JP2008028729A - 無線受信装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模や演算量を削減しつつ精度の高い伝送路推定を行う。
【解決手段】周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段１０５と、乗算された既知信号のうちの信号の存在する、既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも１個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段１０６と、単位ごとにサブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段１０７と、複数の離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタ１０８と、複数のフィルタリングされたサブキャリアの信号を単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段１０９と、オーバーラップしたサブキャリアに対応する逆離散コサイン変換された２つの異なる単位間で１以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段１１０と、を具備する。
【選択図】図１

Description

本発明はＯＦＤＭ通信技術での伝送路推定手法に特徴のある無線受信装置および方法に関する。

無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａのようなＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いたシステムにおいては、データ部分よりも先に付加される既知信号により伝送路推定が行われる。伝送路推定用の既知信号は、繰り返し送信することで受信側での伝送路推定精度は高くなるが、パケット長に占めるデータ部分の割合が下がるため、伝送効率は低下する。そのため規格の上では長さは制限されている。

限られた長さの既知信号で、伝送路推定の精度を向上する手法として、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：fast Fourier transform）により周波数領域に変換された受信信号に対して、未使用のサブキャリアを除き、ＤＦＴ（離散フーリエ変換：discrete Fourier transform）をかけてフィルタリングを行うというものがある（例えば、非特許文献１参照）。

さらに、この手法を改良し、ＤＦＴの代わりにＤＣＴ（離散コサイン変換：discrete cosine transform）を用いることで、波形の不連続性を低減し、伝送路推定精度が向上する手法もある（例えば、非特許文献２参照）。
小林英雄、森香津夫「離散コサイン変換を用いたＯＦＤＭ伝送路推定方式の提案」、ＲＣＳ、２００３年１１月出版，ｐｐ．４５−５０ Yuping Zhao, Aiping Huang; "A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems based on Pilot Signals and Transform-Domain Processing" IEEE VTC97, pp. 2089-2093

しかしながら、従来の伝送路推定手法においては、伝送路推定精度を向上するために、ＤＣＴやＤＦＴといった演算量の大きな演算を２度行うため、回路規模やレイテンシー（latency）の増加という問題がある。

この発明は、上述した事情を考慮してなされたものであり、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行う無線受信装置および方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ通信信号を受信する受信手段と、前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも１個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段と、前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された２つの異なる単位間で１以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段と、を具備することを特徴とする。

また、本発明の無線受信装置は、ＯＦＤＭ通信信号を受信する受信手段と、前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割する分割手段と、前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の無線受信装置および方法によれば、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線受信装置および方法について詳細に説明する。
本発明の実施形態は、ＯＦＤＭシステムにおいて、既知信号を用いて伝送路推定を行う場合に適用される。

（第１の実施の形態）
第１の実施形態に係る無線受信装置について図１を参照して説明する。
本実施形態の無線受信装置は、ＲＦ（radio frequency）部１０１、ＡＤＣ（analog-to-digital converter）１０２、フィルタ（filter）１０３、ＦＦＴ１０４、系列乗算器１０５、ＤＣＴマッパー（mapper）１０６、複数のＤＣＴ１０７、スムージングフィルタ１０８、複数のＩＤＣＴ（inverse DCT）１０９、重み付け合成器１１０、データ復調器１１１を備えている。

ＲＦ部１０１は、アンテナから伝送路推定用既知信号を受信し、受信信号を、フィルタなどを介してベースバンド信号に変換する。ＡＤＣ１０２はベースバンド信号をデジタル信号に変換する。フィルタ１０３はデジタル信号をフィルタリングする。ＦＦＴ１０４は、フィルタリングされたデジタル信号をフーリエ変換して、デジタル信号を時間波形から周波数波形に変換する。

以下では、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ ＴＧｎにおいて標準化が行われている８０２．１１ｎドラフト仕様を例に挙げて説明する。この場合、−３２から＋３１までの６４の変換ポイントのうち実際に使用されているのは、−２８から−１、および＋１から＋２８の５６個である。したがって、これらの変換ポイント以外の８個の未使用のサブキャリアについては、雑音やフィルタの歪等の影響以外に情報はないと考えられる。この５６個の使用サブキャリアには、既知系列が送信側で乗算されている。

系列乗算器１０５は、使用サブキャリアに、送信側で乗算されている既知系列と同じ系列を乗算し（例えば、−１、＋１を乗算する）、既知系列の影響を取り除く。系列乗算器１０５は、既知列系列の影響が取り除かれた使用サブキャリアをＤＣＴマッパー１０６に供給する。未使用サブキャリアには何も乗算せず、そのままＤＣＴマッパー１０６に供給する。また、系列乗算器１０５は、未使用のサブキャリアを除外して、乗算した使用サブキャリアのみをＤＣＴマッパー１０６に供給してもよい。なお、系列乗算器１０５は、送信側で乗算されている既知系列を予め知っている。

ＤＣＴマッパー１０６は、系列乗算器１０５が受け取った複数のサブキャリアの信号を複数のＤＣＴ１０７に分配する。図１では、ＤＣＴマッパー１０６は、複数のＤＣＴ１０７の間で重複して一部のサブキャリアの信号を渡す。例えば、第１のＤＣＴ１０７と第２のＤＣＴ１０７とは、同一のサブキャリアの信号をいくつか受け取る。より詳細な例は下のＤＣＴ１０７で説明する。
また、ＤＣＴマッパー１０６は、未使用の８サブキャリアを取り除く。未使用のサブキャリアの信号は、後にＤＣＴ１０７で離散コサイン変換する際に、変換後の時間波形を歪ませる要因となるため、ＤＣＴマッパー１０６で除外される。また、ＦＦＴ１０４で未使用のサブキャリアを除外してもよい。

ＤＣＴ１０７は、未使用のサブキャリアの信号を除外した系列乗算後の周波数波形を、時間波形に変換する。すなわち、複数のＤＣＴ１０７は、未使用サブキャリアの信号を除く５６サブキャリアの信号にＤＣＴを行う。ＤＣＴの変換単位を使用サブキャリア数ではなくて２のべき乗で設定する。このような制限をかけることで、高速な変換が可能となる。例えば５６サブキャリアに対して変換単位を１６と設定すると、３回ＤＣＴを行った場合では５６ポイントに満たず、４回ＤＣＴを行った場合には変換単位が余計になる。本実施形態では、この後者の４回ＤＣＴを行う。すなわち、この場合、図１のＤＣＴ１０７は４個ある。
ＤＣＴ１０７は、未使用の直流成分を挟んだ上側帯域の２８サブキャリアについて、ＤＣＴのサンプリング単位（窓幅）を１６に設定する。この場合、最初のＤＣＴの変換単位は−２８から−１３までの１６サンプル、２番目のＤＣＴの変換単位は−１６から−１までの１６サンプル、３番目のＤＣＴの変換単位は＋１から＋１６までの１６サンプル、４番目のＤＣＴの変換単位は＋１３から＋２８までの１６サンプルとなる。この場合、−１６から−１３までの４サンプル、および＋１３から＋１６までの４サンプルがオーバーラップすることになる。

スムージングフィルタ１０８は、複数のＤＣＴ１０７から受け取った時間波形をフィルタリングする。このフィルタリングによってＤＣＴ１０７の変換後の信号から高周波成分を除去することができる。この結果、伝送路推定精度を向上することができる。上記の例では１６サンプル分の時間波形が４個存在することになり、この各々の時間波形に対して、スムージングフィルタ１０８がかけられる。スムージングフィルタ１０８については後に図２を参照して説明する。

複数のＩＤＣＴ１０９は、ＤＣＴ１０７と同数設置されていて、ＤＣＴ１０７での変換単位でＩＤＣＴを行う。ＩＤＣＴ１０９は、スムージングフィルタ１０８から受け取った信号を周波数領域に変換する。

重み付け合成器１１０は、ＤＣＴ１０７でオーバーラップして変換されているサンプリング点で、オーバーラップしている２つの信号のそれぞれに重みを付して、これらの２つの信号を合成して信号を補正する。このようにして補正された値は、オーバーラップ部分の出力として扱われ、他のサンプリング点とあわせて周波数領域の伝送路推定値として出力される。具体的な重み付け合成については後に図３を参照して説明する。

データ復調器１１１は、重み付け合成器１１０から伝送路推定値を受け取り、この伝送路推定値に基づいて、ＦＦＴ１０４から受け取った伝送路推定用以外のデータを復調する。

なお、上記では、ＤＣＴを使用しているが、ＦＦＴを使用してもよい。ＦＦＴを使用する場合は、ＤＣＴマッパー１０６をＦＦＴマッパーに、ＤＣＴ１０７をＦＦＴに、ＩＤＣＴをＩＦＦＴに取り替えて設置すればよい。

次に、図１のスムージングフィルタについて図２を参照して説明する。
スムージングフィルタ１０８がフィルタリングすることにより、図２の上の信号が図２の下のようにフィルタリングされる。図２の例では、高周波成分をゼロとしているが、これは矩形のスムージングフィルタをかけた場合である。よって、別のウインドウ関数を乗算することも可能であるが、これらのフィルタの形状は、ＯＦＤＭのガードインターバル長や、どこまでの遅延波成分を許容し、どこからを雑音成分とみなすかで決定される。

次に、図１の重み付け合成器について図３を参照して説明する。
重み付け合成器１１０では、オーバーラップしているサンプリング点に関して、図３に示すように重み付け合成を行う。図３においては、４サンプルがオーバーラップしていると仮定している。そしてオーバーラップしたサンプリング点について、ｗ_{１，−１６}からｗ_{２，−１３}までの重みがつけられ、合成される。合成された出力は、それぞれのサンプリング点に上書きされる。ここで、ＤＣＴの性質上、変換単位の両端の点は、変換前の波形の不連続性を受けて劣化が生じる。そのため、両端の点ほど重みは小さくなり、中央にいくほど重みは大きくなる。つまり、ｗ_{１，−１６}＞ｗ_{２，−１６}、ｗ_{１，−１５}＞ｗ_{２，−１５}、ｗ_{１，−１４}＜ｗ_{２，−１４}、ｗ_{１，−１３}＜ｗ_{２，−１３}と設定する。また、ｗ_{１，−１６}＝ｗ_{１，−１５}＝ｗ_{２，−１４}＝ｗ_{２，−１３}＝１、ｗ_{１，−１３}＝ｗ_{１，−１４}＝ｗ_{２，−１５}＝ｗ_{２，−１６}＝０とすることにより、両端の値を中央の値で上書きすることと等価になる。

このようにして補正された値（図３におけるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）は、オーバーラップ部分の出力として扱われ、他のサンプリング点とあわせて周波数領域の伝送路推定値としてデータ復調器１１１に出力される。

第１の実施形態によれば、ＤＣＴでの変換単位を２のべき乗にして、ＤＣＴでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態の無線受信装置は、図４に示すように、第１の実施の形態における一つＤＣＴと一つＩＤＣＴについて共通化した回路（ＤＣＴ／ＩＤＣＴ４０１）を用いていることが第１の実施形態と異なる。その他は、第１の実施形態と同様である。以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。

複数のＤＣＴ／ＩＤＣＴ４０１のそれぞれが行う、ＤＣＴとＩＤＣＴの処理は基本的に第１の実施形態のＤＣＴ１０７とＩＤＣＴ１０９と同じである。ＤＣＴとＩＤＣＴとの処理の違いは補正係数を乗算するか否かの違いであるため、処理速度が高速であれば、ＤＣＴとＩＤＣＴとの共通化は十分に可能である。第１の実施形態のように５６ポイントで変換する場合には、第２の実施形態では、ＤＣＴ／ＩＤＣＴ４０１は４個設置する。

第２の実施形態によれば、１つのＤＣＴと一つＩＤＣＴとの回路を共通化することにより、第１の実施形態よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第３の実施の形態）
第３の実施形態の無線受信装置は、図５に示すように、第１の実施形態における複数のＤＣＴを共通化した１つの回路（ＤＣＴ５０１）と、複数のＩＤＣＴを共通化した１つの回路（ＩＤＣＴ５０２）を設け、さらに、ＤＣＴ５０１とＩＤＣＴ５０２を制御する制御部５０３を設けていることが第１の実施形態と異なる。ＤＣＴ５０１とＩＤＣＴ５０２とのように１回路化したことに伴ってＤＣＴマッパー５０４、重み付け合成器５０５の動作も第１、第２の実施形態とは若干異なる。その他は第１の実施形態と同様である。

制御部５０３は、ＤＣＴ５０１が扱うサンプル数単位に順番にＤＣＴマッパー５０４がＤＣＴ５０１にサブキャリアの信号を出力するように制御する。例えば、１６サンプルの場合は、ＤＣＴマッパー５０４はＤＣＴ５０１に、最初に−２８番から−１３番のサブキャリアの信号を出力し、第２に−１６番から−１番のサブキャリアの信号を出力し、第３に最初に＋１番から＋１６番のサブキャリアの信号を出力し、第４に＋１３番から＋２８番のサブキャリアの信号を出力する。制御部５０３は、ＤＣＴマッパー５０４の制御に合わせて、ＤＣＴ５０１とＩＤＣＴ５０２を動作させる。

重み付け合成器５０５は、ＩＤＣＴ５０２が出力した信号を一時的に記憶しておき、重み付け合成器１１０のように重み付けを行う。１６サンプルの場合は、重み付けのためには、１６サンプル×４回分が必要なので、この回数分の信号を一時的に記憶しておく。

８０２．１１ｎドラフト仕様の場合、１６サンプルのＤＣＴを用いた場合には４つのＤＣＴおよびＩＤＣＴが必要となるが、これらを共通化し、１つのＤＣＴと１つのＩＤＣＴを繰り返し利用する。すなわち、制御部５０３が第１の実施の形態に比べて、同じクロックを用いた場合にはレイテンシーが増加するが、回路規模は低減する。

第３の実施形態によれば、複数のＤＣＴを共通化した１つのＤＣＴと複数のＩＤＣＴを共通化した１つのＩＤＣＴとを使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第４の実施の形態）
第４の実施形態の無線受信装置は、図６に示すように、第３の実施形態におけるＤＣＴ５０１とＩＤＣＴ５０２とを一体化した１つの回路（ＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１）を設ける。本実施形態では、ＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１のみにしたことにより、ＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１とＤＣＴマッパー５０４への制御も第３の実施形態と異なる。その他は第３の実施形態と同様である。

制御部６０２は、ＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１が扱うサンプル数単位に順番にＤＣＴマッパー５０４がＤＣＴ５０１にサブキャリアを出力し、その後スムージングフィルタ１０８でフィルタリングされた信号をＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１が受け取ってＩＤＣＴするように、ＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１とＤＣＴマッパー５０４を制御する。例えば、１６サンプルの場合は、制御部６０２は、ＤＣＴマッパー５０４はＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１に、最初に−２８番から−１３番のサブキャリアを出力するように制御し、その後スムージングフィルタ１０８でフィルタリングされた信号をＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１が受け取ってＩＤＣＴするように制御する。その後、制御部６０２は、ＤＣＴマッパー５０４が−１６番から−１番のサブキャリアの信号を出力するように制御し、その後スムージングフィルタ１０８でフィルタリングされた信号をＤＣＴ／ＩＤＣＴ６０１が受け取ってＩＤＣＴするように制御する。この動作を、＋１番から＋１６番のサブキャリアと、＋１３番から＋２８番のサブキャリアとに対して、あと２回繰り返す。

第４の実施形態によれば、複数のＤＣＴと複数のＩＤＣＴとを共通化した１つのＤＣＴ／ＩＤＣＴを使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第５の実施の形態）
第５の実施形態の無線受信装置は、図７に示すように、マッパー７０２を新たに設ける。本実施形態では、系列乗算器の出力のうち、ＤＣＴの変換単位の両端でかつオーバーラップしていない部分（例えば、図８の斜線部分）は、ＤＣＴ変換、スムージングフィルタを通すだけでなく、直接マッパー７０２に出力する。一方、各ＤＣＴ１０７が受け取るＤＣＴの変換単位は、第１の実施形態と同様である。その他は、第１の実施形態と同様である。

系列乗算器７０１は、第１の実施形態の系列乗算器１０５と同様の処理をするが、処理した結果の出力を供給する相手が第１の実施形態と異なる出力がある。すなわち、系列乗算器７０１は、系列乗算器７０１の出力のうち、第１の実施形態でＤＣＴ１０７に供給するＤＣＴの変換単位において、ＤＣＴの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分をマッパー７０２に直接供給する。ＤＣＴの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分は、伝送路推定の精度を劣化させる要因となる。そのため、不確実なこれらの値を用いるよりも、図８に示されるように、系列乗算器の出力である値を用いる。

マッパー７０２は、各ＩＤＣＴ１０９から伝送路推定値を受け取ると共に、系列乗算器７０１からＤＣＴの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分の信号を受け取る。マッパー７０２は、系列乗算器７０１から受け取った使用サブキャリアの信号を、対応するサンプリング点にマッピングする。このサンプリング点以外のサンプリング点に各ＩＤＣＴ１０９から受け取った伝送路推定値をそのままマッピングする。

具体的に例えば１６サンプルの場合は、特に−２８，−２７，−２，−１および＋１，＋２，＋２７，＋２８といった、両端であるにもかかわらずオーバーラップしていない部分については、図８に示されるように、系列乗算器７０１の出力である値を用いる。

第５の実施形態によれば、ＤＣＴの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分はそのまま伝送路推定値として使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第６の実施の形態）
第６の実施形態の無線受信装置は、図９に示すように、第５の実施形態の無線受信装置で重み付け合成器１１０とマッパー７０２とを取り去った場合である。ここで、第５の実施の形態同様、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ ＴＧｎにおいて標準化が行われている８０２．１１ｎドラフト仕様を例に挙げて説明する。

本実施形態では、５６個のサブキャリアに対して変換単位を８と設定し、−２８から−１までの２８個のサブキャリアに対して、３回のＤＣＴを想定する。その場合、合計２４ポイントのＤＣＴが行われるため、残り４ポイントについては変換されない（図１０参照）。さらに＋１から＋２８までの２８個のサブキャリアについても同様に３回のＤＣＴを想定した場合、残り４ポイントは変換されない。つまり、図１０に示したように、変換単位８ポイントで６回のＤＣＴを行った場合、合計８ポイントが変換されないことになる。

そこで図１０に示されるように、変換できなかった点については、系列乗算器７０１からの出力をそのまま伝搬路推定値として用いることにする。この場合に、図１０の例に限らず、どこの点について系列乗算器７０１からの値を用いるかは、選択することができる。

第６の実施形態によれば、ＤＣＴ変換されないポイントでは系列乗算器の対応する出力をそのまま伝送路推定値とすることにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

（第７の実施の形態）
第７の実施形態の無線受信装置は、図１１に示すように、第１の実施形態の無線受信装置をＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信に対応させたものである。第１の実施形態の無線受信装置とは、ＲＦ部１１０１、ストリーム分離器１１０２、遅延ダイバーシチ補償器１１０３、遅延ダイバーシチ処理器１１０４が異なる装置部分である。ＭＩＭＯ通信では送受信に複数のアンテナを用いて通信を行う。８０２．１１ｎドラフト仕様では、符号多重された既知のパターンを持つロングプリアンブルが送信されており、それを用いて伝送路推定を行う。

ＲＦ部１１０１は、複数のアンテナにより複数の信号（複数のストリーム）を受信することがＲＦ部１０１と異なる。ストリーム分離器１１０２は、符号多重されたロングプリアンブルをストリームごとに分離し、ストリームごとにまとめて遅延ダイバーシチ補償器１１０３に供給する。遅延ダイバーシチ補償器１１０３は、送信装置が遅延ダイバーシチに対応した送信を行っている場合に遅延ダイバーシチ補償を行う。遅延ダイバーシチ補償をされた信号がストリームごとに系列乗算器１０５に供給される。遅延ダイバーシチ処理器１１０４は、遅延ダイバーシチに対応した送信を行っている場合に、重み付け合成器１１０の出力に対して、遅延ダイバーシチ処理を行って伝送路推定値を得る。
図１１の系列乗算器１０５には、ストリームごとを入力して処理するので、ＤＣＴマッパー１０６から重み付け合成器１１０までの処理は第１の実施形態と全く同様である。

第７の実施形態により、ＭＩＭＯ通信に対応させて、ＤＣＴでの変換単位を２のべき乗にして、ＤＣＴでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、ＭＩＭＯ通信でも従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。

以上に示した実施形態によれば、ＤＣＴでの変換単位を２のべき乗にして、ＤＣＴでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。

また、ＤＣＴの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分はそのまま伝送路推定値として使用し、ＤＣＴ変換されないポイントでは系列乗算器の対応する出力をそのまま伝送路推定値とすることにより、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１の実施形態の無線受信装置のブロック図。 図１のスムージングフィルタの処理について説明するための図。 図１の重み付け合成器での重み付けについて説明するための図。 第２の実施形態の無線受信装置のブロック図。 第３の実施形態の無線受信装置のブロック図。 第４の実施形態の無線受信装置のブロック図。 第５の実施形態の無線受信装置のブロック図。 図７のマッパーが図７の系列乗算器から受け取るサブキャリアを示す図。 第６の実施形態の無線受信装置のブロック図。 図９の系列乗算器から伝送路推定値として出力される出力部分を示す図。 第７の実施形態の無線受信装置のブロック図。

符号の説明

１０１・・・ＲＦ部、１０２・・・ＡＤＣ、１０３・・・フィルタ、１０４・・・ＦＦＴ、１０５・・・系列乗算器、１０６・・・マッパー、１０７・・・ＤＣＴ、１０８・・・スムージングフィルタ、１０９・・・ＩＤＣＴ、１１０・・・合成器、１１１・・・データ復調器、５０３・・・制御部、５０４・・・マッパー、５０５・・・重み付け合成器、６０１・・・ＤＣＴ／ＩＤＣＴ、６０２・・・制御部、７０１・・・系列乗算器、７０２・・・マッパー、１１０１・・・ＲＦ部、１１０２・・・ストリーム分離器、１１０３・・・遅延ダイバーシチ補償器、１１０４・・・遅延ダイバーシチ処理器。

Claims (9)

1. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信信号を受信する受信手段と、
   前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、
   前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、
   前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも１個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段と、
   前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、
   複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、
   複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、
   前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された２つの異なる単位間で１以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
2. オーバーラップしていないサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記重み付け合成されたサブキャリアの信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
3. オーバーラップしていないサブキャリアに対応する単位の端部の１以上のサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、該既知信号に対応するサブキャリア以外の、オーバーラップしていないサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記重み付け合成されたサブキャリアの信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
4. 前記合成手段は、単位の両端の２つのサブキャリアの信号は、それぞれオーバーラップしている単位がある場合には、該オーバーラップしている単位の端部でないサブキャリアの信号を伝送路推定値とすることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の無線受信装置。
5. 前記フィルタは、前記サブキャリアの信号にウインドウ関数を乗算してフィルタリングを行うことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の無線受信装置。
6. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信信号を受信する受信手段と、
   前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、
   前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、
   前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割する分割手段と、
   前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、
   複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、
   複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、
   前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
7. 前記フィルタは、前記サブキャリアの信号にウインドウ関数を乗算してフィルタリングを行うことを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
8. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信信号を受信し、
   前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換し、
   前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算し、
   前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも１個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割し、
   前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換し、
   複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去し、
   複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換し、
   前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された２つの異なる単位間で１以上のサブキャリアの信号に重み付け合成することを特徴とする無線受信方法。
9. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信信号を受信し、
   前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換し、
   前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算し、
   前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の１シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、２のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割し、
   前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換し、
   複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去し、
   複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換し、
   前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給することを特徴とする無線受信方法。

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