CN114073012B - 互调干扰信号的重构方法和装置 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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Abstract
本申请部分实施例提供了一种互调干扰信号的重构方法，用于使用特定频段的多载波系统。该方法包括：获取(201)包含有用信号和互调干扰信号的数字下行信号；从包括产生互调干扰的各频点对应的幅值计算模型的模型库中选取(202)与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；基于基带形式的本地上行信号和选取的幅值计算模型，确定(203)互调干扰序列中各频点的幅值；基于互调干扰信道在各频点的增益和互调干扰序列中各频点的幅值，重构(204)互调干扰信号。
Description
技术领域
本申请涉及通信技术领域，特别涉及一种互调干扰信号的重构方法和装置，电子设备，芯片以及非易失性计算机存储介质。
背景技术
随着通信技术的发展，日益增长的数据需求与高效可靠的频谱资源日益枯竭之间的矛盾也愈发尖锐。为了充分利用频谱资源，正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，简称“OFDM”)调制技术通过频分复用实现了高速串行数据的并行传输。发展到5G商用时代，OFDM调制技术仍然是5G移动通信系统的关键技术之一，也是航空通信、卫星通信甚至是6G等系统的备选方案之一。
为了能够在有限的频谱资源上传输更多的数据，研究人员开发了一种全双工技术，能够实现无线通信设备在同一时间或单一频带上进行发射和接收信号，理论上可以提高频谱效率。然而，由于现有的射频器件的非线性特性等因素，OFDM等多载波系统中存在潜在的互调自干扰问题，严重时甚至淹没接收信号，将直接影响收发机正常工作。为了保证OFDM等多载波系统正常通信，需要有效地抑制自干扰信号。此外，不同场景中网络制式尤其是多种网络制式并存时，互调自干扰问题会更加突出。
发明内容
本发明部分实施例所要解决的一个技术问题在于可以重构互调干扰信号，进而可用于消除多载波系统中的互调干扰。
本申请的一个实施例提供了一种互调干扰信号的重构方法。该方法包括：获取包含有用信号和互调干扰信号的数字下行信号；从模型库中选取与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型，并基于基带形式的本地上行信号和选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值；基于互调干扰信道在各频点的增益和互调干扰序列中各频点的幅值，重构互调干扰信号。其中，模型库包括产生互调干扰的各频点对应的幅值计算模型。
本申请的一个实施例还提供了一种互调干扰信号的重构装置。该装置包括：获取模块、选取模块、幅值计算模块和重构模块。其中，获取模块用于获取包含有用信号和互调干扰信号的数字下行信号；选取模块用于从模型库中选取与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；幅值计算模块用于基于基带形式的本地上行信号和选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值；重构模块用于基于互调干扰信道在各频点的增益和互调干扰序列中各频点的幅值，重构互调干扰信号。其中的模型库包括产生互调干扰的各频点分别对应的幅值计算模型。
本申请的一个实施例还提供了一种非易失性计算机存储介质，存储有可被处理器执行的程序，该程序在被处理器执行时，实现前述的互调干扰信号的重构方法。
本申请的一个实施例还提供了一种电子设备，包括：至少一个处理器；以及与至少一个处理器通信连接的存储器；其中，存储器存储有可被至少一个处理器执行的一个或多个程序；一个或多个程序包含指令，该指令在被至少一个处理器执行时，使得至少一个处理器执行前述的互调干扰信号的重构方法。
本申请的一个实施例还提供了一种芯片，包括：至少一个处理器；与所述至少一个处理器通信连接的存储器。其中，存储器存储有可被至少一个处理器执行的一个或多个程序；一个或多个程序包含指令，该指令在被至少一个处理器执行时，使得至少一个处理器执行前述的互调干扰信号的重构方法。
在本申请的实施例提供的互调干扰信号的重构方法中，通过根据预先建立的幅值计算模型和基带形式的本地上行信号得到互调干扰序列，并结合对互调干扰信道的估计，重构互调干扰信号，可以较为准确地重构互调干扰信号，进而可以消除多载波系统中的互调干扰。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为根据一个实施例的一种产生互调干扰的场景。
图2为根据一个实施例的互调干扰信号的重构方法的流程图。
图3为根据一个实施例的互调干扰信号的重构方法涉及的功能模块图。
图4为根据一个实施例的互调干扰信号的重构方法中模型建立过程的流程图。
图5为根据一个实施例的互调干扰信号的重构方法中卷积运算过程示意图。
图6为根据一个实施例的互调干扰信号的重构装置的框图。
图7为根据一个实施例的电子设备中模拟域和数字域互调干扰消除的级联示意图。
图8为根据一个实施例的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明部分实施例进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本申请主要解决多载波系统中，上行发送对下行接收造成的潜在互调干扰问题。如图1所示，展示了一种较为典型的、功率明显的产生互调干扰的场景。图中所示电子设备具有发射天线TA和接收天线RA，可以在频段Band1和Band2上发射信号，在频段Band上接收信号。互调干扰的产生机理和传播链路十分复杂，互调干扰主要产生于链路中的非线性器件，如功率放大器PA1，PA2等。如图中虚线所示，可能的传播链路为：由基带芯片(BasebandIC)发送的本地上行信号进入射频芯片进行调制等处理，经过功率放大器PA1后，其中的高功率信号经印制电路板(Printed circuit board，简称“PCB”)泄露至功率放大器PA2的输入端口，与输入信号一同经过放大器，产生多音混频，然后一方面经过信号传输链路之后由发射天线发射被接收天线接收，另一方面通过链路辐射至接收端。由此可见，在电子设备接收信号时，如果也同时发射信号，进入射频芯片(RFIC)的接收信号除了包含来自基站的有用信号之外，还可能包含有本地上行信号经过该传播链路而产生的互调干扰信号。
为了解决互调自干扰问题，目前研究方向主要聚焦在两个方面：(1)已经对于射频器件的线性性能进行了一些研究。但是，器件性能的优化是一个长期的研究开发工作，技术难度较高，且需要针对不同的器件专门研究，成本较高。(2)时频调度等技术已被用于解决互调自干扰问题，时频调度需要根据干扰强度、时隙配比等情况暂停某一端的发射或接收工作，甚至会涉及较为复杂的网络改造问题，会降低系统的吞吐量，影响网络峰值速率。看到上述两个研究方向存在的问题，发明人尝试了另外的研究方向来解决互调自干扰问题，该研究方向为在收发机中增设干扰消除模块从接收信号中消除(或抑制)互调自干扰，并且具体解释如下。对于电子设备而言，进入基带处理器的接收信号包含解调后的接收信号和互调干扰信号，而与互调干扰信号对应的本地上行信号(发射信号)是本电子设备正在发送的信号，并且其基带形式是为本电子设备所知的。如果可以根据电子设备的本地上行信号的基带形式估计出互调干扰信号，从接收信号中减去这个估计的互调干扰信号，就可以很方便地得到有用信号。
假设将本地上行信号从发射端基带发送(即离开基带芯片，或离开基带处理器)到接收端基带解调(即进入基带芯片)所经过传播链路看作一信道(以下称为互调干扰信道)。实际上，由于互调的传播路径十分复杂，除了图1中示出的可能的传播链路之外，互调干扰信道还应包含射频芯片内部对基带信号进行处理所涉及的所有器件，以及射频芯片内部对接收信号进行解调等处理所涉及的所有器件。比如，射频器件的非线性特性是引起互调干扰的一个因素。如果能采用某种方法对互调干扰信道进行估计，那么就可以根据基带形式的本地上行信号和估计的互调干扰信道得到估计的互调干扰信号。基于此，本申请提供了一种互调干扰信号的重构方法，通过对互调干扰信道进行估计，结合基带形式的本地上行信号重构互调干扰信号，可以采用重构的互调干扰信号从接收信号中消除互调干扰信号。
在一个实施例中，提供了一种互调干扰信号的重构方法，如图2所示。该方法可用于使用特定频段的多载波系统中，比如，采用载波聚合(Carrier Aggregation，简称“CA”)的长期演进(Long Term Evolution，简称“LTE”)系统，或者LTE和新空口(New Radio，简称“NR”)并发的系统。但本申请并不限于此处的举例，任何涉及至少两个载波频段的系统均应落入本申请的保护范围之内。以涉及两个载波频段的系统为例进行说明，为方便描述，两个载波频段中的一个频段称为第一频段或高频段，另一个频段称为第二频段或低频段，第一频段内的载波频率高于第二频段内的载波频率。
在步骤201中，获取数字下行信号。
数字下行信号可以对射频IC的输出信号直接进行采样得到，比如采用模数转换器(ADC)采样。这一技术在现有的移动终端收发机中非常常见，在此不进行详细说明。
在步骤202中，从模型库中选取与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型。
在本实施例中，模型库包括产生互调干扰的各频点对应的幅值计算模型。进行建立模型库时，可以采用多种模型，比如多项式模型，Hammerstein模型等。但本申请不应局限于此处列举的两种模型，在此不一一例举。模型库中的每一个频点可以预先通过分析或者实测得到，每一个频点对应的幅值计算模型则通过建模推导得到。每一个频点对应的幅值计算模型涉及多载波系统中涉及的至少两个载波频段对应的基带序列中各幅值的叠加。
值得一提的是，发明人在研究过程中还发现，只有本地上行信号的互调产物的频点或频段落在有用信号的频点上或落入有用信号的频段内，才会对接收信号产生影响。举例来说，如果产生的互调干扰信号位于[1-5]频段，而接收频段是在[8-12]，这样不会有实质干扰。一方面，在经过互调干扰信道之后，本地上行信号的频段会被展宽，展宽后的频段可能只与接收频段存在一部分的重叠，落入重叠的这一部分的互调干扰信号对接收信号实际造成干扰。另一方面，实际上，互调干扰相对较弱，某些频点的干扰信号本身就很弱，未必会对接收信号造成实际干扰。因此，可以根据有用信号所在的频点或频段来选取幅值计算模型，从而较为准确地重构互调干扰信号。
在选取幅值计算模型之后，在步骤203中，基于基带形式的本地上行信号和选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值。
在本实施例中，基带形式的本地上行信号可以从发射端获得。
在一种示例中，可以直接将基带形式的本地上行信号分成两路，一路发送给射频芯片，另一路引向接收端。对信号的发送到重构互调干扰之间的时延进行测量，在进行互调干扰信号的重构时，在引至接收端的链路中进行时延调整，基带形式的本地上行信号以数据流的形式引向接收端。
在另一种示例中，比如，实际测得的时延过大时，基带形式的本地上行信号可以在基带处理器发送本地上行信号给射频芯片时存储在一存储器中。在进行互调干扰信号重构时，可直接从存储器中读取该基带形式的本地上行信号。读取的基带形式的本地上行信号与数字下行信号做同步测量，测得两端信号的相关性。根据相关性进行同步调整。现有技术中的同步调整方法均可适用于本申请，在此不一一赘述。
在步骤204中，基于互调干扰信道在各频点的增益，和互调干扰序列中各频点的幅值，重构互调干扰信号。
由以上分析可知，互调干扰信号的估计越准确，重构得到的互调干扰信号也就越准确。由于互调干扰信道的复杂性，其受电子设备所处的环境的影响较大。在实际应用中，可以预先对互调干扰信道进行估计，或者定期或不定期对互调干扰信道进行估计，以供后续使用。比如，当用户所处环境产生较大变化，当温度发生明显变化导致射频器件工作状态发生变化，当采用之前的信道信息进行通信而发现质量不佳时，都可以对互调干扰信道重新进行估计。
在一个示例中，在进行互调干扰信道估计时，可以使电子设备处于无其他发射机发送信号，仅本电子设备发射射频信号的环境中。比如，电子设备开机的时候，或者电子设备空闲的时候(即用户没有通信需求，也不会有基站传来有用信号)。在这种情况下，接收端接收到的信号为互调干扰信号。在另一个示例中，在进行互调干扰信道估计时，如果电子设备接收的信号既包含来自其他发射机的有用信号，又包含了互调干扰信号，此时，可以通过频率复用或在时间上将有用信号和互调干扰信号在信道估计数据帧中分开，即分离得到接收信号中的互调干扰信号。在这种情况下，可以预留时间资源进行互调干扰信道估计。
在一个示例中，可以为进行互调干扰信道估计而设计专门的参考信号(或参考序列)。在另一个示例中，也可以采用现有通信协议中已经有的数据帧(比如，导频信号即训练序列)作为参考序列，或者利用空闲帧，在空闲帧中插入数据作为参考序列，来进行互调干扰信道估计。
在一个示例中，OFDM符号采用梳状导频参考序列。在对互调干扰信道进行估计时，发送端发送此导频参考序列，同时接收端可以接收一个完整的OFDM符号作为参考信号，记为Xr(k)；然后获取基带形式的本地上行信号，记为Xb(k)；采用信道估计算法，估计互调干扰的信道状态信息，记为保存该互调干扰的信道状态信息以便进行干扰消除时使用。
在一个示例中，在获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列之后，结合基带形式的本地上行信号，采用现有的信道估计算法(标记为“第一信道估计算法”)即可获得互调干扰信道的信息。即互调干扰信道对于发射信号在不同频点或频段的增益。在另一个示例中，由于参考序列也是经过载波调制之后再发射出去的，因此，在获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列之后，可以先从模型库中确定与实际序列所处的频段中各频点对应的幅值计算模型，并将基带形式的参考序列输入确定的幅值计算模型，得到互调干扰序列中各频点对应的幅值；再采用第二信道估计算法，结合实际序列和互调干扰序列中各频点对应的幅值，估计得到互调干扰信道在各频点的增益。
在重构互调干扰信号时，首先分析基带形式的本地上行信号，得到互调干扰序列，包括频点及对应于频点的幅值；然后获取互调干扰信道在各频点的增益，按频点将幅值与增益相乘，确定重构的互调干扰信号，即互调干扰信号在各频点的幅值。在实际应用中，可以逐个频点进行计算；也可以将所有频点对应的幅值和增益分别组成向量，进行向量运算。
在一个示例中，本实施例提供的互调干扰信号的重构方法可以在基带处理器内执行，无需增加额外的硬件电路负担。在另一个示例中，本实施例提供的互调干扰信号的重构方法可以由不同于基带处理器的其他处理器执行，此时，可以从基带处理器获取基带形式的本地上行信号，以及数字下行信号。在又一个示例中，本实施例提供的互调干扰信号的重构方法中的部分步骤由基带处理器执行，而其他步骤由其他处理器执行，比如，互调干扰信道的估计或者建立模型库可以由其他处理器完成。但是，本申请不应限定于此处的举例，技术人员可以根据实际需要，灵活进行步骤的合并或拆分。
本实施例提供的互调干扰信号的重构方法在数字域实现了对互调干扰信号的准确重构，为消除多载波系统中上行发送信号对下行接收信号的互调干扰提供了一种可行的解决方案。
在一个实施例中，互调干扰信号的重构方法涉及的功能模块，如图3所示。在本实施例中，有用信号可以基于重构的互调干扰信号和数字下行信号得到。具体地，基带形式的本地下行信号一方面通过数模转换器(DAC)输出至射频芯片，另一方面输入至从模型库中选取的与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型，计算得到互调干扰序列中各频点的幅值；接着基于互调干扰信道在各频点的增益和互调干扰序列中各频点的幅值，重构互调干扰信号；最后，从数字下行信号中减去重构的互调干扰信号，得到有用信号。
在一个实施例中，提供了一种互调干扰信号的重构方法。在本实施例中，模型库通过以下方法建立：先分别确定第一类干扰频点和第二类干扰频点；接着，基于卷积运算，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和第二类干扰频点中各频点的幅值计算式；然后，基于第一类干扰频点和第二类干扰频点中相同频点对应的幅值计算式，确定相同频点对应的幅值计算模型。
采用多项式模型分析射频形式的本地上行信号发现，特定频段内高频段频点和低频段频点可能产生上互调，表现为高频段频点的a次谐波频率与低频段频点的M-a次谐波的频率之和。其中，M为多项式模型中分量的阶次，比如M＝2时，对应二阶分量，M＝3时，对应三阶分量。a可在1至M-之间取值，a＝1表示频点本身，a＝2表示二次谐波。为方便说明，将上互调产生的干扰频点记为第一类干扰频点。
类似地，特定频段内高频段频点和低频段频点可能产生下互调，表现为高频段频点的a次谐波频率与低频段频点的M-a次谐波的频率之差。为方便说明，将下互调产生的干扰频点记为第二类干扰频点。
实际中，互调干扰非常复杂，其产生的频率成分十分多。但是，在采用多项式模型分析发现，阶次越高，其分量的功率越弱，而频率成分越复杂，在阶次过高时，其产生的干扰甚至可以忽略。因此，在实际应用时，可以考虑那些可能对接收的有用信号产生干扰影响的阶次，比如，二阶，三阶等分量，不必将所有阶次确定为目标阶次。
在一个示例中，第一类干扰频点至少包含特定频段内高频段频点和低频段频点的和。第二类干扰频点至少包含特定频段内高频段频点和低频段频点的差。在确定第一类干扰频点和第二类干扰频点之后，可以基于卷积运算，分别得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。具体地，对高频段的基带序列与低频段的基带序列进行至少一次卷积运算，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式。对高频段的基带序列与低频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，得到第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
以下说明本实施例的幅值计算模型的推导过程，如图4所示。
步骤401，确定本地上行信号目标阶次的带通信号。
假设本地上行信号的射频形式包含高频段的A分量和低频段的B分量，则可将建模输出信号的带通形式记为(A+B)+(A+B)2+...+(A+B)N。其中，N为载波数。n阶带通信号可记为Xn(t)＝(A+B)n，n的取值可为2，3，...，N。值得说明的是，多载波系统中涉及的两个频段中，高频段的A分量和低频段的B分量中的“高”和“低”并不是针对绝对值而言的，实际指的是A分量所处的频段高于B分量所处的频段，为区分在产生互调干扰涉及的两个频率分量而引入。
如前所述，由于多形式模型中阶次越高，其分量的功率越弱，而频率成分越复杂，在阶次过高时，其产生的干扰甚至可以忽略。因此，在实际确定目标阶次时，可以考虑那些可能对接收的有用信号产生干扰影响的阶次，比如，二阶，三阶等分量，不必将所有阶次确定为目标阶次。
步骤402，分析干扰项。
一般地，会产生干扰的项为交叉项，根据二项式定理，可简为mAaBN-a。比如，二阶分量的功率较强，可以先考虑二阶分量，此时，只有其中的2AB项存在频段交叉，会产上互调和下互调。三阶分量中的3A2B，3AB2项存在频段交叉，会产生谐波，上互调和下互调。
步骤403，根据分析得到的干扰项，分析得到上互调模型和下互调模型。
以N载波二阶下互调模型建模为例，其带通表达形式为X(t)+X2(t)+...XN(t)，其中w0n，w1n为载波频率，a0n，a1n，b0n，b1n为调制幅值。由于互调干扰涉及两个频段的信号，这里用w0表示一个频段，且该频段有多个载波频率，所以每一个载波频率记作w0n，这个n上限就是前述的N；a0、b0来表述该频段的两路调制信号，也就是基带信号，同样每个载波都对应一个调制幅值，所以也相应地几记为a0n、b0n。另一组w1n、b0n、b1n具有相同的含义，用来表示另一个频段的每个载波的频率及对应的调制幅度。
分析带通表达形式中涉及频段交叉的项，N载波的二阶下互调产物相应的频点表达式为
相应互调分量的基带表达形式为
考虑到OFDM调制中的子载波间隔，表达式(1)所示的这些频点中，有些是相等的，实际就是一个频点，其干扰需要累加，因此，可对这些频点进行整合。整合后，可得到2N-1个不同的数，对应2N-1个不同的频点，整合后的表达式为
相应的互调产物表达式对应为
上述表达式(3)中由低到高列出了第二类干扰频点，表达式(4)则列出了各频点对应的幅值计算式。
进一步分析可发现，N载波的二阶下互调产物基带表达形式实际上为两个频段基带信号的卷积结果，其中，一个序列对应高频段的基带信号，可表示为[a00+jb00 a01+jb01... a0N-1+jb0N-1]，另一个序列对应低频段基带信号的共轭倒序形式，可表示为[a1N-1-jb1N-1a1N-2-jb1N-2 ... a10-jb10]。
采用类似的分析可发现，N载波的二阶上互调产物基带表达形式同样对应为两个频段基带信号的卷积结果，其中，一个序列对应高频段的基带信号，可表示为[a00+jb00 a01+jb01 ... a0N-1+jb0N-1]，另一个序列对应低频段的基带信号，可表示为[a10+jb10 a11+jb11... a1N-1+jb1N-1]。
当考虑三阶或者更高阶次的互调产物时，可以根据二项式定理分析目标阶次的互调产物带通形式表达简式，判断上互调形式与下互调形式的组合，此时目标项会多次涉及低阶次的上互调、下互调的判别与计算。以三阶分量的互调产物为例，记其带通信号简式为(A+B)3＝A3+B3+3A2B+3B2A，相比之下，交叉项产生的互调信号涉及数次卷积、上互调和下互调的组合形式和频段分布这三个较为复杂的判别。分析其中的A2B＝A·A·B项，上、下互调的计算会涉及两次卷积运算，一是A·A产生的谐波项，实际可将其看作是互调的一种特殊形式，二是谐波项与B产生的上互调与下互调干扰信号。其构建过程仍是以上述卷积建模模型为基础，对于更高阶次分量也是基于上述模型推导结论，有同样的建模计算方法，当然计算过程会更为繁琐，计算量也更大。
针对目标带限频段进行干扰建模，会涉及多个阶次的谐波、互调以及二者的混频，此时辅以二项式定理来判断不同阶次干扰的频段分布以及谐波、互调的组合情况，再根据带限频段范围确定实际造成干扰的阶次对应的干扰频点，截取建模结果。也就是或，如果要针对某个带限干扰频段进行消除，则会涉及不同阶次以及部分基带信号的卷积建模运算。举例来说，接收频段位于[2-8]，二阶的互调分量频段位于[5-15]，三阶的互调分量频段位于[7-20]，只需要对存在交叉(干扰)的部分进行建模即可，没必要对整个基带信号进行卷积计算，以节省运算量。
步骤404，对每个交叉项，结合互调模型进行卷积建模。
考虑到卷积运算涉及额外的时间和计算资源，且针对带限频段的直接干扰建模会涉及大量不必要的运算结果，为此本申请提出一种如图5所示的快速卷积算法进行高效建模运算，以节省时间和计算资源，并且能够方便地采用计算芯片进行处理。
记两段卷积的序列为x(n)和h(n)。
比如，对高频段的基带序列与低频段的基带序列的共轭倒序进行卷积运算时，高频段的基带序列为[a00+jb00 a01+jb01 ... a0N-1+jb0N-1]，低频段基带序列的共轭倒序为[a1N-1-jb1N-1 a1N-2-jb1N-2 ... a10-jb10]。那么，可从两者中确定一个序列为第一序列，记为h(n)，另一个序列为第二序列，记为x(n)。
又比如，对高频段的基带序列与低频段的基带序列进行卷积运算时，高频段的基带序列为[a00+jb00 a01+jb01 ... a0N-1+jb0N-1]，低频段的基带序列为[a10+jb10 a11+jb11 ...a1N-1+jb1N-1]。那么，可从两者中确定一个序列为第三序列，记为h(n)，另一个序列为第四序列，记为x(n)。
又比如，步骤403中涉及的谐波项，可看作x(n)和h(n)为相同的序列的卷积。
选定h(n)的分段长度，记作M，最后一个分段的长度可能不足M位，每段记作hi(n)；
计算x(n)*hi(n)，具体地：
(a)对x(n)进行重叠分段操作，记作首先对x(n)前部补零，当补零个数为M-1位时，最为节省运算量，重叠的长度也为M-1；为了整数分段，末尾可能需要进行补零，所产生的多余结果也要在最终图5(4)的结果中删去；
(b)选定变换长度L，通过快速傅里叶变换FFT和快速傅里叶逆变换IFFT快速计算每个结果记作/>
按图5中(3)的方法叠加步骤(b)中每个最终结果，记作/>即为对应hi(n)段卷积x(n)*hi(n)的最终结果；
重复上述步骤计算每段x(n)*hi(n)的结果，然后叠加计算；由于步骤(a)也即图5中(1)步骤涉及到x(n)末尾的补零，这里再舍弃叠加结果末尾相同位数的片段，求得目标卷积x(n)*h(n)的最终结果；当带限频段的互调干扰建模涉及高阶次时，可结合图5中(3)和(4)，只对实际造成干扰的分段进行卷积计算即可，进而避免不必要的运算。
步骤405，叠加卷积结果。卷积得到的序列中每一项就是一个幅值计算式。
针对干扰阶次，按频点叠加每个交叉项的卷积结果。对于某一干扰阶次，模型系数是同一个，可直接相加。
针对带限干扰频段，叠加不同阶次干扰项在目标频点的建模结果。如果要计算不同阶次的某一频段的干扰，涉及多个阶次，其模型系数不同，可以按比例值相加。这些模型系数可以提前测得。
对于第一类干扰频点，将在不同阶次中产生的相同频点对应幅值计算式累加就得到了第一类干扰频点中各频点的幅值计算式。对于第二类干扰频点，将在不同阶次中产生的相同频点对应幅值计算式累加也就得到了第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
值得说明的是，由于采用本申请对互调干扰信道进行估计可以估计出系统记忆效应对频域信号不同点的增益，因此，本申请模型的建立方法适用于有记忆或无记忆系统，可以推广到任意阶次和频段，可根据目标阶次或者接收频段的带限干扰部分进行干扰重构。此外，本申请提供的互调干扰信号的重构方法可以使得后续在数字域进行互调干扰消除，无需额外的硬件开销。所设计的快速卷积算法降低了干扰重构对时间和计算资源的需求。
在一个实施例中，提供了一种互调干扰信号的重构装置，如图6所示，包括获取模块601、选取模块602、幅值计算模块603和重构模块604。
其中，获取模块601用于获取包含有用信号和互调干扰信号的数字下行信号。选取模块602用于从模型库中选取与有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型。这里的模型库包括产生互调干扰的各频点分别对应的幅值计算模型。幅值计算模块603用于基于基带形式的本地上行信号和选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值。重构模块604用于基于互调干扰信道在各频点的增益和互调干扰序列中各频点的幅值，重构互调干扰信号。
在本实施例中，通过对互调干扰信号进行重构，为消除电子设备中上行发送信号对下行接收信号的互调干扰提供了一种可行的解决方案。
在一个实施例中，互调干扰信号的重构装置还可以包含模型建立模块，用于通过以下方法建立模型库：确定第一类干扰频点，第一类干扰频点至少包含特定频段内第一频段频点和第二频段频点的和；确定第二类干扰频点，第二类干扰频点至少包含特定频段内第一频段频点和第二频段频点的差；基于卷积运算，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和第二类干扰频点中各频点的幅值计算式；基于第一类干扰频点和第二类干扰频点中相同频点对应的幅值计算式，确定相同频点对应的幅值计算模型。
另外，模型建立模块在基于卷积运算，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和第二类干扰频点中各频点的幅值计算式时，对第一频段的基带序列与第二频段的基带序列进行至少一次卷积运算，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式；对第一频段的基带序列与第二频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，得到第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
另外，模型建立模块在对高频段的基带序列与低频段的基带序列进行至少一次卷积运算时，确定高频段的基带序列与低频段的基带序列中的第一序列和第二序列；基于第一分段长度，对第一序列进行分段；对第二序列进行补零；其中，补零位数根据第一分段长度确定；基于第一重叠长度对补零后的第二序列进行重叠分段，其中，第一重叠长度与补零位数相同；通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算第一序列的每一段与第二序列的每一段的卷积；叠加所有卷积结果，得到第一类干扰频点中各频点的幅值计算式。
另外，模型建立模块在对高频段的基带序列与低频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算时，确定高频段的基带序列与低频段的基带序列的共轭倒序中的第三序列和第四序列；基于第二分段长度，对第三序列进行分段；对第四序列进行补零；其中，补零位数根据第二分段长度确定；基于第二重叠长度，对补零后的第四序列进行重叠分段，其中，第二重叠长度与补零位数相同；通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算第三序列的每一段与第四序列的每一段的卷积；叠加所有卷积结果，得到第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
在一个实施例中，互调干扰信号的重构装置还可以包含第一信道估计模块，用于对互调干扰信道在各频点的增益进行估计，包括：获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；获取基带形式的参考序列；其中，参考序列用于进行互调干扰信道估计；根据实际序列、参考序列和第一信道估计算法，得到互调干扰信道在各频点的增益。
在一个实施例中，互调干扰信号的重构装置还可以包含第二信道估计模块，用于对互调干扰信道在各频点的增益进行估计，包括：获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；从模型库中确定与实际序列所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；基于基带形式的参考序列和确定的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点对应的幅值；根据实际序列、互调干扰序列中各频点对应的幅值和第二信道估计算法，得到互调干扰信道在各频点的增益。
在一个实施例中，重构模块还用于将互调干扰序列中各频点的幅值与互调干扰信道中对应频点的增益相乘，作为重构的互调干扰信号在各频点的幅值。
在一个实施例中，重构的互调干扰信号用于从数字下行信号中得到有用信号。
不难发现，上述装置实施例为与前述互调干扰信号的重构方法实施例相对应，本实施例可与前述互调干扰信号的重构方法实施例互相配合实施。前述互调干扰信号的重构方法实施例中提到的相关技术细节在本实施例中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施例中提到的相关技术细节也可应用在前述互调干扰信号的重构方法实施例中。
值得说明的是，上述功能模块可以是软件模块，也可以是硬件模块。在实际应用中，一个功能模块可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现。此外，为了突出本申请的创新部分，本实施方式中并没有将与解决本申请所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，但这并不表明本实施方式中不存在其它的单元。
在一个实施例中，提供了一种电子设备，如图7所示，包括数字域互调消除模块，其包含比如图6中互调干扰信号的重构装置。该电子装置还可以包含模拟域互调消除模块，比如现有的一些在模拟域实现互调干扰消除的装置。数字域互调消除模块与模拟域互调消除模块级联，丰富了本申请提供的互调干扰信号的重构方法或装置的应用场景。
值得说明的是，模拟域互调消除模块一般位于射频芯片之前，从接收信号中消除互调干扰。而数字域互调消除模块一般位于射频芯片和基带芯片之间，进一步从接收信号中消除互调干扰，有利于更好地消除互调干扰。
在一个实施例中，提供了一种电子设备，如图8所示，包括：至少一个处理器801；以及存储器802；其中，存储器存储有可被至少一个处理器执行的一个或多个程序，程序包含指令，该指令被至少一个处理器执行，以使至少一个处理器能够执行本申请上述任一实施例的互调干扰信号的重构方法。
其中，存储器802和处理器801采用总线方式连接，总线可以包括任意数量的互联的总线和桥，总线将一个或多个处理器801和存储器802的各种电路连接在一起。总线还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路连接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口在总线和收发机之间提供接口。收发机可以是一个元件，也可以是多个元件，比如多个接收器和发送器，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。经处理器处理的数据通过天线在无线介质上进行传输，进一步，天线还接收数据并将数据传送给处理器801。
处理器801负责管理总线和通常的处理，还可以提供各种功能，包括定时，外围接口，电压调节、电源管理以及其他控制功能。而存储器802可以被用于存储处理器801在执行操作时所使用的数据。
本实施例的电子设备可以为，但不限于，终端设备或者网络设备。作为在此使用的“终端设备”包括但不限于经由无线接口，如，针对蜂窝网络、无线局域网(Wireless LocalArea Network，WLAN)、诸如DVB-H网络的数字电视网络、卫星网络、AM-FM广播发送器；和/或另一终端设备的被设置成接收/发送通信信号的装置；和/或物联网(Internet of Things，IoT)设备。被设置成通过无线接口通信的终端设备可以被称为“无线通信终端”、“无线终端”或“移动终端”。移动终端的示例包括但不限于卫星或蜂窝电话；可以组合蜂窝无线电电话与数据处理、传真以及数据通信能力的个人通信系统(Personal CommunicationsSystem，PCS)终端；可以包括无线电电话、寻呼机、因特网/内联网接入、Web浏览器、记事簿、日历以及/或全球定位系统(Global Positioning System，GPS)接收器的PDA；以及常规膝上型和/或掌上型接收器或包括无线电电话收发器的其它电子装置。终端设备可以指接入终端、用户设备(User Equipment，UE)、用户单元、用户站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、终端、无线通信设备、用户代理或用户装置。接入终端可以是蜂窝电话、无绳电话、会话启动协议(Session Initiation Protocol，SIP)电话、无线本地环路(Wireless Local Loop，WLL)站、个人数字处理(Personal Digital Assistant，PDA)、具有无线通信功能的手持设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备、车载设备、可穿戴设备、5G网络中的终端设备或者未来演进的PLMN中的终端设备等。网络设备可以为特定的地理区域提供通信覆盖，并且可以与位于该覆盖区域内的终端设备进行通信。可选地，网络设备可以是GSM系统或CDMA系统中的基站(Base Transceiver Station，BTS)，也可以是WCDMA系统中的基站(NodeB，NB)，还可以是LTE系统中的演进型基站(EvolutionalNode B，eNB或eNodeB)，或者是云无线接入网络(Cloud Radio Access Network，CRAN)中的无线控制器，或者该网络设备可以为移动交换中心、中继站、接入点、车载设备、可穿戴设备、集线器、交换机、网桥、路由器、5G网络中的网络侧设备或者未来演进的公共陆地移动网络(Public Land Mobile Network，PLMN)中的网络设备等。
在一个实施例中，提供了一种非易失性计算机存储介质，存储有可被处理器执行的程序，该程序在被处理器执行时，实现本申请上述任一实施例的互调干扰信号的重构方法。
在一个实施例中，提供了一种芯片，包括：至少一个处理器；与所述至少一个处理器通信连接的存储器。其中，存储器存储有可被至少一个处理器执行的一个或多个程序；一个或多个程序包含指令，该指令在被至少一个处理器执行时，使得至少一个处理器执行前述的互调干扰信号的重构方法。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一个设备(可以是单片机，芯片等)或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本申请的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本申请的精神和范围。
Claims (19)
1.一种互调干扰信号的重构方法，包括：
获取数字下行信号；其中，所述数字下行信号包括有用信号和互调干扰信号；
从模型库中选取与所述有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；其中，所述模型库包括产生互调干扰的各频点对应的幅值计算模型；
基于基带形式的本地上行信号和所述选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值；
基于互调干扰信道在所述各频点的增益和所述互调干扰序列中各频点的幅值，重构所述互调干扰信号，
其中，所述模型库通过以下方法建立：
确定第一类干扰频点；其中，所述第一类干扰频点至少包括特定频段内第一频段频点和第二频段频点的和，所述第一频段内的载波频率高于所述第二频段内的载波频率；
确定第二类干扰频点；其中，所述第二类干扰频点至少包括所述特定频段内所述第一频段频点和所述第二频段频点的差；
基于卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式；
基于所述第一类干扰频点和所述第二类干扰频点中相同频点对应的幅值计算式，确定所述相同频点对应的幅值计算模型。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述基于卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式，包含：
对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列进行至少一次卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式；
对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，得到所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
3.如权利要求2所述的方法，其中，所述对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列进行至少一次卷积运算，包括：
确定所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列中的第一序列和第二序列；
基于第一分段长度，对所述第一序列进行分段；
对所述第二序列进行补零；其中，补零位数根据所述第一分段长度确定；
基于第一重叠长度，对补零后的所述第二序列进行重叠分段，其中，所述第一重叠长度与所述补零位数相同；
通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算所述第一序列的每一段与所述第二序列的每一段的卷积；
叠加所有卷积结果，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式。
4.如权利要求2所述的方法，其中，所述对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，包括：
确定所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序中的第三序列和第四序列；
基于第二分段长度，对所述第三序列进行分段；
对所述第四序列进行补零；其中，补零位数根据所述第二分段长度确定；
基于第二重叠长度，对补零后的所述第四序列进行重叠分段，其中，所述第二重叠长度与所述补零位数相同；
通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算所述第三序列的每一段与所述第四序列的每一段的卷积；
叠加所有卷积结果，得到所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
5.如权利要求1至4中任意一项所述的方法，其中，所述互调干扰信道在各频点的增益通过以下方法估计得到：
获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；
获取基带形式的参考序列；其中，所述参考序列用于进行互调干扰信道估计；
根据所述实际序列、所述参考序列和第一信道估计算法，得到所述互调干扰信道在所述各频点的增益。
6.如权利要求1至4中任意一项所述的方法，其中，所述互调干扰信道在各频点的增益通过以下方法估计得到：
获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；
从所述模型库中确定与所述实际序列所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；
基于基带形式的参考序列和所述确定的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点对应的幅值；
根据所述实际序列、所述互调干扰序列中各频点对应的幅值和第二信道估计算法，得到所述互调干扰信道在各频点的增益。
7.如权利要求1至4任意一项所述的方法，其中，重构所述互调干扰信号，包括：
基于互调干扰序列中各频点的幅值与互调干扰信道中对应频点的增益的乘积，确定所述重构的互调干扰信号。
8.如权利要求1至4任意一项所述的方法，其中，所述有用信号基于所述重构的互调干扰信号和所述数字下行信号得到。
9.一种互调干扰信号的重构装置，包括：
获取模块，用于获取数字下行信号；其中，所述数字下行信号包含有用信号和互调干扰信号；
选取模块，用于从模型库中选取与所述有用信号所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；其中，所述模型库包括产生互调干扰的各频点对应的幅值计算模型；
幅值计算模块，用于基于基带形式的本地上行信号和所述选取的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点的幅值；
重构模块，用于基于互调干扰信道在各频点的增益，和所述互调干扰序列中各频点的幅值，重构所述互调干扰信号，
其中，所述装置还包括模型建立模块；所述模型建立模块用于通过以下方法建立模型库：
确定第一类干扰频点；其中，所述第一类干扰频点是少包括特定频段内第一频段频点和第二频段频点的和；所述第一频段内的载波频率高于所述第二频段内的载波频率；
确定第二类干扰频点；其中，所述第二类干扰频点至少包括所述特定频段内所述第一频段频点和所述第二频段频点的差；
基于卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式；
基于所述第一类干扰频点和所述第二类干扰频点中相同频点对应的幅值计算式，确定所述相同频点对应的幅值计算模型。
10.如权利要求9所述的装置，其中，所述模型建立模块还用于：
在基于卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式和所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式时，对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列进行至少一次卷积运算，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式，对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，得到所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
11.如权利要求10所述的装置，其中，所述模型建立模块还用于：
在对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列进行至少一次卷积运算时，确定所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列中的第一序列和第二序列；
基于第一分段长度，对所述第一序列进行分段；
对所述第二序列进行补零；其中，补零位数根据所述第一分段长度确定；
基于第一重叠长度，对补零后的所述第二序列进行重叠分段，其中，所述第一重叠长度与所述补零位数相同；
通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算所述第一序列的每一段与所述第二序列的每一段的卷积；
叠加所有卷积结果，得到所述第一类干扰频点中各频点的幅值计算式。
12.如权利要求11所述的装置，其中，所述模型建立模块还用于：
在对所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序进行至少一次卷积运算，确定所述第一频段的基带序列与所述第二频段的基带序列的共轭倒序中的第三序列和第四序列；
基于第二分段长度，对所述第三序列进行分段；
对所述第四序列进行补零；其中，补零位数根据所述第二分段长度确定；
基于第二重叠长度，对补零后的所述第四序列进行重叠分段，其中，所述第二重叠长度与所述补零位数相同；
通过快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换计算所述第三序列的每一段与所述第四序列的每一段的卷积；
叠加所有卷积结果，得到所述第二类干扰频点中各频点的幅值计算式。
13.如权利要求9至12中任意一项所述的装置，其中，所述装置包括第一信道估计模块；第一信道估计模块用于通过以下方法估计得到所述互调干扰信道在各频点的增益：
获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；
获取基带形式的参考序列；其中，所述参考序列用于进行互调干扰信道估计；
根据所述实际序列、所述参考序列和第一信道估计算法，得到所述互调干扰信道在所述各频点的增益。
14.如权利要求9至12中任意一项所述的装置，其中，所述装置包括第二信道估计模块；第二信道估计模块用于通过以下方法估计得到所述互调干扰信道在各频点的增益：
获取接收信号中的互调干扰信号对应的实际序列；
从所述模型库中确定与所述实际序列所处的频段中各频点对应的幅值计算模型；
基于基带形式的参考序列和所述确定的幅值计算模型，确定互调干扰序列中各频点对应的幅值；
根据所述实际序列、所述互调干扰序列中各频点对应的幅值和第二信道估计算法，得到所述互调干扰信道在各频点的增益。
15.如权利要求9至12中任意一项所述的装置，其中，所述重构模块还用于基于互调干扰序列中各频点的幅值与互调干扰信道中对应频点的增益的乘积，确定所述重构的互调干扰信号。
16.如权利要求9至12中任意一项所述的装置，其中，所述有用信号基于所述重构的互调干扰信号和所述数字下行信号得到。
17.一种电子设备，包括：
至少一个处理器；
存储器，与所述至少一个处理器通信连接；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的一个或多个程序；
所述一个或多个程序包含指令，所述指令在被至少一个处理器执行时，使得所述至少一个处理器执行权利要求1至8中任意一项所述的互调干扰信号的重构方法。
18.一种计算机可读存储介质，存储有可被处理器执行的程序，所述程序在被处理器执行时，实现权利要求1至8中任意一项所述的互调干扰信号的重构方法。
19.一种芯片，包括：
至少一个处理器；
存储器，与所述至少一个处理器通信连接；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的一个或多个程序；
所述一个或多个程序包含指令，所述指令在被至少一个处理器执行时，使得所述至少一个处理器执行权利要求1至8中任意一项所述的互调干扰信号的重构方法。
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