理器执行以下操作：
从所述设备的发送天线处发送从多个相互正交的导频信号中选择的第一导频信号；
接收第一接收信号，其中，所述第一接收信号包括所述第一导频信号和从所述多个相互正交的导频信号中选择的第二导频信号，所述第二导频信号由不同设备的发送天线发送；
基于所述第一导频信号估计所述发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第一信道脉冲响应CIR；以及
基于所述第二导频信号，估计所述不同设备的发送天线与所述接收天线之间的通信信道的第二CIR。
19.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，所述指令还使所述处理器基于互相关矩阵为单位矩阵的序列选择所述多个相互正交的导频信号。
20.根据权利要求18所述的计算机可读介质，其中，所述指令还使所述处理器执行以下操作：
接收第二接收信号；
基于所述第一CIR和在所述发送天线处发送的数据确定所述第二接收信号的自干扰组件，并在所述第二接收信号中消除自干扰组件；以及
基于所述不同CIR和在所述不同设备处发送的数据确定所述第二接收信号的不同设备组件，并在所述第二接收信号中消除所述不同设备组件。
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