CN102342072B

CN102342072B - 补偿正交频分复用无线无线电传送系统中载频偏移的方法和设备

Info

Publication number: CN102342072B
Application number: CN200980158024.7A
Authority: CN
Inventors: U·林德格伦; H·萨林
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2009-03-06
Filing date: 2009-03-06
Publication date: 2015-09-23
Anticipated expiration: 2029-03-06
Also published as: WO2010099808A1; JP2012519986A; JP5497800B2; CN102342072A; US8660197B2; US20120014467A1; EP2404416A1

Abstract

为了对基于正交频分复用OFDM的无线电通信系统中无线电传送而补偿通信设备中的载频生成(所述通信系统中所述通信设备已知的参考信号在规则时间重复方式中被传送)，通过计算的载频偏移估计来补偿(63)载频生成。所述通信设备中的载频偏移估计从粗(61)和细载频偏移估计(62)来计算。在频域中从在所述通信设备接收的参考信号的参考符号(60)来计算粗载频偏移估计(61)，并且在时域中从在所述通信设备重复接收的参考信号的参考符号(60)来计算细载频偏移估计(62)。提供了用于计算粗载频偏移的算法和估计器模块(90)。

Description

补偿正交频分复用无线无线电传送系统中载频偏移的方法和设备

技术领域

本发明一般涉及无线无线电传送，并且更具体地说，涉及基于正交频分复用(OFDM)的蜂窝无线无线电传送网络中的无线电传送，包括布置用于补偿载频偏移的设备。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是广为人知的调制方案，其中数字串行数据比特流被分割成并行数据比特流，每个比特流调制一组正交载波的称为副载波的不同载波。副载波在精确的频率被分隔开，这阻止接收解调器发生由分配到该解调器的副载波频率外的频率引起的失真。每个并行数据流的比特率是串行数据比特流的比特率的分数，这取决于副载波的数量。每个副载波通过常规调制方案调制，如正交调幅(QAM)和正交相移键控(QPSK)，提供在低符号率的所谓OFDM符号，即，其中与信道时间特性相比，符号较长。OFDM符号包括取决于使用的调制方案的多个数据比特。使用逆快速傅立叶变换(IFFT)将调制的副载波组合在一起以产生要传送的时域波形。所有副载波的总比特率可相当于相同带宽中常规单载波高速率调制方案。

由于每个符号的持续时间较长，因此，在OFDM符号之间插入也称为循环前缀(CP)的保护间隔以消除符号间干扰是可行的。然而，增加的符号持续时间使OFDM系统对移动无线电信道的时间变化更敏感。具体而言，多普勒扩展的效应损坏了副载波的正交性，造成载波间干扰(ICI)，即副载波之间的串扰。OFDM也要求接收器与传送器之间十分精确的频率同步。

在像OFDM的系统中，例如，当前通过第三代合作伙伴项目(3GPP) 在开发之下并且在技术规范3GPP TS 36.211(发行版8)中公开的演进的通用地面无线电接入(E-UTRA)或长期演进(LTE)，从基站(BS)到用户设备(UE)或移动台(MS)的下行链路无线电传送基于OFDM。符号信息与快速傅立叶变换(FFT)的频率仓(frequency bin)(副载波)有关。如果在BS和UE的载频不同，则所谓的频率偏移误差便会发生。原则上，该误差显现为副载波的移位。结果是泄露，其中，来自某个用户的谱内容扩展到所有用户。为克服此问题，必须为用户补偿频率偏移。为了执行补偿，必须知道频率误差。为此使用了频率估计器。上行链路(即从MS到UE的无线电传送)基于SC-FDMA(单载波-频分复用)，这能够视为是OFDM的预编码版本。

估计频率偏移的常见方法是使用已知信号，即参考或导频信号。这些参考信号定期传送，这意味着相同的信号将一再地发生。对接收的参考信号的利用提供了频率误差的估计。用于频率估计的几种算法在实践中已知。

作为示例，在LTE中，大量的窄副载波用于多载波传送。基本LTE下行链路资源是由OFDM符号(也称为资源元素)组成的时间频率网格。在频域中，资源元素具有15kHz的频率仓，这是相邻副载波之间的频率间距Δf。在时域中，OFDM符号或资源元素的持续时间是(1/Δf)+CP。资源元素被分组成资源块。资源块具有频域中180kHz的总大小，即12个资源元素，和时域中的0.5ms，即七个资源元素，称为时隙。

资源块在由两个时隙组成的所谓传送时间间隔(TTI)中传送。每个用户分配有时间频率网格中的多个资源块。在给定时间点用户获得哪些和多少资源块取决于定义成能够为不同无线电环境中的不同服务实现最佳性能的高级调度机制。

在LTE上行链路中，在时域中每TTI传送两个参考信号。这意味着两个类似参考信号或导频之间的距离是0.5ms。此事实将用于估计频率误差的可用范围限制到间隔±1000Hz。原则上，范围从采样理论产生，采样理论指出采样频率必须至少是采样信号的最高频率的两倍。两个导频信号之间的时间分隔是0.5ms，这对应于2000Hz的采样频率。显然，可能的是，明确解析高达1000Hz的频率。

根据3GPP标准、第三代合作伙伴项目技术规范组无线电接入网络；25.913v7.0.0版，2005，用户应能够以350km/h的速度移动，并且BS应准确到RF载频的±0.1的百万分之一(ppm)。这意味着如果RF载频是2.5GHz，并且包括200Hz的附加时钟误差，则频率偏移估计必须能够解析高达±1800Hz的范围中的频率。因此，在时域中使用两个连续重复接收的参考信号中信息的频率估计器不能满足期望的范围。

在LTE中，在频域中，使用单个参考信号的参考符号进行频率误差估计，可用范围受限于间隔±15kHz，即，参考信号调制到其上的相邻副载波的参考符号之间的频率间距Δf。此范围对于满足期望的范围太粗。

国际专利申请WO2004/059936公开了通过在频域中导频符号上操作的所谓后FFT接收器算法来计算细频率偏移估计，并且建议了以校正载波间间距的偏移倍数的算法形式的粗频率偏移估计计算。此算法在频域中操作，即跟随接收符号的FFT变换。Catt等人发表的“Cell Search procedure of EUTRA TDD system for the initial synchronization”(3GPP DRAFT：R1-060930，3^rd Generation Partnership Project(3GPP)，Mobile Competence Centre，vol.RAN WGl，no.20060321，2006年3月21日(2006-03-21)，XP050101833 Sophia-Antipolis Cedex，法国)公开了粗和细频率误差校正，并且建议从同步信道SCH的OFDM符号的“时域重复特性”来确定粗频率误差。细频率误差计算基于每个副载波中的参考或导频符号。

发明内容

一个目的是提供一种为基于OFDM的无线无线电通信系统中的无线电传送补偿通信设备中的载频生成的改进方法。

另一目的是提供应用补偿载频生成的改进方法的用于基于OFDM的无线无线电通信系统中无线电传送的通信设备。

在本描述和权利要求中，表述“基于OFDM”要视为包括所有当前和将来类型的正交频分复用(OFDM)，而无关于传送载波的数量，如SC-FDMA(单载波-频分复用)或单OFDM和正交频分多址 (OFDMA)，以及例如无线无线电传送系统，如其中移动装置通过单个传送信道与无线接入设备通信的单输入单输出(SISO)系统和其中移动装置通过多个传送信道与无线接入设备通信的多输入多输出(MIMO)系统。

在第一方面，提供了一种为基于正交频分复用OFDM的无线无线电通信系统中的无线电传送而补偿通信设备中的载频生成的方法，所述通信系统中所述通信设备已知的参考信号在规则时间重复方式中被传送，其中，从在通信设备收到的参考信号来计算粗和细的载频偏移估计，其中粗载频偏移估计在频域中从在所述通信设备接收的参考信号的参考符号来计算，以及其中通过计算的粗和细的载频偏移估计来补偿载频生成，特征在于细载频偏移估计在时域中从在所述通信设备重复接收的参考信号的参考符号来计算。

该方法基于的见解是通过联合使用频域中从特定参考信号的信息所计算的粗载频偏移估计和从重复接收相同参考信号(即从时域中的信息)所计算的细载频偏移估计，降低联合载频偏移估计的变化。相应地，通过本发明，能够在更广的频率间隔上生成可靠的载频偏移估计而不必增大时域中参考信号的重复率，这原本将不当地减少OFDM无线电通信系统的稀有传送容量。

例如，在LTE中，能够提供间隔[-12000，2000]Hz中的至少一个准确的联合载频偏移估计，如上所述，这足以覆盖用于LTE的[-1800，1800]的期望频率范围。

在此描述中，在使用术语“粗载频估计”时，这是指频域中从特定参考信号的信息来计算载频偏移估计。术语“细载频偏移估计”在本文中指时域中从重复接收相同参考信号而计算的载频偏移估计。

在方法的一特定示例中，在通过计算的粗载频偏移估计补偿通信设备中的载频生成后，从在通信设备重复接收的参考符号来计算细载频偏移估计。粗载频偏移估计用作载频生成的第一补偿，以便剩余频率偏移有利地落在细载频偏移估计能够满足的更低范围中。

对于LTE，借助于上述第一补偿步骤，剩余频率偏移误差落在±1000Hz的范围内，其能通过使用在0.5ms分隔的重复接收的参考信号来补偿。

为了甚至进一步减少频率偏移误差补偿的变化，在另一示例中，平滑计算的粗和细频率偏移估计的至少一个，其中通过该至少一个平滑的载频偏移估计，补偿通信设备中的载频生成。优选的是，平滑粗频率偏移误差。然而，也可平滑细载频偏移。

在一示例中，平滑包括某个时间期上计算的载频偏移估计的积分(integration)，该时间期对于计算的粗和细频率载波偏移估计的每个被不同地设置。

在另一示例中，平滑的步骤包括计算的载频偏移估计的时间运行平均值的计算。

实际上，用于计算粗载频偏移的几种方法已知并且可使用。

在P.H.Moose的“A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction”(IEEE Transactions on Communications，vol.42，no.10，1994年10月，2908-2914页)中，公开了一种方法，其中，接收的载频信号要进行FFT计算。从此FFT，能够提取受信道和载频偏移影响的项。假设重复的参考信号以相同方式受信道影响，则载频偏移的估计能够得以恢复。

在C.Li、P.Chen和T.Lin的“Residual carrier frequency offset tracking for ofdm-based systems”(在The 2004 IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems中，2004年12月，989-992页)中描述了一种称为L扩展算法的方法。此方法基于Moose的上述方法，但使用在距离L分隔的FFT项。

C.Li、P.Chen和T.Lin在2004年12月在The 2004 IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems(2004年12月，989-992页)中描述的另一载频偏移估计方法称为D符号方法。通过在L-D估计上平均计算的载频偏移，这构成了L扩展方法的微小修改。

在H.Minn、P.Tasarak和V.K.Bhargava的“Ofdm frequency offset estimation based on blue principle”(在Proceedings of the Fall Vehicular Technology Conference，vol.2，IEEE，2002年9月，1230-1234页)中描述了称为逐符号方法的一种方法。在此方法中，估计接收的参考信号的相关。该相关用于定义中间参数，并且这些参数被加权为载波偏移频率的估计。

除上面公开的用于计算粗载频偏移估计的方法外，A.Ren、Q.Yin和Y.Meng在“Carrier frequency offset estimation for OFDM systems”(IEEE International Symposium on Circuits and Systems，vol.4，IEEE，2005，3019-22页)中描述了一种利用二阶统计的方法。形成了参考信号观察的矩阵。两个子矩阵用于计算自相关和互相关。这些矩阵在一系列操控中用于计算到达方向(DOA)矩阵，该到达方向矩阵涉及本征值之和对于其与频率误差成比例的矩阵。

在又一方面，提供了一种计算粗频率偏移估计的方法，包括以下步骤：

-在参考符号的序列中利用在通信设备收到的参考信号，每个参考符号在不同副载波上被调制，

-执行相对于副载波的参考符号的序列的每个参考符号的时间离散频域变换，

-相对于接收器设备已知的参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示，归一化每个参考符号的时间离散频域变换，从而提供归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列，

-将归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列划分在连续归一化的时间离散频域变换的参考符号的至少第一和第二集合中，

-将第一集合的每个归一化的时间离散频域变换的参考符号乘以第二集合的对应定位的共轭归一化时间离散频域变换的参考符号，

-计算每个相乘的其自变量(argument)，以及

-平均计算的自变量以提供粗频率偏移估计。

能够显示出，副载波上调制的归一化时间离散频域变换的参考符号在频率中变得线性，但在频率误差中变得非线性。每个副载波与多个位置之前的共轭副载波的相乘提供了指数函数，其自变量相对于载频偏移误差是线性的。从此自变量，计算载频偏移误差，并且从对计算的自变量进行平均来计算粗载频偏移估计。与现有技术方法相比，此载频偏移估计的变化减少了，因为使用了第一和第二集合中参考信号的多个副载波。

为了甚至进一步减少变化，在又一示例中，为归一化的时间离散频域变换的参考符号的所有集合重复进行相乘和计算。

实际上，如果将归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列划分在两个集合中，则能够实现例如用于在LTE中使用的准确结果。

在另一示例中，通过从由计算的粗和细载频偏移估计所移位的在通信设备收到的载频网格的抽样表示来计算补偿的载频网格，在频域中执行实际载频补偿。基本上，能够使用采样理论和更精确地说，采用重构公式。此公式指出能够计算带限信号上的任何点(给定所述信号的采样表示的情况下)。也就是说，使用采样的信号，并且使用理想低通滤波器的脉冲响应，在其之间内插点。内插相当于滤波操作。

上述方法和示例能够在诸如无线电接入设备和用户设备等布置用于在长期演进(LTE)蜂窝无线无线电传送系统中操作的通信设备中使用。

在第二方面，提供了通信设备，包括用于在基于正交频分复用OFDM的无线无线电通信系统中接收无线电传送的接收器、在操作上连接到接收器装置的载频生成装置及在操作上连接到接收器装置和载频生成装置的估计器装置，其中估计器装置布置用于从接收器装置接收的参考信号来提供粗和细的载频偏移估计以用于补偿载频生成装置的载频生成，估计器装置布置用于从接收器装置接收的参考信号的参考符号来在频域中计算粗载频偏移估计，以及其中补偿载频生成装置的载频生成通过计算的粗和细载频偏移估计来补偿，特征在于估计器装置布置用于从接收器装置重复接收的参考信号的参考符号来在时域中计算细载频偏移估计。

在又一示例中，估计器装置有利地布置用于在通过计算的粗载频偏移估计来补偿载频生成装置的载频生成后，从在通信设备重复接收的参考符号来计算细载频偏移估计。

在另一示例中，估计器装置布置用于平滑计算的粗和细频率偏移估计的至少一个，以及其中通过该至少一个平滑的载频偏移估计，补偿载频生成装置的载频生成。

在又一示例中，通信设备，即接收器装置、载频生成装置和估计器装置布置用于在长期演进(LTE)蜂窝无线无线电传送系统中操作。

在第三方面，提供了一种用于从根据基于正交频分复用OFDM的无线无线电传送方案所传送的参考信号来计算载频偏移估计的估计器模块。所述估计器模块包括：

-利用模块，布置用于在参考符号的序列中利用参考信号，每个参考符号在不同副载波上被调制，

-傅立叶变换模块，布置用于执行参考符号的序列的每个参考符号的时间离散频域变换，

-归一化模块，布置用于相对于接收器设备已知的参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示，归一化每个参考符号的时间离散频域变换，从而提供归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列，

-划分模块，布置用于将归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列划分在连续归一化的时间离散频域变换的参考符号的至少第一和第二相等大小的集合中，

-相乘模块，布置用于将第一集合的每个归一化的时间离散频域变换的参考符号乘以第二集合的对应定位的共轭归一化时间离散频域变换的参考符号，

-计算模块，布置用于计算每个相乘的其自变量，以及

-平均模块，布置用于平均计算的自变量以提供频率偏移估计。

除上述模块外，估计器模块可包括布置用于从重复接收的参考信号来计算载频偏移估计的另外一个或多个模块。

本领域的技术人员将领会到，在本描述和权利要求中，像“装备”、“模块”、“装置”、“设备”、“系统”及诸如此类等术语可指计算机或处理器有关的实体，可以是硬件、固件、软件或其任何组合，它们可集成到提供有用于数据交换的适合接口的单个组件或分开组件中。

现在将参照基于LTE OFDM的无线蜂窝无线电传送方案的下面描述和附图，更详细地示出本发明的各种方面。公开的本发明的示例指示用于实现本发明，并且无意解释为限制本发明，本发明的范围由随附权利要求来定义。

附图说明

图1示出根据正交频分复用(OFDM)方案的用于无线无线电传送的典型现有技术传送器设备的框图。

图2以示意和说明性方式示出在长期演进(LTE)蜂窝无线无线电传送系统的下行链路的符号到载波映射的时间频率网格。

图3示出根据本发明的OFDM接收器设备的框图。

图4和5示出根据本发明的补偿OFDM无线电通信设备中载频生成的方法的示例的流程图。

图6示出根据本发明的从在OFDM无线电通信设备接收的参考信号来计算载频偏移估计的流程图。

图7以示意和说明性方式示出根据本发明的从在OFDM通信设备接收的参考信号来计算载频偏移估计的处理步骤。

图8示出根据本发明的方法的一示例的用于从参考信号来计算载频偏移估计的估计器模块的框图。

图9a在幅度与时间曲线图中示出采样的信号的优选谱匹配。

图9b在幅度与时间曲线图中示出由频率偏移误差所移位的图9b的信号。

具体实施方式

在下面的描述中，可视为本领域技术人员已知的结构和装置以一般框图形式示出，以便有利于理解本发明。在附图中，类似的引用标号表示相似或相当的功能和结构。

在图1中，引用标号10指根据正交频分复用(OFDM)方案的用于无线无线电传送的现有技术传送器设备的典型示例。在长期演进(LTE)蜂窝无线无线电传送系统中，传送器装置1一般在从无线电接入单元或无线电基站(BS)到用户设备(UE)的下行链路传送中使用。

进入的串行数字数据比特流在传送器10的输入11要在符号星座映射或符号调制模块12中进行符号星座映射，如二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)或例如16QAM或64QAM的正交调幅(QAM)。QAM调制指数越高，更多比特便映射到符号上。由此产生的符号的串行流由串到并(SP)转换器13转换成并行符号流。并行流的符号速率是串行符号流的符号速率的分数。要注意，星座映射模块13和/或S/P转换器13的操作能够交换。也就是说S/P转换器在前，之后是星座映射。

根据OFDM方案，S/P转换器13的每个并行符号流在符号到副载波映射模块14中在频域中映射到多个正交副载波的某个副载波上。副载波各自在固定的频率间隔Δf上分隔。

除其它之外，为了频率误差校正目的，引入了已知参考信号。这些参考信号可例如作为已知数字比特流在输入11引入，但也可直接从参考信号模块15引入作为要映射到相应副载波上的符号。

符号到副载波映射模块14映射的符号要由IDFT模块16进行逆离散傅立叶变换(IDFT)运算，由此频域中的并行符号流一般通过逆快速傅立叶变换(IFFT)计算而变换到时域中。为降低弥散效应，在时域中，在添加CP模块17中通过所谓的循环前缀(CP)拉长了符号。CP是从末端到开始的符号序列的部分重复。持续时间选择为大于信道延迟扩展，这将有助于在接收器侧降低符号间干扰(ISI)。

对于数据通过物理无线电信道的传送，由CP扩展的符号流由并到串(PS)转换器18转换成串行符号流。在数模转换器(DAC)19中，数字符号流转换成模拟符号流，并且通过射频(RF)高功率放大器(HPA)20中的放大和上变频，由此形成的信息流在传送器1的输出21被提供以用于通过物理无线电信道的传送。

虽然在图1中未明确示出，但传送器10可例如包括速率匹配、滤波、纠错，如循环冗余码(CRC)生成器和谱成形块，并且因此生成的信号可从输出21馈送到多输入多输出(MIMO)传送系统的多个天线，以便通过为空中接口上到UE的接收器的传送利用空间域而增大分集增益和/或系统容量。

图2示出如由第三代合作伙伴项目(3GPP)开发的并且在技术规范3GPP TS 36.211(发行版8)中公开的LTE蜂窝无线无线电传送系统中符号到载波映射的所谓时间频率网格30的一示例。正交副载波31在频域f中相互以15kHz的等间距Δf分隔。在时域t中，也称为OFDM符号的多个符号32被分组成时隙33。符号32的持续时间等于(1/Δf)+CP。

在LTE中，网格30由沿频率轴f的十二个正交副载波31、即十二个OFDM符号32和沿时间轴t的十四个OFDM符号32组成。在时间中，七个OFDM符号32形成具有0.5ms持续时间的时隙33。两个时隙33组成具有1ms持续时间的一个传送时间间隔(TTI)34。TTI34是无线蜂窝无线电传送协议的基本传送单元。在LTE术语中，时间频率网格30也称为资源块，并且OFDM符号32也称为资源元素。

在图2中，短划线35和36指示资源块30中除其它之外为标识和频率校正目的而引入的已知参考信号，如导频信号。这将在本描述中进一步讨论。

在LTE传送器的一可行实施例中，使用了多于十二个副载波31，提供了多个资源块30。在给定时间点用户获得哪些和多少资源块取决于频率和时间维度中的高级调度机制。调度机制能够为不同无线电环境中的不同服务实现最佳性能。

在LTE的上行链路中，来自UE的无线电传送基于也称为预编码的OFDM的单载波-频分多址(SC-FDMA)。

用于上行链路的传送器一般作为上述OFDM传送器1来操作，然而，为了构建SC-FDMA符号，通过与每个SC-FDMA符号的调制的符号之数量相同大小的数字离散傅立叶变换(DFT)，星座映射或符号调制模块的调制的符号被变换到频域。

图3示出根据本发明的接收器设备40，其用于接收OFDM无线无线电传送以用于在LTE蜂窝无线无线电传送系统的UE中使用。

通过物理无线电信道21传送的信息流到达RF接收器模块41的一个或多个天线并且下变频到基带。随后，信号在经过模数转换器(ADC)42后被变换成数字序列。如果接收器装置40被同步，则在CP去除模块43中从每个OFDM符号去除CP。通过串到并(SP)转换器44传递剩余的串行符号流，并且由DFT模块45计算离散傅立叶变换(DFT)(通常通过快束傅立叶变换(FFT)计算来计算)。频域中的结果复数点是调制的副载波的复基带表示。通过模块46中副载波解映射的副载波解映射提供如图2的时间频率网格中所示的OFDM符号。在蜂窝无线无线电传送的BS中的OFDM接收器中，在频域中进一步处理副载波解映射模块46的输出。

对UE而言典型的是，在模块46中的副载波解映射后，由IDFT模块47将频域中的结果OFDM符号变换成时域中的OFDM符号的并行流。通过并到串(PS)转换器48，形成串行OFDM符号流。原数字数据比特流通过解星座映射单元49中的解星座映射或解调从串行OFDM符号流重构，并且在接收器输出50呈现。

虽然未明确示出，但在DFT模块45后，在频域中，频域均衡器(FEQ)可布置用于补偿在子信道的频率由信道引入的增益和相位失真。此外，RF接收器模块41可形成多输入多输出(MIMO)传送系统的部分。

根据本发明，从IDFT模块47提供的OFDM符号，由估计器装置51计算载频偏移估计，该估计器装置的输出控制载频生成器装置52。如图3所示，载频生成器装置52在副载波解映射模块46上操作。用于生成副载波的载频生成器装置52如此对本领域技术人员是已知的，并且无需进一步阐述。

现在将参照图4和图5所示的流程图，进一步详细描述估计器装置51的操作。注意，图1所示传送器设备10和图3所示接收器设备40可在单个收发器设备中组合。

在图4中，接收的参考符号或也称为导频符号由框60指示。框60的参考符号可在如图4所示的接收器装置40的IDFT模块47的输出恢复。

根据本发明，如框61所示，从框60的接收的参考符号，计算粗载频偏移估计。粗载频偏移估计从单个参考信号的参考符号来计算，如图2所示的参考信号35或36。在LTE中，例如其中参考符号在以15kHz副载波间距Δf来操作的副载波被映射，能够估计[-7.5，7.5]kHz间隔中的频率。

如框62所示，除了粗载频偏移估计外，从与相同的时域中重复接收的参考信号(例如图2所示的重复接收的参考信号36、37)对应的框60的参考符号来计算细载频偏移估计。在LTE中，其中参考信号通过0.5ms的间隔重复传送，能够估计[-1000，1000]Hz间隔中的频率误差。

根据本发明，通过联合使用计算的粗和细载频估计61、62以便补偿载频生成，即，如图4中框63所示，降低联合载频偏移估计的变化，使得能够在比通过细载频偏移估计情况可能的更宽频率间隔上为载频偏移误差补偿通信设备中的载频生成。例如，在LTE中，能够显示，通过本发明，能够提供至少间隔[-2000，2000]Hz中的准确联合载频偏移估计，这足以覆盖如上所概述和LTE 3GPP技术规范中公开的用于LTE的[-1800，1800]的期望频率范围。

虽然在图4中未明确示出，但每个粗和细载频偏移估计的计算可涉及平滑，例如，通过在某个时间期上对计算的载频偏移估计求积分。此平滑用于进一步减少估计的变化，然而，代价是跟踪更慢。

图5的流程图示出根据本发明的方法的另一示例，其中，也引入了上述平滑。

与图4中所示的示例不同，在通过计算的粗载频偏移估计61补偿65接收器设备中的载频生成后，从重复接收的参考信号的参考符号来计算62细载频偏移估计。

计算的粗载频偏移估计61用于补偿载频生成66，使得剩余偏移频率已经被降低，并且能够通过细载频偏移估计62的计算而被可靠估计。

计算的粗载频偏移估计61和计算的细载频偏移估计62联合用于在通信设备在载频生成中补偿频率偏移，如框63所示。

在应用计算的粗载频偏移估计61前，执行平滑操作(框65)。在此示例中，在参数β(64)控制的一段时期上对计算的粗频率误差偏移估计61求积分。在应用计算的细载频偏移估计62前，执行平滑操作(框68)。在此示例中，在参数α(67)控制的一段时间期上对计算的精频率误差偏移估计62求积分。参数α、β是独立的，因而能够设置不同的积分时间期。

诸如在框65、68中所示的计算的载频偏移估计的平滑可包括例如计算的载频偏移估计61、62的时间运行平均值的计算，而不是积分运算。

图6示出根据本发明从在OFDM无线电通信设备收到的参考信号来计算粗载频偏移估计的流程图。

在第一步骤、框70“利用参考信号”中，在参考符号的序列中利用在接收器收到的参考信号，其中，每个参考符号在不同的副载波k上被调制。通常，利用的参考信号的参考符号能够在数学上表示为：

p_{k} = e^{- j \frac{πuk (k + r)}{N}} - - - (1)

其中：k＝第k个副载波

u＝变量

r＝变量

N＝副载波的总数

等式(1)的参考符号的傅立叶变换是：

P_{f} = \frac{e \frac{jπ {(- 2 f + ru)}^{2}}{4 Nu}}{\sqrt{2 π \frac{ju}{N}}} - - - (2)

其中：f＝频率

此处，已对傅立叶变换进行采样以产生每个参考符号的时间离散傅立叶变换(框71“DFT”)。

由于接收的参考信号受载频偏移误差影响，因此，接收的参考符号在频率中变成转移的(translated)。假设给定信道在使用的副载波上是恒定的，并且载频偏移误差对所有副载波是相等的，即ε，以及注意到参考信号对接收器是已知的，则每个频率转移的(即f-ε)的接收参考符号的时间离散频域表示能够相对于接收器设备已知的参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示来归一化(框72“归一化”)。

从等式(2)，归一化频率转移的参考符号变为：

P_{0, f} = h_{f} \frac{e \frac{jπ {(- 2 f + 2 ϵ + ru)}^{2}}{4 Nu}}{e \frac{jπ {(- 2 f + ru)}^{2}}{4 Nu}} = h_{f} e^{\frac{jπϵ (2 f - ϵ - ru)}{Nu}} - - - (3)

其中：h_f＝归一化常数

P_0，f＝归一化的参考符号

ε＝偏移误差

在等式(3)中，能够注意到归一化的参考符号在频率中变得线性，但在载频误差中变得非线性。假设载频偏移误差ε较小，则等式(3)可线性化为：

P_{0, f} \approx h_{f} e^{j 2 πf \frac{ϵ}{Nu}} - - - (4)

假设h_f≈1，并且归一化在频谱上产生相同的参考符号。

接着，将用于用户的频谱上的归一化参考符号划分在连续归一化的时间离散频域变换的参考符号的至少第一和第二集合中(框73“划分”)。通过将第一集合P_o，f的每个归一化的时间离散频域变换的参考符号乘以第二集合P_o，q的对应定位的共轭归一化的时间离散频域变换的参考符号以下关系式成立：

P_{0, f} {\overset{&OverBar;}{P}}_{0, q} = h_{f} {\overset{&OverBar;}{h}}_{q} e^{j \frac{2 πMϵ}{Nu}} \approx e^{j \frac{2 πMϵ}{Nu}} - - - (5)

其中，M＝f-q，第一集合与第二集合之间的距离。此距离取决于归一化的参考符号已被划分到的集合的数量。然而，由于符号的副载波间距已知，例如，在LTE中是15kHz，因此，参数M已知。基本上，每个副载波乘以M个位置之前的共轭副载波(框74“乘以划分的集合”)。

从等式(5)的自变量，对于参考符号的每次相乘，能够计算载频误差ε(框75“计算自变量”)。平均计算的自变量(框76“平均”)提供了粗频率偏移估计。

在图7中，为如在LTE中使用的TTI示意示出划分的示例，另请参见图2。资源元素示为圆点。粗圆点表示参考符号。空圆点表示数据符号。在此示例中，如虚线78所示，参考符号分成两半或两个集合。也就是说，罗马字体I所示的第一半和罗马字体II指示的第二半集合。

对于一特定参考信号，根据等式5，将例如引用标号79指示的参考符号的第一集合I的归一化参考符号乘以引用标号80指示的第二集合II的对应定位的归一化参考符号的复共轭。该相乘对接收参考信号的所有参考符号重复进行。

划分可包括多于两个集合。在此类情况下，图6中的框74和75 的步骤为这些集合的所有参考符号重复进行，如引用标号77示意所示的。实际上，例如对于LTE，如图7所示的相等大小的两个集合中的划分可足以提供根据本发明的在间隔[-2000，2000]Hz中的准确联合载频偏移估计。

根据本发明，图8示出用于根据上面公开和图6所示的方法从传送的参考信号来计算粗载频偏移估计的估计器模块90的一示例的框图。

根据基于正交频分复用OFDM的无线无线电传送方案的接收器设备40接收的参考信号在估计器模块90的输入91提供。在利用模块92中，根据等式(1)在参考符号的序列中利用接收的参考信号。傅立叶变换模块93布置用于根据等式(2)计算参考符号序列的每个参考符号的时间离散频域变换。在归一化模块94中，根据等式(3)和(4)，相对于接收器设备已知的参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示来归一化每个参考符号的归一化时间离散频域变换。归一化模块94提供归一化时间离散频域变换参考符号的序列，这些符号由划分模块95划分在连续归一化时间离散频域变换参考符号的至少第一集合和第二集合中。相乘模块96将每个集合的第一集合的每个归一化的时间离散频域变换参考符号乘以第二集合的对应定位的共轭归一化时间离散频域变换参考符号。在计算模块97中，计算每个所述相乘的其自变量，并由平均模块98来平均如此计算的自变量，在估计器模块90的输出99提供频率偏移估计。

通过认识到频率误差将频率内容移位，能够在频域中进行载频偏移误差的补偿。这意味着频率网格在一定程度上偏移，并且目的是计算在正确频率网格的频率内容。基本上，能够使用采样理论和更精确地说是使用重构公式。此公式指出能够计算带限信号上的任何点(给定所述信号的采样表示的情况下)。也就是说，使用采样的信号，并且使用理想低通滤波器的脉冲响应，在其之间内插点。内插当然相当于滤波操作。

这在图9a、9b中示出。图9a在幅度与时间曲线图中示出采样的信号的优选谱匹配。图9b示出由频率偏移误差移位的图9a的信号。然而，在也示出的连续函数上能够在任何点重构采样的信号。显然，内插经使用移位的理想低通滤波器作为系数的有限脉冲响应(FIR)滤波器来使用，即多相滤波器的一个相位函数。在图9a、9b中，所示幅度和时间值只用于说明目的。

本领域技术人员将领会到，虽然本发明已特别相对于基于长期演进(LTE)的无线电传送方案进行了阐述，但这不必解释为对本发明的限制，本发明的保护范围由随附权利要求来定义。

Claims

1.一种为基于正交频分复用OFDM的无线通信系统中的无线电传送而补偿通信设备中的载频生成的方法，所述通信系统中对所述通信设备已知的参考信号（35，36）在规则时间重复方式中被传送，其中从在所述通信设备接收的参考信号（35；36）来计算粗和细载频偏移估计，其中所述粗载频偏移估计(61)在频域中从在所述通信设备接收的参考信号的参考符号（60）来计算，以及其中通过所述计算的粗和细载频偏移估计来补偿所述载频生成，特征在于所述细载频偏移估计(62)在时域中从在所述通信设备重复接收的参考信号的参考符号(60)来计算，其中计算所述粗载频偏移估计(61)包括在参考符号的序列中利用(70)在所述通信设备接收的参考信号，每个参考符号在不同副载波(31)上被调制。

2.如权利要求1所述的方法，其中在通过所述计算的粗载频偏移估计(61)补偿(66)所述通信设备中的所述载频生成后，从在所述通信设备重复接收的参考符号（35，36）来计算所述细载频偏移估计(62)。

3.如权利要求1或2所述的方法，还包括以下步骤：平滑（65；68）所述计算的粗和细载频偏移估计（61；62）的至少一个，并且通过所述至少一个平滑的载频偏移估计来补偿(63)所述通信设备中的所述载频生成。

4.如权利要求3所述的方法，其中平滑（65，68）的所述步骤包括在某个时间期（64；67）上计算的载频偏移估计（61；62）的积分，所述时间期（64；67）对于所述计算的粗和细载频偏移估计（61；62）的每个不同地被设置。

5.如权利要求3所述的方法，其中平滑（65；68）的所述步骤包括对已计算的载频偏移估计（61；62）的时间运行平均值进行计算。

6.如权利要求1或2所述的方法，其中计算所述粗载频偏移估计(61)的所述步骤还包括以下步骤：

- 执行参考符号的所述序列的每个参考符号的时间离散频域变换(71)，

- 相对于接收器设备已知的所述参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示，归一化(72)每个参考符号的所述时间离散频域变换，从而提供归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列，

- 将归一化的时间离散频域变换的参考符号的所述序列划分(73)在连续归一化的时间离散频域变换的参考符号的至少第一(I)和第二相等大小的集合(II)中，

- 将第一集合(I)的每个归一化的时间离散频域变换的参考符号(79)乘以(74)第二集合(II)的对应定位的共轭归一化时间离散频域变换的参考符号(80)，

- 计算每个所述相乘的其自变量(75)，以及

- 平均(76)所述计算的自变量以提供所述粗载频偏移估计。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述相乘(74)和计算(75)对归一化时间离散频域变换的参考符号(77)的所有集合(I, II)重复进行。

8.如权利要求6所述的方法，其中将归一化时间离散频域变换的参考符号的所述序列划分在两个集合(I, II)中。

9.如权利要求1或2所述的方法，其中通过从由所述计算的粗和细载频偏移估计（61，62）在频域中所移位的在所述通信设备(40)接收的载频网格的抽样表示来计算补偿的载频网格，在频域中补偿所述载频生成(52)。

10.如权利要求1或2所述的方法，其中所述通信设备(40)是布置用于在长期演进LTE蜂窝无线传送系统中操作的无线电接入设备和用户设备中的任何设备。

11.一种通信设备，包括用于在基于正交频分复用OFDM的无线通信系统中接收无线电传送的接收器装置(40)、在操作上连接到所述接收器装置(40)的载频生成装置(52)以及在操作上连接到所述接收器装置(40)和所述载频生成装置(52)的估计器装置(51)，其中所述估计器装置(51)布置用于从所述接收器装置(40)接收的参考信号来提供粗和细载频偏移估计以用于补偿所述载频生成装置(52)的载频生成，所述估计器装置(51)布置用于从所述接收器装置(40)接收的参考信号的参考符号来在频域中计算粗载频偏移估计(61)，以及其中所述载频生成装置(52)的所述载频生成通过所述计算的粗和细载频偏移估计（61，62）来补偿（63），特征在于所述估计器装置(52)布置用于从所述接收器装置(40)重复接收的参考信号的参考符号来在时域中计算细载频偏移估计(62)，其中计算所述粗载频偏移估计(61)包括在参考符号的序列中利用(70)在所述通信设备接收的参考信号，每个参考符号在不同副载波(31)上被调制。

12.如权利要求11所述的通信设备，其中所述估计器装置(51)布置用于在通过所述计算的粗载频偏移估计(61)补偿(66)所述载频生成装置(52)的所述载频生成后，从在所述通信设备（40）重复接收的参考符号（60）来计算所述细载频偏移估计(62)。

13.如权利要求11或12所述的通信设备，其中所述估计器装置(51)布置用于平滑（65；68）所述计算的粗和细载频偏移估计（61；62）的至少一个，以及其中通过所述至少一个平滑的载频偏移估计来补偿所述载频生成装置(52)的所述载频生成。

14.如权利要求11-12的任一项所述的通信设备，其中所述接收器装置(40)、载频生成装置(52)及估计器装置(51)布置用于在长期演进LTE蜂窝无线传送系统中操作。

15.一种用于根据参考信号来计算粗载频偏移估计的估计器模块，所述参考信号是依照基于正交频分复用OFDM的无线传送方案来传送的，所述估计器模块(90)包括：

- 利用模块(92)，布置用于在参考符号的序列中利用参考信号，每个参考符号在不同副载波上被调制，

- 傅立叶变换模块(93)，布置用于执行参考符号的所述序列的每个参考符号的时间离散频域变换，

- 归一化模块(94)，布置用于相对于接收器设备已知的所述参考信号的对应参考符号的时间离散频域表示来归一化每个参考符号的所述时间离散频域变换，从而提供归一化的时间离散频域变换的参考符号的序列，

- 划分模块(95)，布置用于将归一化的时间离散频域变换的参考符号的所述序列划分在连续归一化的时间离散频域变换的参考符号的至少第一和第二相等大小的集合中，

- 相乘模块(96)，布置用于将第一集合的每个归一化的时间离散频域变换的参考符号乘以第二集合的对应定位的共轭归一化时间离散频域变换的参考符号，

- 计算模块(97)，布置用于计算每个所述相乘的其自变量，以及

- 平均模块(98)，布置用于平均所述计算的自变量以提供所述频率偏移估计。