KR20130112051A - 수신 장치 및 방법 - Google Patents
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Abstract
다치 VSB, QPSK 또는 다치 QAM 변조된 신호의 수신 장치 및 수신 방법에 있어서, 수신한 신호의 전송로의 추정 결과에 기초해서, 수신한 신뢰성 정보(R)를 생성하고(22), 신뢰성 정보(R)를 바탕으로 비터비 복호 처리를 행한다. 전송로 추정 수단(17)의 출력의 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값이 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 출력하는 것으로 해도 된다. 다양한 전송로 환경에서 에러 정정 능력을 향상시킬 수 있어, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
Description
본 발명은, 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호의 수신 장치 및 방법에 관한 것이고, 특히 다치(multivalue) VSB(Vestigial Sideband) 변조, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조된 신호의 수신 장치 및 수신 방법에 관한 것이다.
디지털 전송 시스템에서는, 소망의 전송 속도를 실현하기 위해서, 다치 디지털 변조 기술과 에러 정정 기술의 병용에 의해서, 전송 가능한 정보량을 늘리면서 수신시의 에러 확률을 저감하거나, 복수의 안테나를 이용한 다이버시티 합성 기술에 의해서 소요 CNR(Carrier to Noise Power Ratio)을 줄이는 등, 시스템의 신뢰성을 향상하기 위한 기술이 적용된다.
예컨대, 미국의 지상 디지털 방송에서는, 변조 방식으로서 다치 VSB 변조가 채용되고 있고, 에러 정정 기술로서는 트렐리스 부호화 변조된 신호를 복호하는 경우에 유효하게 되는 비터비 복호 및 리드 솔로몬 부호를 복호하기 위한 리드 솔로몬 복호 기술을 이용해서 송신 데이터를 재생한다(예컨대, 특허문헌 1, 특허문헌 2, 특허문헌 3 참조).
일반적으로, 비터비 복호기에서는 위상 및 진폭의 보정(이하, '등화(equalization)'라고도 함)을 행한 신호의 수신점 배치와, 변조 방식에 의존하여 고유하게(uniquely) 결정되는 신호점 배치 사이의 우도(尤度:likelihood)를 나타내는 브랜치 매트릭스를 구한다. 그리고, 가능성이 있는 트렐리스의 모든 생존 패스(surviving paths)를 구하고, 각각의 패스의 브랜치 매트릭스를 누적 가산하여, 누적 가산 결과가 가장 작은 패스를 선택한다. 이 선택된 패스의 스테이트를 비터비 복호 결과로서 출력하여, 송신 데이터를 재생한다.
비터비 복호 결과의 에러율을 저감하는 방법으로서, 브랜치 매트릭스가 구하는 방법에 관한 기술에 관해서 제안되어 있다(예컨대, 특허문헌 4, 특허문헌 5 참조).
또한, 다이버시티 합성 기술에 의해서 수신 성능을 향상하는 방법에 관해서는, 특허문헌 6 및 비특허문헌 1에 기재가 있다.
오쿠무라, 신지 감수 '이동 통신의 기초' 일본 전자 정보 통신 학회(163 페이지~167 페이지)
컨볼루션 부호화 또는 트렐리스 부호화 변조된 데이터를 변조한 신호, 예컨대 다치 VSB(Vestigial Sideband) 변조, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조한 신호에 관한 종래의 비터비 복호 기술에서는, 등화한 신호의 신호점 배치와, 변조 방식에 의존하여 고유하게 결정되는 신호점 배치와의 우도인 유클리드 거리를 연산하고, 그 결과에 기초해서 브랜치 매트릭스를 산출하고 있다. 이 때문에, 종래의 수신 장치에서 구해진 브랜치 매트릭스에는, 신호점 배치 사이의 유클리드 거리는 고려되고 있지만, 복조 신호에 포함되는 잡음의 평균 전력(이하, '잡음 평균 전력'이라고도 함), 또는 잡음 전력과 소망의 신호 전력(예컨대, 수신 신호의 전력)의 비(이하, '신호 전력 대 잡음 전력비'라고도 함)나, 전송로의 주파수 특성, 전파 환경의 시간 변동의 영향 등은 고려되고 있지 않다.
그러나, 예컨대 송신 신호를 이동하면서 수신하는 경우에는, 수신 신호의 전력이 시간적으로 크게 변화되기 때문에, 잡음 전력비 또는 신호 대 잡음 전력비도 또한 시간 변동한다. 또한, 전송로의 주파수 특성이나 전파 환경의 시간 변동도 이동 환경이나 이동 속도에 따라 변화된다. 이에 반해서, 등화한 신호(이하, '복조 신호'이라고도 함)로부터 산출되는 유클리드 거리에는, 복조 신호에 포함되는 잡음 평균 전력이나 신호 대 잡음 전력비의 절대량, 및 전송로의 주파수 특성이나 전파 환경의 시간 변동에 기인하는 성능 열화 요인이 고려되고 있지 않기 때문에, 복조 신호의 복호에 있어서 이들 열화 요인의 변화의 영향을 억제할 수 없고, 상기 복조 신호를 복호한 이후의 신호에 있어서의 에러 확률을 충분히 줄일 수 없다는 문제점이 있었다.
또한, 변조한 신호, 예컨대 다치 VSB(Vestigial Sideband) 변조, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조한 신호를 다이버시티 합성하는 경우, 수신 신호의 포물선비에 따라 합성비를 결정함으로써 다이버시티 이득이 가장 커진다는 것이 일반적으로 알려져 있다.
그러나, 포물선비를 바탕으로 합성비를 산출하는 경우에 다이버시티 이득이 최대가 되는 것은, 각 안테나로 수신되는 신호의 반송파 전력 대 잡음 전력비(이하, 'C/N'이라고도 함)가 같은 경우로, C/N이 다른 신호에 대하여 포물선비를 바탕으로 합성비를 산출하면, 복호 결과에 있어서의 에러 확률을 충분히 작게 할 수 없게 될 뿐만 아니라, 오히려 증대하는 경우가 있다는 문제점이 있었다.
본 발명은, 상술한 바와 같이 과제를 해소하기 위해서 이루어진 것으로, 복조 신호에 포함되는 잡음 평균 전력이나 신호 대 잡음 전력비의 절대량, 및 전송로의 주파수 특성이나 전파 환경의 시간 변동 등에 대응한 신뢰성 정보를 생성하고, 이를 바탕으로 비터비 복호 또는 다이버시티 합성을 행함으로써 수신 성능을 향상시키는 것을 목적으로 한다.
상술한 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 제 1 측면의 수신 장치는,
컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 송신 신호로, 소정의 기지 신호(known signal)를 중첩한 송신 신호를 수신하고, 상기 수신한 신호로부터 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
상기 수신한 신호를 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 주파수 변환 수단과,
상기 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하여 출력하는 푸리에 변환 수단과,
상기 푸리에 변환 수단의 출력을 입력으로 해서, 해당 상기 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서의 등화를 행하는 주파수축 등화 수단과,
상기 주파수축 등화 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
상기 수신한 신호의 전송로를 추정하고, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 전송로 추정 수단과,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 송신 주파수 대역 내의 전송로 진폭 특성의 편차로부터 상기 역푸리에 변환 수단의 출력 신호의 신뢰성을 나타내는 신뢰성 정보를 생성하는 신뢰성 정보 생성 수단과,
상기 역푸리에 변환 수단의 출력 및 상기 신뢰성 정보를 바탕으로 비터비 복호 처리를 행하여 상기 송신 데이터를 재생하는 비터비 복호 수단을 구비하고,
상기 주파수축 등화 수단은, 상기 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서 상기 푸리에 변환 수단의 출력에 대한 상기 보정을 행하는
것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 측면의 수신 장치는,
컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하고, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 다이버시티 합성하여 출력하는 주파수축 다이버시티 합성 수단과,
상기 주파수축 다이버시티 합성 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호, 및 상기 기지 신호 생성 수단에서 생성된 상기 기지 신호를 입력으로 하고, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력을 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 주파수축 합성비 산출 수단을 구비하고,
상기 주파수축 다이버시티 합성 수단은, 상기 주파수축 합성비 산출 수단의 출력에 따라 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 합성하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 3 측면의 수신 장치는,
컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하고, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 입력으로 하며, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서의 등화를 행하는 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단의 출력을 다이버시티 합성하여 출력하는 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단과,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호 및 상기 기지 신호 생성 수단에서 생성된 상기 기지 신호를 입력으로 하며, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신한 신호의 전송로를 추정하고, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 전송로 추정 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서, 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력을 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 등화후 주파수축 합성비 산출 수단을 구비하고,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단은, 상기 등화후 주파수축 합성비 산출 수단의 출력에 따라 상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단의 출력을 합성하며,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단은, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력도 입력으로 하고, 이들에 기초해서, 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단에 대한 상기 보정을 행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 1 측면에 의하면, 수신한 신호의 전송로 추정 과정에서 얻어지는 필터 계수를 바탕으로 등화 출력의 신뢰성 정보를 생성하고, 신뢰성 정보를 이용해서, 예컨대 상기 신뢰성 정보와 유클리드 거리를 바탕으로 브랜치 매트릭스를 산출하여 비터비 복호하기 때문에, 다양한 전송로 환경에서 에러 정정 능력을 향상시킬 수 있어, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
본 발명의 제 2 측면 및 제 3 측면에 의하면, 각 안테나로 수신한 신호의 전송로 추정 과정에서 얻어지는 필터 계수를 바탕으로 각 수신 안테나로 수신한 신호에 대한 신뢰성 정보를 생성하고, 이들을 바탕으로 다이버시티 합성하기 때문에, 다양한 전송로 환경에서 다이버시티 이득이 향상되어서, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예 1의 수신 장치를 나타내는 블록도,
도 2는 도 1의 전송로 추정부(17)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 3은 도 1의 신뢰성 정보 생성부(22)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 4는 도 1의 동정(同定:identification) 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력의 예를 나타내는 개념도,
도 5는 도 1의 신뢰성 정보 생성부(22)의 다른 구성예를 나타내는 블록도,
도 6은 도 1의 비터비 복호부(23)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 7은 본 발명의 실시예 2의 수신 장치를 나타내는 블록도,
도 8은 도 7의 주파수축 합성비 산출부(31)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 9는 본 발명의 실시예 3의 수신 장치를 나타내는 블록도,
도 10은 도 9의 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 2는 도 1의 전송로 추정부(17)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 3은 도 1의 신뢰성 정보 생성부(22)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 4는 도 1의 동정(同定:identification) 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력의 예를 나타내는 개념도,
도 5는 도 1의 신뢰성 정보 생성부(22)의 다른 구성예를 나타내는 블록도,
도 6은 도 1의 비터비 복호부(23)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 7은 본 발명의 실시예 2의 수신 장치를 나타내는 블록도,
도 8은 도 7의 주파수축 합성비 산출부(31)의 구성예를 나타내는 블록도,
도 9는 본 발명의 실시예 3의 수신 장치를 나타내는 블록도,
도 10은 도 9의 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)의 구성예를 나타내는 블록도이다.
(실시예 1)
도 1은 본 발명의 실시예 1에 따른 수신 장치를 나타내는 블록도이다. 도 1에 도시된 수신 장치는, 도시하지 않은 송신 장치에 있어서의 컨볼루션 부호화기에 의해, 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조함으로써 획득한 송신 신호, 예컨대, 다치 VSB(Vestigial Sideband) 변조 방식, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식으로 변조함으로써 획득한 송신 신호를 수신하고, 송신 데이터를 재생하는 것으로, 안테나(11)로 수신한 신호를 받는 주파수 변환부(12)와, 푸리에 변환부(13)와, 주파수축 등화부(14)와, 역푸리에 변환부(15)와, 기지 신호 생성부(16), 전송로 추정부(17)와, 신뢰성 정보 생성부(22)와, 비터비 복호부(23)를 구비한다.
안테나(11)는 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 송신 신호, 예컨대 다치 VSB 변조, QPSK 변조 또는 다치 QAM 변조된 신호를 수신하는 것이다.
주파수 변환부(12)는, 안테나(11)로 수신한 신호(Sa)를 소정의 주파수 대역의 신호(Sb)로 변환한다.
푸리에 변환부(13)는, 주파수 변환부(12)로부터 출력된 신호(소정 주파수 대역의 신호)(Sb)를 입력으로 하고, 입력된 신호(Sb)에 대해 소정 포인트수의 푸리에 변환을 행하여 출력한다.
주파수축 등화부(14)는, 푸리에 변환부(13)의 출력 및 전송로 추정부(17)의 출력을 입력으로 하고, 전송로 추정부(17)로부터 출력되는 전송로 추정 신호(동정(同定:identification) 필터 계수의 푸리에 변환)를 바탕으로, 안테나(11)에서 수신된 신호가, 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서(주파수축에서) 보정함으로써 푸리에 변환부(13)의 출력에 대한 주파수 영역에서의 등화(주파수축에서의 등화)를 행한다.
역푸리에 변환부(15)는, 주파수축 등화부(14)의 출력 Q를 입력으로 하고, 주파수축 등화부(14)의 출력 Q에 대해 역푸리에 변환을 행하여 시간 영역에서의(시간축에서의) 등화 신호로 변환하여 출력한다. 역푸리에 변환부(14)의 출력 Q는 수신 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 보정한 등화 출력이다. 수신 신호를 주파수축에서 변환하여 등화하는 기술은 공지 기술이기 때문에, 여기서의 상세한 설명은 생략한다.
비터비 복호부(23)는 역푸리에 변환부(15)의 출력과, 후술하는 신뢰성 정보 생성부(22)의 출력 R을 입력으로 하며, 이들 정보를 바탕으로 비터비 복호 처리를 행하여 송신 데이터를 재생한다. 비터비 복호 처리시에, 비터비 복호부(23)는 신뢰성 정보 생성부(22)로부터 출력된 신뢰성 정보 R을 브랜치 매트릭스에 대한 가중 계수로서 이용한다. 즉, 복호시에, 유클리드 거리 자체, 또는 그 2승으로 정의되는 브랜치 매트릭스에 대해 신뢰성 정보 R에 의한 가중치 부여를 행함으로써 신뢰성이 높을수록, 가중치 부여 후의 브랜치 매트릭스가 보다 작은 값이 되도록 가중치 부여를 행하고, 가중치 부여된 브랜치 매트릭스에 기초해서 생존 패스의 선택을 행한다.
기지 신호 생성부(16)는 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성한다. 예컨대, 미국의 지상 디지털 방송 방식에서는, 의사 랜덤 신호가 일정 주기로 송신 데이터 계열에 마련되어 있고, 이들은 기지 신호이기 때문에, 수신기측에서 생성할 수 있다.
전송로 추정부(17)는 주파수 변환 수단(12)의 출력 및 기지 신호 생성부(16)의 출력을 입력으로 해서, 수신 신호의 전송로(송신 장치로부터 수신 장치의 안테나(11)까지의 전송로)를 추정하고, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력함으로써, 예컨대 도 2에 도시된 바와 같이 구성되어 있다.
도 2에 도시된 전송로 추정부(17)는, 전송로 동정 필터부(18), 오차 신호 생성부(19), 동정 필터 계수 산출부(20), 및 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)를 구비하고 있다.
전송로 동정 필터부(18)는, 후술하는 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력 및 기지 신호 생성부(16)의 출력을 입력으로 하고, 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력을 계수로 해서, 기지 신호 생성부(16)의 출력을 필터링하여 출력한다.
오차 신호 생성부(19)는, 주파수 변환부(12)로부터 출력되는 소정의 주파수 대역의 신호(Sb)와, 전송로 동정 필터부(18)의 출력을 입력으로 해서, 주파수 변환부(12)로부터 출력되는 소정의 주파수 대역의 신호(Sb)에 대한 전송로 동정 필터부(18)의 출력의 오차를 산출하여 출력한다.
동정 필터 계수 산출부(20)는, 오차 신호 생성부(19)의 출력이 제로가 되도록, 즉 전송로 동정 필터 수단(18)의 출력이 신호(Sb)에 일치하도록, 전송로 동정 필터부(18)에서 사용하는 필터 계수를 결정한다. 전송로 동정 필터 수단(18)의 출력이 신호(Sb)에 일치했을 때, 전송로 동정 필터부(18)와 동정 필터 계수 산출부(20)로 구성되는 부분은 수신 신호가 거친 전송로와 같은 전달 함수를 갖고, 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력은 전송로의 임펄스 리스폰스를 나타낸다.
일반적으로, 동정 필터 계수 산출부(20)는 오차 신호 생성부(19)의 출력이 제로가 되도록, 예컨대 LMS(Least Mean Square Error) 알고리즘이나 CMA(Constant Modulus algorithm) 등의 순차 갱신 알고리즘을 사용해서 전송로 도정 필터부(7)의 필터 계수를 순차 갱신하여 생성한다. LMS 알고리즘을 이용하는 경우에는, 동정 필터 계수 산출부(20)는, 기지 신호 생성부(16)로부터의 기지 신호 및 오차 신호 생성부(19)의 출력을 이용한다. CMA를 이용하는 경우에는, 동정 필터 계수 산출부(20)는 기지 신호 생성부(16)로부터의 기지 신호, 및 오차 신호 생성부(19)의 출력뿐만 아니라, 도 2에 점선으로 나타낸 바와 같이, 전송로 동정 필터부(18)의 출력도 이용한다. 본 발명에 있어서는, 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력이 전송로의 임펄스 리스폰스를 나타내는 것이 되도록 하기 위한 알고리즘 및 수단은 임의의 것이며, 공지 기술이기 때문에, 여기서의 상세한 설명은 생략한다.
동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)는, 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력을 입력으로 하여 소정 포인트수의 푸리에 변환을 행하고, 그 결과를 출력한다. 이 때, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력은 전송로의 주파수 특성, 즉 전송로 추정치를 나타낸다. 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력이 전송로 추정부(17)의 출력을 구성한다.
주파수축 등화부(14)는, 전송로 추정부(17)에서 추정된 전송로의 특성의 역의 특성을 나타내는 전달 함수를, 푸리에 변환부(13)의 출력 X에 승산함으로써 등화를 행한다.
신뢰성 정보 생성부(22)는 전송로 추정부(17)의 출력을 입력으로 해서, 주파수축 등화부(14)에 의한 등화 결과의 신뢰성(따라서, 역푸리에 변환부(15)의 출력의 신뢰성)을 나타내는 신뢰성 정보를 생성하여 출력한다.
여기서, 신뢰성 정보 생성부(22)의 구체적인 구성예에 대해서 도 3을 이용해서 설명한다.
도 3에 도시된 신뢰성 정보 생성부(22)는 대역내 분산 산출부(41), 대역내 평균 게인 산출부(42), 및 신뢰성 정보 변환부(43)를 구비하고 있고, 신뢰성 정보 변환부(43)의 출력이 신뢰성 정보 생성부(22)의 출력이다.
신뢰성 정보 생성부(22)의 입력(동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)에서 산출된 주파수 특성을 나타내는 푸리에 변환 결과는, 대역내 분산 산출부(41)와, 대역내 평균 게인 산출부(42)에 공급된다.
대역내 분산 산출부(41)는 신뢰성 정보 생성부(22)에 입력되는, 전송로 추정부(17)의 출력을 입력으로 하며, 전송로 추정부(17)의 출력을 송신 주파수 대역(신호 대역)내 성분과 대역밖 성분으로 분리하여, 송신 주파수 대역내 성분의 진폭 특성의 편차를 분산치로서 산출하여 출력한다. 구체적으로는, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력의 2승값의 평균으로부터, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력의 평균치의 2승을 뺀 값을 분산치로서 구한다.
대역내 평균 게인 산출부(42)는 신뢰성 정보 생성부(22)에 입력되는 전송로 추정부(17)의 출력을 입력으로 하고, 그 송신 주파수 대역내 성분의 평균 게인(전송로의 게인의 송신 주파수 대역 전체에 걸친 평균치)을 산출하여 출력한다.
신뢰성 정보 변환부(43)는, 대역내 분산 산출부(41)의 출력 및 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력을 입력으로 하며, 이들과 소정의 기준값을 바탕으로 신뢰성 정보 R를 생성하여 출력한다. 이러한 신뢰성 정보 R의 생성은, 대역내 분산 산출부(41)에 의해서 획득한 분산치와 대역내 평균 게인 산출부(42)에 의해서 획득한 평균 게인의 편성을, 소정의 기준값을 바탕으로 신뢰성 정보로 변환하는 처리라고도 할 수 있다.
여기서, 신뢰성 정보 변환부(43)에 있어서의 신호 변환 방법에 대해서 도 4를 이용해서 설명한다.
전송로에서 반사파가 없고, 소망의 C/N이 얻어지는 전송로인 경우, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)로부터 출력되는 푸리에 변환 결과로 표시되는 주파수 특성은 송신 주파수 대역 전체에 걸쳐서 일정한 진폭을 갖는 특성이 되어, 도 4의 굵은 실선 S1와 같이 된다. 이 때의 진폭값을 상기 기준값으로서 이용하는 것으로 하면, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력(송신 주파수 대역내 성분의 평균 게인)은 일정하고 상기 기준값과 같은 값으로 되어서, 대역내 분산 산출부(41)의 출력(분산치)은 제로가 된다.
한편, 마찬가지로 반사파가 없지만, C/N이 작은 경우에는, 도 4의 가는 실선 S2과 같이 편차가 커진다. 이 경우, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력(송신 주파수 대역내 성분의 평균 게인)은 거의 기준값과 같은 정도가 되지만, 대역내 분산 산출부(41)의 출력(분산치)은 편차가 커진다.
또한, 멀티패스 전송로의 경우에는, 도 4의 굵은 점선 S3과 같이, 분산이 더 커지기 때문에, 대역내 분산 산출부(41)의 출력은 더 커진다.
또한, 멀티패스 전송로이고 등화 출력(주파수축 등화부(14)의 출력 Q)의 진폭이 작은 경우에는, 도 4의 굵은 파선 S4와 같이 되어, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력은 기준값보다 작아지고 대역내 분산 산출부(41)의 출력도 커진다.
상기의 4개의 예에서는, 등화 출력(주파수축 등화부(14)의 출력 Q)에 있어서, 굵은 실선 S1의 경우가 가장 신뢰성이 높고, 가는 실선 S2, 굵은 점선 S3, 굵은 파선 S4의 순으로 신뢰성이 낮아진다고 생각할 수 있다. 단, 송신 주파수 대역내 성분의 평균 게인이나 분산의 대소 관계에 따라서는, 2번째 이후의 순서는 바뀔 수 있다. 어떻든, 이들 정보를 바탕으로 등화 출력의 신뢰성 정보를 생성하는 것이 가능하다.
일례로서, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력을 A, 대역내 분산 산출부(41)의 출력을 B, 기준값을 C로 하여, 소정의 정의 계수 a, b를 사용해서 하기의 식 (1)로 얻어지는 양(正)의 실수 R을 신뢰성 정보로 해도 된다.
한편, 식 (1)로 한정되지 않고, 기준값 C보다 평균 게인 A이 작은 경우에는 신뢰성이 낮아지고, 분산치 B가 커짐에 따라서 신뢰성이 낮아져 가는 변환식이면 되고, 또한 변환식 대신에, 변환 테이블을 이용해서 신뢰성 정보를 생성해도 된다.
또한, 평균 게인을 이용하지 않고, 분산치 B에 따라서만 신뢰성 정보를 생성하도록 해도 된다. 이 경우, 분산치 B가 커짐에 따라서 신뢰성이 낮아지는 변환식 또는 변환 테이블을 이용한다.
또한, 이상의 예의 신뢰성 정보 생성부(22)는 송신 주파수 대역 내의 전송로 진폭 특성의 편차를 분산치로서 산출함으로써 신뢰성 정보를 생성하도록 구성되어 있지만, 분산치를 나타내는 신호로 한정되지 않고, 전송로의 왜곡에 대응한 신호이면 된다.
신뢰성 정보 생성부(22)의 다른 구성예를 도 5에 나타낸다.
도 5에 도시된 신뢰성 정보 생성부(22)는, 신뢰성 정보 생성부(22)에 입력되는 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력을 입력으로 하는 대역내 최대 게인 산출부(44)와, 같이 신뢰성 정보 생성부(22)에 입력되는 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력을 입력으로 하는 대역내 최소 게인 산출부(45)와, 차분 절대값 산출부(46)와, 가중 계수 생성부(47)와, 대역내 평균 게인 산출부(42)와, 가중치 부여 연산부(48)를 갖는다. 가중치 부여 연산부(48)의 출력이 신뢰성 정보 생성부(22)의 출력이다. 대역내 평균 게인 산출부(42)는 도 3의 구성예에 나타낸 바와 같다.
대역내 최대 게인 산출부(44)는, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)로부터 출력되는 푸리에 변환 결과(주파수 특성을 나타냄)를 송신 주파수 대역(신호 대역)내 성분과 대역밖 성분으로 분리하여, 송신 주파수 대역내 성분의 진폭 특성의 최대치(최대 게인)를 출력한다.
대역내 최소 게인 산출부(45)는, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)로부터 출력되는 푸리에 변환 결과(주파수 특성을 나타냄)를 송신 주파수 대역(신호 대역)내 성분과 대역밖 성분으로 분리하여, 송신 주파수 대역내 성분의 진폭 특성의 최소치(최소 게인)를 출력한다.
차분 절대값 산출부(46)는, 대역내 최대 게인 산출부(44)의 출력과 대역내 최소 게인 산출부(45)의 출력의 차분의 절대값을 산출한다.
가중 계수 생성부(47)는 차분 절대값 산출부(46)의 출력을 입력으로 해서, 차분 절대값 산출부(46)로부터 출력되는 차분의 절대값을, 이에 대응한 양의 계수로 변환하여 출력한다. 예컨대, 차분 절대값이 0인 경우에는 계수를 1로 하고, 차분 절대값이 커짐에 따라서 1부터 점차로 작아지는 값을 출력한다.
대역내 최대 게인 산출부(44)와, 대역내 최소 게인 산출부(45)와, 차분 절대값 산출부(46)와, 가중 계수 생성부(47)로부터, 전송로 추정부(17)의 출력, 즉 전송로 추정 결과를 입력으로 하고, 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인과의 차분 절대값에 따른 가중 계수를 구하는 가중 계수 생성부(49)가 구성되어 있다.
가중치 부여 연산부(48)는 가중 계수 결정부(49)의 출력과, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력을 입력으로 하며, 이들과 소정의 기준값을 바탕으로 신뢰성 정보 R를 생성하여 출력한다. 이러한 신뢰성 정보 R의 생성은, 가중 계수 결정부(49)에 의해서 결정된 가중 계수와, 대역내 평균 게인 산출부(42)에 의해서 획득한 평균 게인의 조합을, 소정의 기준값을 바탕으로 신뢰성 정보로 변환하는 처리라고도 할 수 있다.
일례로서, 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력을 A, 기준값을 C, 가중 계수 생성부(47)의 출력을 D라고 하고, 소정의 양의 계수 c, d를 사용해서 하기의 식 (2)로 얻어지는 양의 실수 R을 신뢰성 정보로 해도 된다.
한편, 식 (2)로 한정되지 않고, 기준값 C보다 평균 게인 A이 작은 경우에는 신뢰성이 낮아지고, 또한 가중 계수 D가 커짐에 따라서 신뢰성이 높아지는 변환식이면 되고, 또한 변환식 대신에 변환 테이블을 이용해서 신뢰성 정보를 생성해도 된다. 또한, 상기한 바와 같이 가중 계수 D를 구하는 일없이, 대역내 최대 게인과 대역내 최소 게인의 차분 절대값이 클수록, 신뢰성이 낮아지도록 하면 된다.
도 5에 도시된 신뢰성 정보 생성부(22)를 이용하는 경우에는, 송신 주파수 대역(신호 대역)내의 최대 게인과 최소 게인의 차분의 절대치를 바탕으로 신뢰성 정보를 생성하기 때문에, 비교적 소규모인 회로 또는 연산량으로 신뢰성 정보를 얻을 수 있다는 효과가 있다.
신뢰성 정보 생성부(22)에서 생성된 신호 R은 브랜치 매트릭스 가중 계수로서 역푸리에 변환부(15)의 출력과 함께 비터비 복호부(23)에 공급되고, 비터비 복호부(23)에서는 이들을 이용해서 비터비 복호을 행하여 에러를 정정한다.
여기서, 비터비 복호부(23)의 구성예에 대해서 도 6을 이용해서 설명한다.
도 6에 도시된 비터비 복호부(23)는 역푸리에 변환부(15)의 출력을 입력으로 하는 브랜치 매트릭스 연산부(51)와, 브랜치 매트릭스 연산부(51)의 출력 및 신뢰성 정보 생성부(22)의 출력인 브랜치 매트릭스 가중 계수를 입력으로 하는 매트릭스 가중 계수 승산부(52)와, 매트릭스 가중 계수 승산부(52)의 출력을 입력으로 하는 가산·비교·선택부(53)와, 가산·비교·선택부(53)의 출력을 입력으로 하는 패스 메모리부(54)를 포함한다. 패스 메모리부(54)의 출력이 비터비 복호부(23)의 출력이다.
도 6에 있어서, 역푸리에 변환부(15)의 출력은 브랜치 매트릭스 연산부(51)에 입력된다. 브랜치 매트릭스 연산부(51)에서는, 등화 출력의 신호점과, 수신한 신호에 대응하는 변조 방식에 따라 고유하게 결정되는 각 심볼에 대응하는 신호점의 유클리드 거리를 구하고, 이 유클리드 거리로부터, 송신 장치에 있어서의 컨볼루션 부호화기의 구성에 의해서 결정되는 브랜치 매트릭스를 소정의 개수만큼 산출한다. 브랜치 매트릭스 연산부(51)에서 산출된 브랜치 매트릭스는 매트릭스 가중 계수 승산부(52)에 입력된다.
매트릭스 가중 계수 승산부(52)에서는, 브랜치 매트릭스 연산부(51)로부터 입력된 각 브랜치 매트릭스에 대해, 신뢰성 정보 생성부(22)에서 산출한 신뢰성 정보를 브랜치 매트릭스 가중 계수로서 승산한다.
브랜치 매트릭스 가중 계수가 승산된 각 브랜치 매트릭스(가중치 부여된 브랜치 매트릭스)는, 가산·비교·선택부(53)에서 누적 가산되어 복수의 패스가 산출된다. 또한, 가산·비교·선택부(53)에서는, 산출된 각각의 패스를 비교하여, 가장 값이 작아진 패스를 선택한다. 이 선택한 패스의 브랜치 매트릭스의 누적 가산 결과를, 생존 패스 매트릭스로서 패스 메모리부(54)에 기억한다.
패스 메모리부(54)에서는 생존 패스 매트릭스를 기억하고, 이 패스 매트릭스에 대응하는 정보 계열을 복호 신호로서 출력한다.
이상 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예 1에 의하면, 전송로 동정 과정에서 얻어지는 필터 계수를 바탕으로 등화 출력의 신뢰성 정보를 생성하고, 유클리드 거리에 기초해서 정해진 브랜치 매트릭스에 대해, 신뢰성 정보에 의한 가중치 부여를 행하며, 가중치 부여된 브랜치 매트릭스를 이용해서 비터비 복호하기 때문에, 다양한 전송로 환경에서 에러 정정 능력을 향상시킬 수 있고, 따라서, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
(실시예 2)
실시예 1에서는, 신뢰성 정보를 비터비 복호부(23)에서 활용하여 수신 성능을 향상시키는 구성을 나타내었지만, 다음으로, 신뢰성 정보를 다이버시티 합성에서 사용하여 수신 성능을 향상시키는 실시예를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예 2에 따른 수신 장치를 나타내는 블록도이다. 도 7은, 복수의 안테나, 즉 제 1 내지 제 N 안테나(11-1~11-N(N은 2 이상의 정수))를 이용해서 신호를 수신하고, 다이버시티 합성하여 신호를 복호하는 경우를 나타내고 있다.
도 7에 도시된 수신 장치는, 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)와, 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)와, 기지 신호 생성부(16)와, 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)과, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)와, 주파수축 합성비 산출부(31)와, 주파수축 다이버시티 합성부(32)와, 역푸리에 변환부(15)를 갖는다. 역푸리에 변환부(15)의 출력은 복조 출력이 된다.
제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)는, 각각 제 1 내지 제 N 안테나(11-1~11-N)에 대응해서 마련되고, 각각 제 1 내지 제 N 안테나(11-1~11-N)에서 수신된 신호(제 1 내지 제 N 수신 신호:Sa1~SaN)를 소정의 주파수 대역의 신호(Sb1~SbN)로 변환한다. 환언하면, 제 n 주파수 변환부(12-n:n은 1~N 중 어느 하나)는, 대응하는, 제 n 안테나(11-n)로 수신함으로써 획득한 제 n 수신 신호(San)를 소정의 주파수 대역의 신호(Sbn)로 변환한다. 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N) 각각의 구성 및 동작은 실시예 1에서 나타낸 주파수 변환부(12)와 같다.
제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)는, 각각 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)에 대응해서 마련되고, 각각 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)의 출력(Sb1~SbN)을 입력으로 해서 푸리에 변환하여 출력한다. 환언하면, 제 n 푸리에 변환부(13-n)는, 대응하는, 제 n 주파수 변환부(12-n)의 출력(Sbn)을 입력으로 하여 푸리에 변환하여 출력한다. 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N) 각각의 구성 및 동작은, 실시예 1에서 나타낸 푸리에 변환부(13)와 같다.
기지 신호 생성부(16)는 실시예 1에서 나타낸 기지 신호 생성부(16)와 같이, 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성한다.
제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)는 각각 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)에 대응해서 마련되고, 각각 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)로부터 출력되는 소정의 주파수 대역의 신호(Sb1~SbN)를 입력으로 해서, 각각 제 1 내지 제 N 주파수 변환부(12-1~12-N)에 의해 수신된 신호의 전송로를 추정한다. 환언하면, 제 n 전송로 추정부(17-n)는, 대응하는, 제 n 주파수 변환부(12-n)로부터 출력되는 소정의 주파수 대역의 신호(Sbn)를 입력으로 하여, 제 n 주파수 변환부(12-n)에 의해 수신된 신호의 전송로를 추정한다.
제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N) 각각의 구성 및 동작은, 실시예 1에 관해, 도 2를 참조해서 설명한 전송로 추정부(17)와 같으며, 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N) 각각은, 전송로 동정 필터부(18)와, 오차 신호 생성부(19)와, 동정 필터 계수 산출부(20)와, 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)를 갖는다.
각 전송로 추정부(17-n) 내의 전송로 동정 필터부(18)는, 상기 전송로 추정부(17-n)의 입력, 즉 기지 신호 생성부(16)의 출력 및 상기 전송로 추정부(17-n) 내의 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력을 입력으로 하여, 해당 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력을 계수로서 기지 신호 생성부(16)의 출력을 필터링해서 출력한다.
오차 신호 생성부(19)는 상기 전송로 추정부(17-n)의 입력, 즉 대응하는 주파수 변환부(12-n)의 출력과, (같은 전송로 추정부(17-n) 내의) 전송로 필터부(18)의 출력을 입력으로 하며, 전자에 대한 후자의 오차를 나타내는 신호를 출력한다.
LMS 알고리즘을 이용하는 경우에는, 동정 필터 계수 산출부(20)는 기지 신호 생성부(16)로부터의 기지 신호, 및 (같은 전송로 추정부(17-n) 내의) 오차 신호 생성부(19)의 출력을 입력으로 하여, 오차 신호 생성부(19)의 출력이 제로가 되도록, 전송로 동정 필터부(17)에서 사용하는 필터 계수를 산출한다. CMA를 이용하는 경우에는, 동정 필터 계수 산출부(20)는 기지 신호 생성부(16)로부터의 기지 신호, 및 (같은 전송로 추정부(17-n) 내의) 오차 신호 생성부(19)의 출력뿐만 아니라, 도 2에 점선으로 나타낸 바와 같이, (같은 전송로 추정부(17-n) 내의) 전송로 동정 필터부(18)의 출력도 이용한다.
동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)는, 동정 필터 계수 산출부(20)의 출력을 입력으로 하여, 푸리에 변환하여 출력한다.
각 전송로 추정부(17-n)의 동정 필터 계수 푸리에 변환부(21)의 출력이, 상기 전송로 추정부(17-n)의 출력이 된다.
제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)는 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)에 대응해서 마련되고, 또한 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)에 대응해서 마련되며, 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력을 입력으로 하고, 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보(R1~RN)을 생성한다. 환언하면, 제 n 신뢰성 정보 생성부(22-n)는, 대응하는, 제 n 전송로 추정부(17-n)의 출력을 입력으로 하고, 제 n 푸리에 변환부(13-n)의 출력(Xn)의 신뢰성을 나타내는 제 n 신뢰성 정보(Rn)를 생성한다. 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N) 각각은, 실시예 1에서 나타낸 신뢰성 정보 생성부(22)와 같이, 도 3에 나타낸 바와 같이 구성해도 되고, 도 5에 나타낸 바와 같이 구성해도 된다.
도 3에 나타낸 바와 같이 구성하는 경우에는, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N) 각각, 즉 제 n 신뢰성 정보 생성부(22-n) 내의 대역내 분산 산출부(41) 및 대역내 평균 게인 산출부(42)는, 대응하는 전송로 추정부(17-n)로부터 상기 신뢰성 정보 생성부(22-n)로 입력된, 전송로 추정 결과(Fn)의 대역 내의 신호의 분산치, 및 평균 게인을 각각 산출하고, 신뢰성 정보 변환부(43)는, 대역내 분산 산출부(41)의 출력 및 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력을 입력으로 해서, 신뢰성 정보(Rn)를 생성한다.
도 5에 나타낸 바와 같이 구성하는 경우에는, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N) 각각, 즉 제 n 신뢰성 정보 생성부(22-n) 내의 가중 계수 결정부(49) 및 대역내 평균 게인 산출부(42)는, 대응하는 전송로 추정부(17-n)로부터 해당 신뢰성 정보 생성부(22-n)에 입력된, 전송로 추정 결과(Fn)에 기초한 가중 계수 D의 결정 및 송신 주파수 대역 내의 신호의 평균 게인 A의 산출을 행하고, 가중치 부여 연산부(48)는, 가중 계수 결정부(47)의 출력 D 및 대역내 평균 게인 산출부(42)의 출력 A를 입력으로 해서, 이들로부터 신뢰성 정보 Rn을 생성한다.
주파수축 합성비 산출부(31)는, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)의 출력 및 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력에 기초해서, 다이버시티 합성비(W1~WN)를 산출한다. 구체적으로는, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)로부터 출력되는, 제 1 내지 제 N 안테나(11-1~11-N)에 대응하는 신뢰성 정보(R1~RN)와, 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)로부터 출력되는 동정 필터 계수의 푸리에 변환의 결과)(F1~FN)를 입력으로 하고, 이들에 기초해서, 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)의 합성비(다이버시티 합성비)(W1~WN)를 산출하여 출력한다.
여기서, 주파수축 합성비 산출부(31)의 구성예에 대해서 도 8을 이용해서 설명한다. 도 8에 도시된 주파수축 합성비 산출부(31)는, 제 1 내지 제 N 복소 공액부(61-1~61-N), 제 1 내지 제 N 전력 산출부(62-1~62-N)와, 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N)와, 전력합 산출부(64)와, 제 1 내지 제 N 합성비 생성부(65-1~65-N)를 구비하고, 제 1 내지 제 N 합성비 생성부(65-1~65-N)의 출력이 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력에 대한 합성비(W1~WN)를 나타낸다.
제 1 전송로 추정부(17-1)의 출력(F1)은 제 1 복소 공액부(61-1) 및 제 1 전력 산출부(62-1)에 입력된다. 제 1 복소 공액부(61-1)는, 제 1 전송로 추정부(17-1)의 출력(F1)의 복소 공액 신호(H1)를 생성한다. 제 1 전력 산출부(62-1)는 제 1 전송로 추정부(17-1)의 출력의 진폭의 2승값 P1을 전력값으로서 계산하여 출력한다.
제 1 전력값 가중치 부여부(63-1)는, 제 1 전력 산출부(62-1)의 출력(P1)에 대해, 제 1 신뢰성 정보 생성부(22-1)의 출력인 제 1 신뢰성 정보(R1)에 대해 가중치 부여, 즉 양자의 곱을 구하는 연산을 행하여 출력한다. 이 가중치 부여는, 제 1 전력 산출부(62-1)의 출력(P1)과 제 1 신뢰 신호 정보(R1)의 곱(P1×R1)을 구함으로써 행해진다.
제 2~제 N 복소 공액부(61-2~61-N), 제 1 내지 제 N 전력 산출부(62-2~62-N) 및 제 2~제 N 전력값 가중치 부여부(63-2~63-N)의 동작은, 제 1 복소 공액부(61-1), 제 1 전력 산출부(62-1) 및 제 1 전력값 가중 부여부(63-1) 각각과 같다.
따라서, 제 1 내지 제 N 복소 공액부(61-1~61-N)는, 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력(F1~FN)을 입력으로 하여, 해당 입력을 그 복소 공액 신호(H1~HN)로 변환하여 출력한다. 제 1 내지 제 N 전력 산출부(62-1~62-N)는 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력(F1~FN)을 입력으로 하여, 그 진폭의 2승값을 산출하여 전력값(P1~PN)으로서 출력한다.
제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N)는 각각 제 1 내지 제 N 전력 산출부(62-1~62-N)의 출력(P1~PN)을, 각각 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보(R1~RN)에서 가중치 부여하여 출력한다.
전력합 산출부(64)는, 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N)의 출력 (R1×P1)~(RN×PN)의 총합(Pt)을 구하여 출력한다. j를 1부터 N까지의 변수라고 하면, 전력합 산출부(64)에 있어서의 전력의 총합(Pt)을 구하는 연산은 하기의 식 (3)으로 표현된다.
전력합 산출부(64)의 출력(Pt)은, 제 1 내지 제 N 합성비 생성부(65-1~65-N)에 입력된다.
제 1 합성비 생성부(65-1)는, 제 1 복소 공액부(61-1)의 출력(H1), 제 1 신뢰성 정보의 출력(R1) 및 전력합 산출부(64)의 출력(Pt)을 바탕으로, 제 1 푸리에 변환부(13-1)의 출력(X1)에 대한 합성비(W1)를 생성하여 출력한다.
제 2~제 N 합성비 생성부(65-2~65-N) 각각의 구성 및 동작은 제 1 합성비 생성부(65-1)와 마찬가지이다.
따라서, 제 1 내지 제 N 합성비 생성부(65-1~65-N)는, 각각 제 1 내지 제 N 복소 공액부(61-1~61-N)의 출력(H1~HN), 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보(R1~RN), 및 전력합 산출부(64)의 출력(Pt)을 바탕으로 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)에 대한 다이버시티 합성비(W1~WN)를 산출하여 출력한다.
도 8의 구성예에서 얻어지는 다이버시티 합성비는, 예컨대, 하기의 식 (4)로 주어진다. 단, i를 1~N 중의 임의의 것이라고 했을 때, 식 (4)는 제 i 푸리에 변환부(13-i)의 출력에 대한 합성비(Wi)를 나타내고 있고, Hi는 제 i 복소 공액부(61-i)의 출력, Ri는 제 i 신뢰성 정보를 의미한다.
식 (4)에 의해 구한 합성비를 이용함으로써 각 푸리에 변환부(13-i)의 출력은, 대응하는 복소 공액부(61-i)에서 산출된 복소 공액(Hi)과, 대응하는 신뢰성 정보 생성부(22-i)에서 생성된 신뢰성(Ri)의 곱에 비례한 가중치를 부여해서 합성되게 된다.
한편, 주파수축 합성비 산출부(31)에 있어서의 합성비 산출 방법은, 신뢰성 정보의 크기에 따라 합성비가 변하고, 신뢰성이 높은 푸리에 변환부 출력일수록 합성비가 커지도록 하면 바람직하며 상기 방법으로 제한되는 것이 아니다.
주파수축 다이버시티 합성부(32)는, 주파수축 합성비 산출부(31)의 출력(W1~WN) 및 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)을 입력으로 해서, 주파수축 합성비 산출부(31)의 출력(W1~WN)에 따라, 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)을 합성하여 출력한다. 예컨대, 하기의 식 (5)에 나타낸 바와 같이, 합성비(W1~WN)에 따라 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)을 가중치 부여하여 가산한다. 단, 식 (5)에 있어서, Xi는 제 i 푸리에 변환부(13-i)의 출력, Y는 합성 출력을 나타낸다.
이상과 같이, 전송로 추정 과정에서 얻어지는 전송로 동정 필터의 계수를 바탕으로 신뢰성 정보를 생성하고, 이 정보를 이용해서 각 수신 안테나에서 수신한 신호의 다이버시티 합성을 행하기 때문에, 다양한 전송로 환경에서 다이버시티 이득이 향상되어서, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
(실시예 3)
실시예 2에서는, 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력에 대한 다이버시티 합성의 경우에 신뢰성 정보를 이용하는 구성에 대해서 나타내었지만, 다음으로, 주파수 영역에서 등화한 결과를 다이버시티 합성하는 구성으로 한 실시예를 나타낸다.
도 9는 본 발명의 실시예 3에 의한 수신 장치를 나타내는 블록도이다. 도 9에 도시된 수신 장치는 거의 실시예 1 또는 실시예 2의 수신 장치와 같지만, 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)가 부가되고, 또한 실시예 2의 주파수축 합성비 산출부(31), 및 주파수축 다이버시티 합성부(32) 대신, 등화후 주파수축 합성비 산출부(33), 및 등화후 주파수축 다이버시티 합성부(34)를 구비한다는 점에서 다르다.
제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N), 기지 신호 생성부(16), 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N), 및 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)의 구성 및 동작은 실시예 2에서 나타낸 같은 부호의 부재와 같다.
제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)는 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)에 대응해서 마련되고, 또한 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)에 대응해서 마련되며, 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN) 및 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력(F1~FN)을 입력으로 하며, 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)로부터 출력되는 전송로 추정 신호(동정 필터 계수의 푸리에 변환)(F1~FN)를 바탕으로, 제 1 내지 제 N 안테나(11-1~11-N)에서 수신된 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)에 대해 주파수 영역에서의 보정을 행한다. 구체적으로는, 각각 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)에서 추정된 전송로의 특성의 역의 특성을 나타내는 전달 함수를, 제 1 내지 제 N 푸리에 변환부(13-1~13-N)의 출력(X1~XN)에 승산함으로써, 등화를 행한다. 환언하면, 제 n 주파수축 등화부(14-n)는, 제 n 전송로 추정부(17-n)로부터 출력되는 전송로 추정 신호(동정 필터 계수의 푸리에 변환)(Fn)를 바탕으로 푸리에 변환부(13-1n)의 출력 Xn을 등화하고, 이로써, 제 n 안테나(11-n)에서 수신된 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정하여 출력한다. 구체적으로는, 각각 제 n 전송로 추정부(17-n)에서 추정된 전송로의 특성의 역의 특성을 나타내는 전달 함수를, 제 n 푸리에 변환부(13-n)의 출력(Xn)에 승산함으로써, 등화를 행한다.
제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N) 각각의 구성 및 동작은, 실시예 1에서 나타낸 주파수 등화부(14)와 같다.
등화후 주파수축 다이버시티 합성부(34)는, 후술하는 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)의 출력 및 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)의 출력(Q1~QN)을 입력으로 하고, 후술하는 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)의 출력에 따라 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)의 출력(Q1~QN)을 합성하여 출력한다.
역푸리에 변환부(15)는, 등화후 주파수축 다이버시티 합성부(34)의 출력을 입력으로 하고, 등화후 주파수축 다이버시티 합성부(34)의 출력에 대해 역푸리에 변환을 행하여 시간 영역에서의 등화 신호로 변환하여 출력한다. 역푸리에 변환부(15)의 구성 및 동작은, 실시예 2의 역푸리에 변환부(15)와 같다.
등화후 주파수축 합성비 산출부(33)는, 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성부(22-1~22-N)의 출력(R1~RN), 및 제 1 내지 제 N 전송로 추정부(17-1~17-N)의 출력(F1~FN)을 바탕으로, 주파수축 등화후의 신호에 대한 다이버시티 합성비(W1~WN)를 산출한다.
등화후 주파수축 합성비 산출부(33)의 구성예에 대해서 도 10를 이용해서 설명한다. 도 10에 도시된 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)는, 도 8에 도시된, 전력 산출부(62-1~62-N), 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N), 및 전력합 산출부(64) 이외에, 제 1 내지 제 N 등화후 합성비 생성부(67-1~67-N)를 구비하고, 제 1 내지 제 N 등화후 브랜치 합성비 생성부(67-1~67-N)의 출력이 각각 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)의 출력에 대한 합성비(W1~WN)을 나타내다.
도 10에서는, 도 8과는 달리, 복소 공액부(61-1~61-N)는 마련되어 있지 않고, 제 1 내지 제 N 등화후 합성비 생성부(67-1~67-N)는 각각 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N)의 출력에 기초해서 등화후 합성비를 생성한다.
전력 산출부(62-1~62-N), 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N) 및 전력합 산출부(64)의 동작은 도 8에 나타낸 바와 같다.
제 1 등화후 합성비 생성부(67-1)에서는, 제 1 전력값 가중치 부여부(63-1) 및 전력합 산출부(64)의 출력을 바탕으로, 제 1 주파수축 등화부(14-1)의 출력에 대한 합성비(W1)를 생성하여 출력한다.
제 2~제 N 등화후 합성비 생성부(67-2~67-N)의 구성 및 동작은, 제 1 등화후 합성비 생성부(67-1)와 마찬가지이다.
따라서, 제 1 내지 제 N 등화후 합성비 생성부(67-1~67-N)는 각각 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여부(63-1~63-N)의 출력과, 전력합 산출 수단의 출력(Pt)을 바탕으로 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부(14-1~14-N)의 출력(Q1~QN)에 대한 다이버시티 합성비를 산출하여 출력한다.
도 10의 구성예로 얻어지는 다이버시티 합성비는, 하기의 식 (6)으로 주어진다. 단, 식 (6)은 제 i 주파수축 등화부(14-i)의 출력에 대한 합성비(Zi)를 나타내고 있고, Pi는 제 i 전력 산출부(62-i)의 출력, Ri는 제 i 신뢰성 정보를 의미한다.
한편, 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)에 있어서의 합성비 산출 방법은, 신뢰성 정보의 크기에 따라 합성비가 변하고, 신뢰성이 높은 푸리에 변환부 출력일수록 합성비가 커지도록 하면 바람직하며, 상기 방법으로 제한되는 것은 아니다.
등화후 주파수축 다이버시티 합성부(34)는, 하기의 식 (7)에 나타내는 바와 같이, 등화후 주파수축 합성비 산출부(33)에서 획득한 합성비에 기초해서 제 1 내지 제 N 주파수축 등화부의 출력을 가중치 부여하여 가산한다. 단, 식 (7)에서, Qi는 제 i 주파수축 등화부(14-i)의 출력, Y는 합성 출력을 나타낸다.
이상과 같이, 전송로 추정 과정에서 얻어지는 전송로 동정 필터의 계수를 바탕으로 신뢰성 정보를 생성하고, 이 정보를 이용해서 각 수신 안테나에서 수신한 신호의 다이버시티 합성을 행하기 때문에, 다양한 전송로 환경에서 다이버시티 이득이 향상되어서, 수신측에서 재생한 송신 데이터의 에러를 저감시킬 수 있다.
이상 본 발명을 장치에 따른 발명으로서 설명했지만, 상기 장치에 의해 실시되는 방법도 또한, 본 발명의 일부를 이룬다.
11, 11-1, 11-N : 안테나 12, 12-1~12-N : 주파수 변환부
13, 13-1~13-N : 푸리에 변환부 14, 14-1~14-N : 주파수축 등화부
15 : 역푸리에 변환부 16 : 기지 신호 생성부
17, 17-1~17-N : 전송로 추정부 18, 18-1~18-N : 전송로 동정 필터부
19, 19-1~19-N : 오차 신호 생성부
20, 20-1~20-N : 동정 필터 계수 산출부
21, 21-1~21-N : 동정 필터 계수 푸리에 변환부
22, 22-1~22-N : 신뢰성 정보 생성부
23 : 비터비 복호부 31 : 주파수축 합성비 산출부
32 : 주파수축 다이버시티 합성부 33 : 등화후 주파수축 합성비 산출부
34 : 등화후 주파수축 다이버시티 합성부
41 : 대역내 분산 산출부 42 : 대역내 평균 게인 산출부
43 : 신뢰성 정보 변환부 44 : 대역내 최대 게인 산출부
45 : 대역내 최소 게인 산출부 46 : 차분 절대값 산출부
47 : 가중 계수 생성부 48 : 가중치 부여 연산부
49 : 가중 계수 결정부 51 : 브랜치 매트릭스 연산부
52 : 매트릭스 가중 계수 승산부 53 : 가산·비교·선택부
54 : 패스 메모리부 61-1~61-N : 복소 공액부
62-1~62-N : 전력 산출부 63-1~63-N : 전력값 가중치 부여부
64 : 전력합 산출부 65-1~65-N : 합성비 생성부
67-1~67-N : 등화후 합성비 생성부
13, 13-1~13-N : 푸리에 변환부 14, 14-1~14-N : 주파수축 등화부
15 : 역푸리에 변환부 16 : 기지 신호 생성부
17, 17-1~17-N : 전송로 추정부 18, 18-1~18-N : 전송로 동정 필터부
19, 19-1~19-N : 오차 신호 생성부
20, 20-1~20-N : 동정 필터 계수 산출부
21, 21-1~21-N : 동정 필터 계수 푸리에 변환부
22, 22-1~22-N : 신뢰성 정보 생성부
23 : 비터비 복호부 31 : 주파수축 합성비 산출부
32 : 주파수축 다이버시티 합성부 33 : 등화후 주파수축 합성비 산출부
34 : 등화후 주파수축 다이버시티 합성부
41 : 대역내 분산 산출부 42 : 대역내 평균 게인 산출부
43 : 신뢰성 정보 변환부 44 : 대역내 최대 게인 산출부
45 : 대역내 최소 게인 산출부 46 : 차분 절대값 산출부
47 : 가중 계수 생성부 48 : 가중치 부여 연산부
49 : 가중 계수 결정부 51 : 브랜치 매트릭스 연산부
52 : 매트릭스 가중 계수 승산부 53 : 가산·비교·선택부
54 : 패스 메모리부 61-1~61-N : 복소 공액부
62-1~62-N : 전력 산출부 63-1~63-N : 전력값 가중치 부여부
64 : 전력합 산출부 65-1~65-N : 합성비 생성부
67-1~67-N : 등화후 합성비 생성부
Claims (26)
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 송신 신호로, 소정의 기지 신호(known signal)를 중첩한 송신 신호를 수신하고, 상기 수신한 신호로부터 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
상기 수신한 신호를 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 주파수 변환 수단과,
상기 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하여 출력하는 푸리에 변환 수단과,
상기 푸리에 변환 수단의 출력을 입력으로 해서, 해당 상기 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서 등화(equalization)를 행하는 주파수축 등화 수단과,
상기 주파수축 등화 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
상기 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 전송로 추정 수단과,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 송신 주파수 대역 내의 전송로 진폭 특성의 편차로부터 상기 역푸리에 변환 수단의 출력 신호의 신뢰성을 나타내는 신뢰성 정보를 생성하는 신뢰성 정보 생성 수단과,
상기 역푸리에 변환 수단의 출력 및 상기 신뢰성 정보를 바탕으로 비터비 복호 처리를 행하여 상기 송신 데이터를 재생하는 비터비 복호 수단
을 구비하고,
상기 주파수축 등화 수단은, 상기 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서 상기 푸리에 변환 수단의 출력에 대한 상기 보정을 행하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 1 항에 있어서,
상기 신뢰성 정보 생성 수단은,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 상기 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값에 따른 가중 계수를 구하는 가중 계수 결정 수단과,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 상기 송신 주파수 대역 내의 평균 게인을 구하는 대역내 평균 게인 산출 수단과,
상기 대역내 평균 게인 산출 수단에서 구해진 상기 평균 게인과, 상기 가중 계수 결정 수단에서 구해진 상기 가중 계수와, 소정의 기준값을 바탕으로, 상기 신뢰성 정보를 생성하는 가중치 부여 연산 수단
을 구비하고,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값이 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 출력하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 1 항에 있어서,
상기 신뢰성 정보 생성 수단은,
상기 전송로 추정 수단의 출력의 송신 주파수 대역내 성분의 분산치를 산출하는 대역내 분산 산출 수단과,
소정의 기준값을 바탕으로 상기 대역내 분산 산출 수단에서 산출된 상기 분산치를 상기 신뢰성 정보로 변환하는 신뢰성 정보 변환 수단
을 구비하고,
상기 신뢰성 정보 변환 수단은, 상기 분산치가 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 출력하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 전송로 추정 수단은,
상기 기지 신호 생성 수단의 출력을 필터링해서 출력하는 전송로 동정(同定:identification) 필터 수단과,
상기 주파수 변환 수단으로부터 출력되는 상기 소정의 주파수 대역의 신호에 대한 상기 전송로 동정 필터 수단의 출력의 오차를 구하는 오차 신호 생성 수단과,
상기 오차 신호 생성 수단의 출력을 입력으로 하며, 상기 오차 신호 생성 수단의 출력이 제로가 되도록, 상기 전송로 동정 필터 수단에서 사용하는 필터 계수를 산출하는 동정 필터 계수 산출 수단과,
상기 동정 필터 계수 산출 수단에서 산출된 필터 계수를 푸리에 변환하여, 푸리에 변환의 결과를 출력하는 동정 필터 계수 푸리에 변환 수단
을 구비하고,
상기 전송로 동정 필터 수단은, 상기 동정 필터 계수 산출 수단에서 산출된 필터 계수를 이용해서 상기 기지 신호 생성 수단의 출력을 필터링하여 출력하고,
상기 동정 필터 계수 푸리에 변환 수단의 출력을 상기 전송로 추정 수단의 출력으로 하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하고, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 다이버시티 합성하여 출력하는 주파수축 다이버시티 합성 수단과,
상기 주파수축 다이버시티 합성 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호, 및 상기 기지 신호 생성 수단에서 생성된 상기 기지 신호를 입력으로 하며, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력을 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 주파수축 합성비 산출 수단
을 구비하고,
상기 주파수축 다이버시티 합성 수단은, 상기 주파수축 합성비 산출 수단의 출력에 따라 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 합성하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 5 항에 있어서,
상기 주파수축 합성비 산출 수단은,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력을, 그 복소 공액 신호로 변환하여 출력하는 제 1 내지 제 N 복소 공액 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력의 진폭의 2승값을 산출하여 전력값으로서 출력하는 제 1 내지 제 N 전력 산출 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전력 산출 수단의 출력을 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보로 각각 가중치 부여하여 출력하는 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 수단의 출력의 총합을 산출하는 전력합 산출 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 복소 공액 수단의 출력, 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 전력합 산출 수단의 출력을 바탕으로, 각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력에 대한 다이버시티 합성비를 산출하여 출력하는 제 1 내지 제 N 합성비 생성 수단
을 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하여, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 장치로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력을 입력으로 하며, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서의 등화를 행하는 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단의 출력을 다이버시티 합성하여 출력하는 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단과,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단의 출력을 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 출력하는 역푸리에 변환 수단과,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호 및 상기 기지 신호 생성 수단에서 생성된 상기 기지 신호를 입력으로 하며, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수의 푸리에 변환을 출력하는 전송로 추정 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력에 기초해서, 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단의 출력의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단과,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력을 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 등화후 주파수축 합성비 산출 수단
을 구비하고,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 수단은, 상기 등화후 주파수축 합성비 산출 수단의 출력에 따라 상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단의 출력을 합성하며,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단은, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력도 입력으로 하고, 이들에 기초해서, 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 수단에 대한 상기 보정을 행하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 7 항에 있어서,
상기 등화후 주파수축 합성비 산출 수단은,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단의 출력의 진폭의 2승값을 산출하여 전력값으로서 출력하는 제 1 내지 제 N 전력 산출 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전력 산출 수단의 출력을 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보로 각각 가중치 부여하여 출력하는 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 수단의 출력의 총합을 산출하는 전력합 산출 수단과,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 수단의 출력 및 상기 전력합 산출 수단의 출력을 바탕으로 각각 상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 수단의 출력에 대한 다이버시티 합성비를 산출하여 출력하는 제 1 내지 제 N 등화후 합성비 생성 수단
을 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 5 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단은, 각각 상기 제 1 내지 제 N 주파수 변환 수단에 대응해서 마련되고,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단 각각은,
상기 기지 신호 생성 수단의 출력을 필터링해서 출력하는 전송로 동정 필터 수단과,
대응하는 상기 주파수 변환 수단으로부터 출력되는 상기 소정의 주파수 대역의 신호에 대한 상기 전송로 동정 필터 수단의 출력의 오차를 구하는 오차 신호 생성 수단과,
상기 오차 신호 생성 수단의 출력을 입력으로 해서, 상기 오차 신호 생성 수단의 출력이 제로가 되도록, 상기 전송로 동정 필터 수단에서 사용하는 필터 계수를 산출하는 동정 필터 계수 산출 수단과,
상기 동정 필터 계수 산출 수단에서 산출된 필터 계수를 푸리에 변환하여, 푸리에 변환의 결과를 출력하는 동정 필터 계수 푸리에 변환 수단
을 구비하며,
상기 전송로 동정 필터 수단은, 상기 동정 필터 계수 산출 수단에서 산출된 필터 계수를 이용해서 상기 기지 신호 생성 수단의 출력을 필터링하여 출력하고,
상기 동정 필터 계수 푸리에 변환 수단의 출력을 상기 전송로 추정 수단의 출력으로 하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 5 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단은, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단에 대응해서 마련되고,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 수단에 대응하는 상기 전송로 추정 수단의 출력의, 송신 주파수 대역내 성분의 분산치를 산출하는 대역내 분산 산출 수단과,
상기 대역내 분산 산출 수단에서 산출된 상기 분산치를, 소정의 기준값을 바탕으로 상기 분산치를 신뢰성 정보로 변환하는 신뢰성 정보 변환 수단
을 구비하고,
상기 신뢰성 정보 변환 수단은, 상기 분산치가 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 출력하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 5 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단은, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 수단에 대응해서 마련되고,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 수단에 대응하는 상기 전송로 추정 수단의 출력의, 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값이 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 출력하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 11 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 수단 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 수단에 대응하는 상기 전송로 추정 수단의 출력의, 상기 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값에 따른 가중 계수를 구하는 가중 계수 결정 수단과,
대응하는 상기 전송로 추정 수단의 출력의, 상기 송신 주파수 대역 내의 평균 게인을 구하는 대역내 평균 게인 산출 수단과,
상기 대역내 평균 게인 산출 수단에서 구해진 상기 평균 게인과 상기 가중 계수 결정 수단에서 구해진 상기 가중 계수 및 소정의 기준값을 바탕으로, 신뢰성 정보를 생성하여 출력하는 가중치 부여 연산 수단
을 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 송신 신호는, 다치 VSB(Vestigial Sideband) 변조 방식, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식으로 변조된 것을 특징으로 하는 수신 장치.
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 송신 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 수신하며, 상기 수신한 신호로부터 송신 데이터를 재생하는 수신 방법으로서,
상기 수신한 신호를 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 주파수 변환 단계와,
상기 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 푸리에 변환 단계와,
상기 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과에 기초해서, 해당 상기 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서의 등화를 행하는 주파수축 등화 단계와,
상기 주파수축 등화 단계에 의한 등화 결과를 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 생성하는 역푸리에 변환 단계와,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 단계와,
상기 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수를 푸리에 변환하는 전송로 추정 단계와,
상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 송신 주파수 대역 내의 전송로 진폭 특성의 편차로부터 상기 역푸리에 변환 단계에 의한 역푸리에 변환의 결과의 신뢰성을 나타내는 신뢰성 정보를 생성하는 신뢰성 정보 생성 단계와,
상기 역푸리에 변환 단계에 의한 역푸리에 변환의 결과 및 상기 신뢰성 정보를 바탕으로 비터비 복호 처리를 행하여 상기 송신 데이터를 재생하는 비터비 복호 단계
를 구비하고,
상기 주파수축 등화 단계는, 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과에 기초해서 상기 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에의 변환 결과에 대한 상기 보정을 행하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 14 항에 있어서,
상기 신뢰성 정보 생성 단계는,
상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 상기 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값에 따른 가중 계수를 구하는 가중 계수 결정 단계와,
상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 상기 송신 주파수 대역 내의 평균 게인을 구하는 대역내 평균 게인 산출 단계와,
상기 대역내 평균 게인 산출 단계에서 구해진 상기 평균 게인과, 상기 가중 계수 결정 단계에서 구해진 상기 가중 계수와, 소정의 기준값을 바탕으로, 상기 신뢰성 정보를 생성하는 가중치 부여 연산 단계
를 구비하고,
상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값이 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 생성하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 14 항에 있어서,
상기 신뢰성 정보 생성 단계는,
상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 송신 주파수 대역내 성분의 분산치를 산출하는 대역내 분산 산출 단계와,
소정의 기준값을 바탕으로 상기 대역내 분산 산출 단계에서 산출된 상기 분산치를 상기 신뢰성 정보로 변환하는 신뢰성 정보 변환 단계
를 구비하고,
상기 신뢰성 정보 변환 단계는, 상기 분산치가 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 생성하는
것을 특징으로 하는 수신 방법. - 제 14 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 전송로 추정 단계는,
상기 기지 신호 생성 단계에서 생성된 상기 기지 신호를 필터링하는 전송로 동정 필터 단계와,
상기 소정의 주파수 대역의 신호에 대한 상기 전송로 동정 필터 단계에 의한 필터링의 결과의 오차를 구하는 오차 신호 생성 단계와,
상기 오차 신호 생성 단계에 의해 생성된 상기 오차 신호가 제로가 되도록, 상기 전송로 동정 필터 단계에서 사용하는 필터 계수를 산출하는 동정 필터 계수 산출 단계와,
상기 동정 필터 계수 산출 단계에서 산출된 상기 필터 계수를 푸리에 변환하는 동정 필터 계수 푸리에 변환 단계
를 구비하고,
상기 전송로 동정 필터 단계는, 상기 동정 필터 계수 산출 단계에서 산출된 상기 필터 계수를 이용해서 상기 기지 신호 생성 단계에 의해 생성된 상기 기지 신호를 필터링하며,
상기 동정 필터 계수 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과를 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과로서 이용하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하고, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 방법으로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과를 다이버시티 합성하는 주파수축 다이버시티 합성 단계와,
상기 주파수축 다이버시티 합성 단계에 의한 합성의 결과를 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 생성하는 역푸리에 변환 단계와,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호, 및 상기 기지 신호 생성 단계에서 생성된 상기 기지 신호에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신한 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과를 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 주파수축 합성비 산출 단계를 구비하여,
상기 주파수축 다이버시티 합성 단계는, 상기 주파수축 합성비 산출 단계에서 산출된 상기 합성비에 따라 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과를 합성하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 18 항에 있어서,
상기 주파수축 합성비 산출 단계는,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과를, 그 복소수 공액 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 복소 공액 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 진폭의 2승값을 전력값으로서 산출하는 제 1 내지 제 N 전력 산출 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전력 산출 단계에 의해 산출된 상기 전력값을 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보로 각각 가중치 부여하는 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 단계에 의한 가중치 부여 결과의 총합을 산출하는 전력합 산출 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 복소 공액 단계에 의해 생성된 상기 복소 공액 신호, 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 전력합 산출 단계에서 산출된 총합을 바탕으로, 각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과에 대한 다이버시티 합성비를 산출하는 제 1 내지 제 N 합성비 생성 단계
를 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 컨볼루션 부호화된 송신 데이터를 변조한 신호로, 소정의 기지 신호를 중첩한 송신 신호를 제 1 내지 제 N 안테나(N은 2 이상의 정수)로 수신하고, 다이버시티 합성하여 상기 송신 데이터를 재생하는 수신 방법으로서,
각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호를 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호로 변환하는 제 1 내지 제 N 주파수 변환 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호를 푸리에 변환하는 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나로 수신한 신호가 전송로에서 받은 왜곡을 주파수 영역에서 보정함으로써 주파수 영역에서의 등화를 행하는 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 단계에 의한 등화 결과를 다이버시티 합성하는 등화후 주파수축 다이버시티 합성 단계와,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 단계에 의한 합성 결과를 역푸리에 변환하여 시간 영역에서의 등화 신호를 생성하는 역푸리에 변환 단계와,
상기 송신 신호에 중첩되어 있는 기지 신호를 생성하는 기지 신호 생성 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 소정의 주파수 대역의 신호 및 상기 기지 신호 생성 단계에서 생성된 상기 기지 신호에 기초해서, 각각 상기 제 1 내지 제 N 안테나에 의해 수신하여 신호의 전송로를 추정하여, 상기 전송로의 주파수 특성을 나타내는 계수를 푸리에 변환하는 전송로 추정 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과에 기초해서, 각각 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과의 신뢰성을 나타내는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보를 생성하는 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계와,
각각 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 및 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과를 바탕으로 다이버시티의 합성비를 산출하는 등화후 주파수축 합성비 산출 단계
를 구비하고,
상기 등화후 주파수축 다이버시티 합성 단계는, 상기 등화후 주파수축 합성비 산출 단계에 의해 산출된 상기 합성비에 따라 상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 단계에 의한 등화 결과를 합성하며,
상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 단계는, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과에도 기초해서, 상기 제 1 내지 제 N 푸리에 변환 단계에 대한 상기 보정을 행하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 20 항에 있어서,
상기 등화후 주파수축 합성비 산출 단계는,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의 진폭의 2승값을 전력값으로서 산출하는 제 1 내지 제 N 전력 산출 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전력 산출 단계에 의해 산출된 상기 전력값을 상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보로 각각 가중치 부여하는 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 단계에 의한 가중치 부여의 결과의 총합을 산출하는 전력합 산출 단계와,
상기 제 1 내지 제 N 전력값 가중치 부여 단계에 의한 가중치 부여의 결과 및 상기 전력합 산출 단계에 의해 산출된 상기 총합을 바탕으로 각각 상기 제 1 내지 제 N 주파수축 등화 단계에 의한 등화 결과에 대한 다이버시티 합성비를 산출하는 제 1 내지 제 N 등화후 합성비 생성 단계
를 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 18 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계는, 각각 상기 제 1 내지 제 N 주파수 변환 단계에 대응하고,
상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계 각각은,
상기 기지 신호 생성 단계에 의해 생성된 상기 기지 신호를 필터링하는 전송로 동정 필터 단계와,
대응하는 상기 주파수 변환 단계에 의해 생성된 상기 소정의 주파수 대역의 신호에 대한 상기 전송로 동정 필터 단계에 의한 필터링 결과의 오차를 구하는 오차 신호 생성 단계와,
상기 오차 신호 생성 단계에서 생성된 상기 오차 신호가 제로가 되도록, 상기 전송로 동정 필터 단계에서 사용하는 필터 계수를 산출하는 동정 필터 계수 산출 단계와,
상기 동정 필터 계수 산출 단계에서 산출된 필터 계수를 푸리에 변환하는 동정 필터 계수 푸리에 변환 단계
를 구비하고,
상기 전송로 동정 필터 단계는, 상기 동정 필터 계수 산출 단계에서 산출된 필터 계수를 이용해서 상기 기지 신호 생성 단계에 의해 생성된 상기 기지 신호를 필터링하며,
상기 동정 필터 계수 푸리에 변환 단계에 의한 푸리에 변환의 결과를 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과로서 이용하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 18 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계는, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 대응하고,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 단계에 대응하는 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의, 송신 주파수 대역내 성분의 분산치를 산출하는 대역내 분산 산출 단계와,
상기 대역내 분산 산출 단계에서 산출된 상기 분산치를, 소정의 기준값을 바탕으로 상기 분산치를 신뢰성 정보로 변환하는 신뢰성 정보 변환 단계
를 구비하고,
상기 신뢰성 정보 변환 단계는, 상기 분산치가 작을수록 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 생성하는
것을 특징으로 하는 수신 방법. - 제 18 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계는, 각각 상기 제 1 내지 제 N 전송로 추정 단계에 대응하고,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 단계에 대응하는 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의, 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값이 작을수록, 상기 신뢰성 정보로서 보다 높은 신뢰성을 나타내는 것을 생성하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 24 항에 있어서,
상기 제 1 내지 제 N 신뢰성 정보 생성 단계 각각은,
상기 신뢰성 정보 생성 단계에 대응하는 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의, 상기 송신 주파수 대역 내의 최대 게인과 최소 게인의 차분 절대값에 따른 가중 계수를 구하는 가중 계수 결정 단계와,
대응하는 상기 전송로 추정 단계에 의한 추정 결과의, 상기 송신 주파수 대역 내의 평균 게인을 구하는 대역내 평균 게인 산출 단계와,
상기 대역내 평균 게인 산출 단계에서 구해진 상기 평균 게인과 상기 가중 계수 결정 단계에서 구해진 상기 가중 계수 및 소정의 기준값을 바탕으로, 신뢰성 정보를 생성하는 가중치 부여 연산 단계
를 구비하는
것을 특징으로 하는 수신 방법.
- 제 14 항 내지 제 25 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 송신 신호는, 다치 VSB(Vestigial Sideband) 변조 방식, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식 또는 다치 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식으로 변조된 것을 특징으로 하는 수신 방법.
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| US6081301A (en) | 1999-01-13 | 2000-06-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | DTV circuitry for measuring multipath distortion based on ghosting of data segment synchronizing signals |
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| DE60201162T2 (de) | 2001-11-15 | 2005-11-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Verfahren und Vorrichtung zur OFDM- (orthogonale Frequenzmultiplexierung) Demodulation |
| JP2004096703A (ja) | 2001-11-15 | 2004-03-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ復調方法及びｏｆｄｍ復調装置 |
| KR20030049302A (ko) | 2001-12-14 | 2003-06-25 | 한국전자통신연구원 | 디지털 방송 시스템에서의 기저대역 부호화 장치 및 그를이용한 주파수 변조 방법 |
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| JP2004172699A (ja) * | 2002-11-18 | 2004-06-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法 |
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| JP3662579B2 (ja) | 2003-05-30 | 2005-06-22 | 三菱電機株式会社 | Ｏｆｄｍ信号受信装置及びｏｆｄｍ信号受信方法 |
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| WO2007100186A1 (en) * | 2006-03-02 | 2007-09-07 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| JP2007258794A (ja) | 2006-03-20 | 2007-10-04 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ｏｆｄｍ受信機における雑音低減方法及びその装置 |
| JP2008311868A (ja) * | 2007-06-13 | 2008-12-25 | Toshiba Corp | 受信装置および受信方法 |
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| US8396108B2 (en) | 2008-11-02 | 2013-03-12 | Lg Electronics Inc. | Transmitting/receiving system and method of processing broadcast signal in transmitting/receiving system |
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