JP2008028729A - 無線受信装置および方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路規模や演算量を削減しつつ精度の高い伝送路推定を行う。
【解決手段】周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段105と、乗算された既知信号のうちの信号の存在する、既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも1個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段106と、単位ごとにサブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段107と、複数の離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタ108と、複数のフィルタリングされたサブキャリアの信号を単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段109と、オーバーラップしたサブキャリアに対応する逆離散コサイン変換された2つの異なる単位間で1以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段110と、を具備する。
【選択図】図1
【解決手段】周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段105と、乗算された既知信号のうちの信号の存在する、既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも1個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段106と、単位ごとにサブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段107と、複数の離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタ108と、複数のフィルタリングされたサブキャリアの信号を単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段109と、オーバーラップしたサブキャリアに対応する逆離散コサイン変換された2つの異なる単位間で1以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段110と、を具備する。
【選択図】図1
Description
本発明はOFDM通信技術での伝送路推定手法に特徴のある無線受信装置および方法に関する。
無線LANのIEEE802.11aのようなOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を用いたシステムにおいては、データ部分よりも先に付加される既知信号により伝送路推定が行われる。伝送路推定用の既知信号は、繰り返し送信することで受信側での伝送路推定精度は高くなるが、パケット長に占めるデータ部分の割合が下がるため、伝送効率は低下する。そのため規格の上では長さは制限されている。
限られた長さの既知信号で、伝送路推定の精度を向上する手法として、FFT(高速フーリエ変換:fast Fourier transform)により周波数領域に変換された受信信号に対して、未使用のサブキャリアを除き、DFT(離散フーリエ変換:discrete Fourier transform)をかけてフィルタリングを行うというものがある(例えば、非特許文献1参照)。
さらに、この手法を改良し、DFTの代わりにDCT(離散コサイン変換:discrete cosine transform)を用いることで、波形の不連続性を低減し、伝送路推定精度が向上する手法もある(例えば、非特許文献2参照)。
小林英雄、森香津夫「離散コサイン変換を用いたOFDM伝送路推定方式の提案」、RCS、2003年11月出版,pp.45−50 Yuping Zhao, Aiping Huang; "A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems based on Pilot Signals and Transform-Domain Processing" IEEE VTC97, pp. 2089-2093
小林英雄、森香津夫「離散コサイン変換を用いたOFDM伝送路推定方式の提案」、RCS、2003年11月出版,pp.45−50 Yuping Zhao, Aiping Huang; "A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems based on Pilot Signals and Transform-Domain Processing" IEEE VTC97, pp. 2089-2093
しかしながら、従来の伝送路推定手法においては、伝送路推定精度を向上するために、DCTやDFTといった演算量の大きな演算を2度行うため、回路規模やレイテンシー(latency)の増加という問題がある。
この発明は、上述した事情を考慮してなされたものであり、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行う無線受信装置および方法を提供することを目的とする。
上述の課題を解決するため、本発明の無線受信装置は、OFDM通信信号を受信する受信手段と、前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも1個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段と、前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された2つの異なる単位間で1以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段と、を具備することを特徴とする。
また、本発明の無線受信装置は、OFDM通信信号を受信する受信手段と、前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割する分割手段と、前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、を具備することを特徴とする。
本発明の無線受信装置および方法によれば、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線受信装置および方法について詳細に説明する。
本発明の実施形態は、OFDMシステムにおいて、既知信号を用いて伝送路推定を行う場合に適用される。
本発明の実施形態は、OFDMシステムにおいて、既知信号を用いて伝送路推定を行う場合に適用される。
(第1の実施の形態)
第1の実施形態に係る無線受信装置について図1を参照して説明する。
本実施形態の無線受信装置は、RF(radio frequency)部101、ADC(analog-to-digital converter)102、フィルタ(filter)103、FFT104、系列乗算器105、DCTマッパー(mapper)106、複数のDCT107、スムージングフィルタ108、複数のIDCT(inverse DCT)109、重み付け合成器110、データ復調器111を備えている。
第1の実施形態に係る無線受信装置について図1を参照して説明する。
本実施形態の無線受信装置は、RF(radio frequency)部101、ADC(analog-to-digital converter)102、フィルタ(filter)103、FFT104、系列乗算器105、DCTマッパー(mapper)106、複数のDCT107、スムージングフィルタ108、複数のIDCT(inverse DCT)109、重み付け合成器110、データ復調器111を備えている。
RF部101は、アンテナから伝送路推定用既知信号を受信し、受信信号を、フィルタなどを介してベースバンド信号に変換する。ADC102はベースバンド信号をデジタル信号に変換する。フィルタ103はデジタル信号をフィルタリングする。FFT104は、フィルタリングされたデジタル信号をフーリエ変換して、デジタル信号を時間波形から周波数波形に変換する。
以下では、無線LANのIEEE802.11 TGnにおいて標準化が行われている802.11nドラフト仕様を例に挙げて説明する。この場合、−32から+31までの64の変換ポイントのうち実際に使用されているのは、−28から−1、および+1から+28の56個である。したがって、これらの変換ポイント以外の8個の未使用のサブキャリアについては、雑音やフィルタの歪等の影響以外に情報はないと考えられる。この56個の使用サブキャリアには、既知系列が送信側で乗算されている。
系列乗算器105は、使用サブキャリアに、送信側で乗算されている既知系列と同じ系列を乗算し(例えば、−1、+1を乗算する)、既知系列の影響を取り除く。系列乗算器105は、既知列系列の影響が取り除かれた使用サブキャリアをDCTマッパー106に供給する。未使用サブキャリアには何も乗算せず、そのままDCTマッパー106に供給する。また、系列乗算器105は、未使用のサブキャリアを除外して、乗算した使用サブキャリアのみをDCTマッパー106に供給してもよい。なお、系列乗算器105は、送信側で乗算されている既知系列を予め知っている。
DCTマッパー106は、系列乗算器105が受け取った複数のサブキャリアの信号を複数のDCT107に分配する。図1では、DCTマッパー106は、複数のDCT107の間で重複して一部のサブキャリアの信号を渡す。例えば、第1のDCT107と第2のDCT107とは、同一のサブキャリアの信号をいくつか受け取る。より詳細な例は下のDCT107で説明する。
また、DCTマッパー106は、未使用の8サブキャリアを取り除く。未使用のサブキャリアの信号は、後にDCT107で離散コサイン変換する際に、変換後の時間波形を歪ませる要因となるため、DCTマッパー106で除外される。また、FFT104で未使用のサブキャリアを除外してもよい。
また、DCTマッパー106は、未使用の8サブキャリアを取り除く。未使用のサブキャリアの信号は、後にDCT107で離散コサイン変換する際に、変換後の時間波形を歪ませる要因となるため、DCTマッパー106で除外される。また、FFT104で未使用のサブキャリアを除外してもよい。
DCT107は、未使用のサブキャリアの信号を除外した系列乗算後の周波数波形を、時間波形に変換する。すなわち、複数のDCT107は、未使用サブキャリアの信号を除く56サブキャリアの信号にDCTを行う。DCTの変換単位を使用サブキャリア数ではなくて2のべき乗で設定する。このような制限をかけることで、高速な変換が可能となる。例えば56サブキャリアに対して変換単位を16と設定すると、3回DCTを行った場合では56ポイントに満たず、4回DCTを行った場合には変換単位が余計になる。本実施形態では、この後者の4回DCTを行う。すなわち、この場合、図1のDCT107は4個ある。
DCT107は、未使用の直流成分を挟んだ上側帯域の28サブキャリアについて、DCTのサンプリング単位(窓幅)を16に設定する。この場合、最初のDCTの変換単位は−28から−13までの16サンプル、2番目のDCTの変換単位は−16から−1までの16サンプル、3番目のDCTの変換単位は+1から+16までの16サンプル、4番目のDCTの変換単位は+13から+28までの16サンプルとなる。この場合、−16から−13までの4サンプル、および+13から+16までの4サンプルがオーバーラップすることになる。
DCT107は、未使用の直流成分を挟んだ上側帯域の28サブキャリアについて、DCTのサンプリング単位(窓幅)を16に設定する。この場合、最初のDCTの変換単位は−28から−13までの16サンプル、2番目のDCTの変換単位は−16から−1までの16サンプル、3番目のDCTの変換単位は+1から+16までの16サンプル、4番目のDCTの変換単位は+13から+28までの16サンプルとなる。この場合、−16から−13までの4サンプル、および+13から+16までの4サンプルがオーバーラップすることになる。
スムージングフィルタ108は、複数のDCT107から受け取った時間波形をフィルタリングする。このフィルタリングによってDCT107の変換後の信号から高周波成分を除去することができる。この結果、伝送路推定精度を向上することができる。上記の例では16サンプル分の時間波形が4個存在することになり、この各々の時間波形に対して、スムージングフィルタ108がかけられる。スムージングフィルタ108については後に図2を参照して説明する。
複数のIDCT109は、DCT107と同数設置されていて、DCT107での変換単位でIDCTを行う。IDCT109は、スムージングフィルタ108から受け取った信号を周波数領域に変換する。
重み付け合成器110は、DCT107でオーバーラップして変換されているサンプリング点で、オーバーラップしている2つの信号のそれぞれに重みを付して、これらの2つの信号を合成して信号を補正する。このようにして補正された値は、オーバーラップ部分の出力として扱われ、他のサンプリング点とあわせて周波数領域の伝送路推定値として出力される。具体的な重み付け合成については後に図3を参照して説明する。
データ復調器111は、重み付け合成器110から伝送路推定値を受け取り、この伝送路推定値に基づいて、FFT104から受け取った伝送路推定用以外のデータを復調する。
なお、上記では、DCTを使用しているが、FFTを使用してもよい。FFTを使用する場合は、DCTマッパー106をFFTマッパーに、DCT107をFFTに、IDCTをIFFTに取り替えて設置すればよい。
次に、図1のスムージングフィルタについて図2を参照して説明する。
スムージングフィルタ108がフィルタリングすることにより、図2の上の信号が図2の下のようにフィルタリングされる。図2の例では、高周波成分をゼロとしているが、これは矩形のスムージングフィルタをかけた場合である。よって、別のウインドウ関数を乗算することも可能であるが、これらのフィルタの形状は、OFDMのガードインターバル長や、どこまでの遅延波成分を許容し、どこからを雑音成分とみなすかで決定される。
スムージングフィルタ108がフィルタリングすることにより、図2の上の信号が図2の下のようにフィルタリングされる。図2の例では、高周波成分をゼロとしているが、これは矩形のスムージングフィルタをかけた場合である。よって、別のウインドウ関数を乗算することも可能であるが、これらのフィルタの形状は、OFDMのガードインターバル長や、どこまでの遅延波成分を許容し、どこからを雑音成分とみなすかで決定される。
次に、図1の重み付け合成器について図3を参照して説明する。
重み付け合成器110では、オーバーラップしているサンプリング点に関して、図3に示すように重み付け合成を行う。図3においては、4サンプルがオーバーラップしていると仮定している。そしてオーバーラップしたサンプリング点について、w1,−16からw2,−13までの重みがつけられ、合成される。合成された出力は、それぞれのサンプリング点に上書きされる。ここで、DCTの性質上、変換単位の両端の点は、変換前の波形の不連続性を受けて劣化が生じる。そのため、両端の点ほど重みは小さくなり、中央にいくほど重みは大きくなる。つまり、w1,−16>w2,−16、w1,−15>w2,−15、w1,−14<w2,−14、w1,−13<w2,−13と設定する。また、w1,−16=w1,−15=w2,−14=w2,−13=1、w1,−13=w1,−14=w2,−15=w2,−16=0とすることにより、両端の値を中央の値で上書きすることと等価になる。
重み付け合成器110では、オーバーラップしているサンプリング点に関して、図3に示すように重み付け合成を行う。図3においては、4サンプルがオーバーラップしていると仮定している。そしてオーバーラップしたサンプリング点について、w1,−16からw2,−13までの重みがつけられ、合成される。合成された出力は、それぞれのサンプリング点に上書きされる。ここで、DCTの性質上、変換単位の両端の点は、変換前の波形の不連続性を受けて劣化が生じる。そのため、両端の点ほど重みは小さくなり、中央にいくほど重みは大きくなる。つまり、w1,−16>w2,−16、w1,−15>w2,−15、w1,−14<w2,−14、w1,−13<w2,−13と設定する。また、w1,−16=w1,−15=w2,−14=w2,−13=1、w1,−13=w1,−14=w2,−15=w2,−16=0とすることにより、両端の値を中央の値で上書きすることと等価になる。
このようにして補正された値(図3におけるA,B,C,D)は、オーバーラップ部分の出力として扱われ、他のサンプリング点とあわせて周波数領域の伝送路推定値としてデータ復調器111に出力される。
第1の実施形態によれば、DCTでの変換単位を2のべき乗にして、DCTでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第2の実施の形態)
第2の実施の形態の無線受信装置は、図4に示すように、第1の実施の形態における一つDCTと一つIDCTについて共通化した回路(DCT/IDCT401)を用いていることが第1の実施形態と異なる。その他は、第1の実施形態と同様である。以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。
第2の実施の形態の無線受信装置は、図4に示すように、第1の実施の形態における一つDCTと一つIDCTについて共通化した回路(DCT/IDCT401)を用いていることが第1の実施形態と異なる。その他は、第1の実施形態と同様である。以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。
複数のDCT/IDCT401のそれぞれが行う、DCTとIDCTの処理は基本的に第1の実施形態のDCT107とIDCT109と同じである。DCTとIDCTとの処理の違いは補正係数を乗算するか否かの違いであるため、処理速度が高速であれば、DCTとIDCTとの共通化は十分に可能である。第1の実施形態のように56ポイントで変換する場合には、第2の実施形態では、DCT/IDCT401は4個設置する。
第2の実施形態によれば、1つのDCTと一つIDCTとの回路を共通化することにより、第1の実施形態よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第3の実施の形態)
第3の実施形態の無線受信装置は、図5に示すように、第1の実施形態における複数のDCTを共通化した1つの回路(DCT501)と、複数のIDCTを共通化した1つの回路(IDCT502)を設け、さらに、DCT501とIDCT502を制御する制御部503を設けていることが第1の実施形態と異なる。DCT501とIDCT502とのように1回路化したことに伴ってDCTマッパー504、重み付け合成器505の動作も第1、第2の実施形態とは若干異なる。その他は第1の実施形態と同様である。
第3の実施形態の無線受信装置は、図5に示すように、第1の実施形態における複数のDCTを共通化した1つの回路(DCT501)と、複数のIDCTを共通化した1つの回路(IDCT502)を設け、さらに、DCT501とIDCT502を制御する制御部503を設けていることが第1の実施形態と異なる。DCT501とIDCT502とのように1回路化したことに伴ってDCTマッパー504、重み付け合成器505の動作も第1、第2の実施形態とは若干異なる。その他は第1の実施形態と同様である。
制御部503は、DCT501が扱うサンプル数単位に順番にDCTマッパー504がDCT501にサブキャリアの信号を出力するように制御する。例えば、16サンプルの場合は、DCTマッパー504はDCT501に、最初に−28番から−13番のサブキャリアの信号を出力し、第2に−16番から−1番のサブキャリアの信号を出力し、第3に最初に+1番から+16番のサブキャリアの信号を出力し、第4に+13番から+28番のサブキャリアの信号を出力する。制御部503は、DCTマッパー504の制御に合わせて、DCT501とIDCT502を動作させる。
重み付け合成器505は、IDCT502が出力した信号を一時的に記憶しておき、重み付け合成器110のように重み付けを行う。16サンプルの場合は、重み付けのためには、16サンプル×4回分が必要なので、この回数分の信号を一時的に記憶しておく。
802.11nドラフト仕様の場合、16サンプルのDCTを用いた場合には4つのDCTおよびIDCTが必要となるが、これらを共通化し、1つのDCTと1つのIDCTを繰り返し利用する。すなわち、制御部503が第1の実施の形態に比べて、同じクロックを用いた場合にはレイテンシーが増加するが、回路規模は低減する。
第3の実施形態によれば、複数のDCTを共通化した1つのDCTと複数のIDCTを共通化した1つのIDCTとを使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第4の実施の形態)
第4の実施形態の無線受信装置は、図6に示すように、第3の実施形態におけるDCT501とIDCT502とを一体化した1つの回路(DCT/IDCT601)を設ける。本実施形態では、DCT/IDCT601のみにしたことにより、DCT/IDCT601とDCTマッパー504への制御も第3の実施形態と異なる。その他は第3の実施形態と同様である。
第4の実施形態の無線受信装置は、図6に示すように、第3の実施形態におけるDCT501とIDCT502とを一体化した1つの回路(DCT/IDCT601)を設ける。本実施形態では、DCT/IDCT601のみにしたことにより、DCT/IDCT601とDCTマッパー504への制御も第3の実施形態と異なる。その他は第3の実施形態と同様である。
制御部602は、DCT/IDCT601が扱うサンプル数単位に順番にDCTマッパー504がDCT501にサブキャリアを出力し、その後スムージングフィルタ108でフィルタリングされた信号をDCT/IDCT601が受け取ってIDCTするように、DCT/IDCT601とDCTマッパー504を制御する。例えば、16サンプルの場合は、制御部602は、DCTマッパー504はDCT/IDCT601に、最初に−28番から−13番のサブキャリアを出力するように制御し、その後スムージングフィルタ108でフィルタリングされた信号をDCT/IDCT601が受け取ってIDCTするように制御する。その後、制御部602は、DCTマッパー504が−16番から−1番のサブキャリアの信号を出力するように制御し、その後スムージングフィルタ108でフィルタリングされた信号をDCT/IDCT601が受け取ってIDCTするように制御する。この動作を、+1番から+16番のサブキャリアと、+13番から+28番のサブキャリアとに対して、あと2回繰り返す。
第4の実施形態によれば、複数のDCTと複数のIDCTとを共通化した1つのDCT/IDCTを使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第5の実施の形態)
第5の実施形態の無線受信装置は、図7に示すように、マッパー702を新たに設ける。本実施形態では、系列乗算器の出力のうち、DCTの変換単位の両端でかつオーバーラップしていない部分(例えば、図8の斜線部分)は、DCT変換、スムージングフィルタを通すだけでなく、直接マッパー702に出力する。一方、各DCT107が受け取るDCTの変換単位は、第1の実施形態と同様である。その他は、第1の実施形態と同様である。
第5の実施形態の無線受信装置は、図7に示すように、マッパー702を新たに設ける。本実施形態では、系列乗算器の出力のうち、DCTの変換単位の両端でかつオーバーラップしていない部分(例えば、図8の斜線部分)は、DCT変換、スムージングフィルタを通すだけでなく、直接マッパー702に出力する。一方、各DCT107が受け取るDCTの変換単位は、第1の実施形態と同様である。その他は、第1の実施形態と同様である。
系列乗算器701は、第1の実施形態の系列乗算器105と同様の処理をするが、処理した結果の出力を供給する相手が第1の実施形態と異なる出力がある。すなわち、系列乗算器701は、系列乗算器701の出力のうち、第1の実施形態でDCT107に供給するDCTの変換単位において、DCTの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分をマッパー702に直接供給する。DCTの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分は、伝送路推定の精度を劣化させる要因となる。そのため、不確実なこれらの値を用いるよりも、図8に示されるように、系列乗算器の出力である値を用いる。
マッパー702は、各IDCT109から伝送路推定値を受け取ると共に、系列乗算器701からDCTの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分の信号を受け取る。マッパー702は、系列乗算器701から受け取った使用サブキャリアの信号を、対応するサンプリング点にマッピングする。このサンプリング点以外のサンプリング点に各IDCT109から受け取った伝送路推定値をそのままマッピングする。
具体的に例えば16サンプルの場合は、特に−28,−27,−2,−1および+1,+2,+27,+28といった、両端であるにもかかわらずオーバーラップしていない部分については、図8に示されるように、系列乗算器701の出力である値を用いる。
第5の実施形態によれば、DCTの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分はそのまま伝送路推定値として使用することにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第6の実施の形態)
第6の実施形態の無線受信装置は、図9に示すように、第5の実施形態の無線受信装置で重み付け合成器110とマッパー702とを取り去った場合である。ここで、第5の実施の形態同様、無線LANのIEEE802.11 TGnにおいて標準化が行われている802.11nドラフト仕様を例に挙げて説明する。
第6の実施形態の無線受信装置は、図9に示すように、第5の実施形態の無線受信装置で重み付け合成器110とマッパー702とを取り去った場合である。ここで、第5の実施の形態同様、無線LANのIEEE802.11 TGnにおいて標準化が行われている802.11nドラフト仕様を例に挙げて説明する。
本実施形態では、56個のサブキャリアに対して変換単位を8と設定し、−28から−1までの28個のサブキャリアに対して、3回のDCTを想定する。その場合、合計24ポイントのDCTが行われるため、残り4ポイントについては変換されない(図10参照)。さらに+1から+28までの28個のサブキャリアについても同様に3回のDCTを想定した場合、残り4ポイントは変換されない。つまり、図10に示したように、変換単位8ポイントで6回のDCTを行った場合、合計8ポイントが変換されないことになる。
そこで図10に示されるように、変換できなかった点については、系列乗算器701からの出力をそのまま伝搬路推定値として用いることにする。この場合に、図10の例に限らず、どこの点について系列乗算器701からの値を用いるかは、選択することができる。
第6の実施形態によれば、DCT変換されないポイントでは系列乗算器の対応する出力をそのまま伝送路推定値とすることにより、従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
(第7の実施の形態)
第7の実施形態の無線受信装置は、図11に示すように、第1の実施形態の無線受信装置をMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)通信に対応させたものである。第1の実施形態の無線受信装置とは、RF部1101、ストリーム分離器1102、遅延ダイバーシチ補償器1103、遅延ダイバーシチ処理器1104が異なる装置部分である。MIMO通信では送受信に複数のアンテナを用いて通信を行う。802.11nドラフト仕様では、符号多重された既知のパターンを持つロングプリアンブルが送信されており、それを用いて伝送路推定を行う。
第7の実施形態の無線受信装置は、図11に示すように、第1の実施形態の無線受信装置をMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)通信に対応させたものである。第1の実施形態の無線受信装置とは、RF部1101、ストリーム分離器1102、遅延ダイバーシチ補償器1103、遅延ダイバーシチ処理器1104が異なる装置部分である。MIMO通信では送受信に複数のアンテナを用いて通信を行う。802.11nドラフト仕様では、符号多重された既知のパターンを持つロングプリアンブルが送信されており、それを用いて伝送路推定を行う。
RF部1101は、複数のアンテナにより複数の信号(複数のストリーム)を受信することがRF部101と異なる。ストリーム分離器1102は、符号多重されたロングプリアンブルをストリームごとに分離し、ストリームごとにまとめて遅延ダイバーシチ補償器1103に供給する。遅延ダイバーシチ補償器1103は、送信装置が遅延ダイバーシチに対応した送信を行っている場合に遅延ダイバーシチ補償を行う。遅延ダイバーシチ補償をされた信号がストリームごとに系列乗算器105に供給される。遅延ダイバーシチ処理器1104は、遅延ダイバーシチに対応した送信を行っている場合に、重み付け合成器110の出力に対して、遅延ダイバーシチ処理を行って伝送路推定値を得る。
図11の系列乗算器105には、ストリームごとを入力して処理するので、DCTマッパー106から重み付け合成器110までの処理は第1の実施形態と全く同様である。
図11の系列乗算器105には、ストリームごとを入力して処理するので、DCTマッパー106から重み付け合成器110までの処理は第1の実施形態と全く同様である。
第7の実施形態により、MIMO通信に対応させて、DCTでの変換単位を2のべき乗にして、DCTでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、MIMO通信でも従来よりも簡易な装置構成で雑音成分のとり除かれた精度の高い伝送路推定値を得ることができる。
以上に示した実施形態によれば、DCTでの変換単位を2のべき乗にして、DCTでのオーバーラップしているサンプリング点での値を重み付けによって補正することにより、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。
また、DCTの変換単位の両端でかつ変換単位同士でオーバーラップしていない部分はそのまま伝送路推定値として使用し、DCT変換されないポイントでは系列乗算器の対応する出力をそのまま伝送路推定値とすることにより、回路規模や演算量を削減しつつ、精度の高い伝送路推定を行うことができる。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
101・・・RF部、102・・・ADC、103・・・フィルタ、104・・・FFT、105・・・系列乗算器、106・・・マッパー、107・・・DCT、108・・・スムージングフィルタ、109・・・IDCT、110・・・合成器、111・・・データ復調器、503・・・制御部、504・・・マッパー、505・・・重み付け合成器、601・・・DCT/IDCT、602・・・制御部、701・・・系列乗算器、702・・・マッパー、1101・・・RF部、1102・・・ストリーム分離器、1103・・・遅延ダイバーシチ補償器、1104・・・遅延ダイバーシチ処理器。
Claims (9)
- OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信信号を受信する受信手段と、
前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、
前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、
前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも1個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割する分割手段と、
前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、
複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、
複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、
前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された2つの異なる単位間で1以上のサブキャリアの信号に重み付け合成する合成手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。 - オーバーラップしていないサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記重み付け合成されたサブキャリアの信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、をさらに具備することを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。
- オーバーラップしていないサブキャリアに対応する単位の端部の1以上のサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、該既知信号に対応するサブキャリア以外の、オーバーラップしていないサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記重み付け合成されたサブキャリアの信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、をさらに具備することを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。
- 前記合成手段は、単位の両端の2つのサブキャリアの信号は、それぞれオーバーラップしている単位がある場合には、該オーバーラップしている単位の端部でないサブキャリアの信号を伝送路推定値とすることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の無線受信装置。
- 前記フィルタは、前記サブキャリアの信号にウインドウ関数を乗算してフィルタリングを行うことを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の無線受信装置。
- OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信信号を受信する受信手段と、
前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換する変換手段と、
前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算する乗算手段と、
前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割する分割手段と、
前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換する変換手段と、
複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去するフィルタと、
複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換する変換手段と、
前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給する供給手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。 - 前記フィルタは、前記サブキャリアの信号にウインドウ関数を乗算してフィルタリングを行うことを特徴とする請求項6に記載の無線受信装置。
- OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信信号を受信し、
前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換し、
前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算し、
前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士は少なくとも1個以上のサブキャリアがオーバーラップするように、分割し、
前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換し、
複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去し、
複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換し、
前記オーバーラップしたサブキャリアに対応する前記逆離散コサイン変換された2つの異なる単位間で1以上のサブキャリアの信号に重み付け合成することを特徴とする無線受信方法。 - OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信信号を受信し、
前記通信信号に含まれる伝送路推定用既知信号の時間波形を周波数波形に変換し、
前記周波数波形に変換された既知信号に既知系列を乗算し、
前記乗算された既知信号のうちの信号の存在する、該既知信号の1シンボルの周期に含まれる複数のサブキャリアを、2のべき乗個の単位で、かつ、隣接する単位同士はサブキャリアがオーバーラップしないように、分割し、
前記単位ごとに前記サブキャリアの信号を離散コサイン変換し、
複数の前記離散コサイン変換されたサブキャリアの信号の雑音成分を除去し、
複数の前記フィルタリングされたサブキャリアの信号を前記単位ごとに逆離散コサイン変換し、
前記逆離散コサイン変換されたサブキャリアの信号と、前記逆離散コサイン変換されないサブキャリアに対応する前記乗算された既知信号と、を伝送路推定値として供給することを特徴とする無線受信方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006199570A JP2008028729A (ja) | 2006-07-21 | 2006-07-21 | 無線受信装置および方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006199570A JP2008028729A (ja) | 2006-07-21 | 2006-07-21 | 無線受信装置および方法 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2008028729A true JP2008028729A (ja) | 2008-02-07 |
Family
ID=39118921
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2006199570A Abandoned JP2008028729A (ja) | 2006-07-21 | 2006-07-21 | 無線受信装置および方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2008028729A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2011090028A1 (ja) * | 2010-01-22 | 2011-07-28 | 住友電気工業株式会社 | 通信装置及び基地局装置 |
JP2014112920A (ja) * | 2014-01-31 | 2014-06-19 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 通信装置 |
-
2006
- 2006-07-21 JP JP2006199570A patent/JP2008028729A/ja not_active Abandoned
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2011090028A1 (ja) * | 2010-01-22 | 2011-07-28 | 住友電気工業株式会社 | 通信装置及び基地局装置 |
US9014149B2 (en) | 2010-01-22 | 2015-04-21 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Communication apparatus and base station apparatus |
JP2014112920A (ja) * | 2014-01-31 | 2014-06-19 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 通信装置 |
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