WO2011002079A1 - 受信装置、受信方法およびプログラム - Google Patents

受信装置、受信方法およびプログラム Download PDF

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    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability

Definitions

  • the output of the CP removal unit 102 is connected to the DFT unit 103 via a signal line.
  • the output of the DFT unit 103 is connected to each of the equalization filter 106 and the channel estimation unit 104 via a signal line.
  • the output of the channel estimation unit 104 is connected to the weight calculation unit 105 via a signal line.
  • the output of the weight calculation unit 105 is connected to the equalization filter 106 via a signal line.
  • the output of the equalization filter 106 is connected to the IDFT unit 107 via a signal line.
  • the output of the IDFT unit 107 is connected to the bit likelihood calculation unit 108 through a signal line.
  • the output of the bit likelihood calculation unit 108 is connected to the decoder 109 via a signal line.
  • the DFT unit 103 receives the received signal from which the CP has been removed by the CP removing unit 102, performs DFT of N DFT points (N DFT is an integer of 2 or more) on the received signal, and converts the received signal into a frequency domain.
  • the received signal of carrier k (1 ⁇ k ⁇ N DFT ) is output.
  • the bit likelihood calculation unit 108 receives the equalization signal of the time-domain single carrier signal, which is the output of the IDFT unit 107, and calculates the likelihood of the equalization signal for each transmitted bit.
  • the calculated likelihood for each bit is referred to as bit likelihood.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 1 has the following problems.
  • a frequency equalizer is used to suppress multipath interference.
  • this frequency equalizer includes a channel estimation unit 104, a weight calculation unit 105, and an equalization filter 106.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving apparatus according to the present embodiment.
  • the receiving apparatus 1 of the present embodiment will be described as a case of a single carrier receiving apparatus that performs equalization processing by converting a time-domain single carrier signal into i-th frequency domain subcarrier k (i is an integer of 1 or more). To do. Further, the same components as those of the receiving apparatus 100 illustrated in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the receiving apparatus 1 further includes a symbol replica generating unit 10, a DFT unit 11, a residual interference replica generating unit 12, and a subtracting unit 13 with respect to the receiving apparatus 100 described in FIG.
  • Each of weight calculation unit 15, equalization filter 16, and IDFT unit 17 has basically the same configuration as each of weight calculation unit 105, equalization filter 106, and IDFT unit 107 shown in FIG. There are different signal types to be processed.
  • the output of the equalization filter 16 is connected to the subtracting unit 13 through a signal line.
  • the output of the subtracting unit 13 is connected to the IDFT unit 17 through a signal line.
  • the output of the bit likelihood calculation unit 108 is connected to each of the decoder 109, the symbol replica generation unit 10 and the correction coefficient calculation unit 14 via signal lines.
  • the output of the symbol replica generation unit 10 is connected to the DFT unit 11 via a signal line.
  • An output of the DFT unit 11 is connected to the residual interference replica generation unit 12 via a signal line.
  • the MMSE weight W (i) (k) in the i-th repetitive subcarrier k is the channel estimation value H (k) and the correction coefficient ⁇ (i ⁇ ) corresponding to the residual multipath interference in the (i ⁇ 1) -th repetition.
  • W (i) (k) (H * (k)) / ( ⁇ (i ⁇ 1)
  • ⁇ 2 represents noise power.
  • ⁇ ( ⁇ 1) 1.
  • the equalization filter 16 receives the equalization weight calculated by the weight calculation unit 15 and the reception signal of the i-th repeated subcarrier k converted to the frequency domain by the DFT unit 103, and is equal to the reception signal for each subcarrier. By multiplying the equalization weight, the received signal of the i-th repeated subcarrier k is equalized in the frequency domain.
  • the subtraction unit 13 subtracts the residual multipath interference replica generated by the residual interference replica generation unit 12 from the equalized signal that has been equalized by the equalization filter 16 in the frequency domain. Thereby, residual multipath interference is removed.
  • the IDFT unit 17 receives the equalization signal of the i-th subcarrier k in the frequency domain from which the residual multipath interference is removed, which is an output of the subtraction unit 13, and inputs N IDFT points to the input equalization signal. IDFT (N IDFT is an integer of 2 or more) is performed, and the equalized signal from which residual multipath interference is removed is converted into a single carrier signal in the time domain.
  • the symbol replica generation unit 10 receives the bit likelihood calculated by the bit likelihood calculation unit 108 and generates a symbol replica based on the bit likelihood.
  • a method of generating a symbol replica a method of generating a hard decision symbol replica, a method of generating a hard decision symbol replica and multiplying by a predetermined replica weight coefficient (a constant of 1 or less), a method of generating a soft decision symbol replica and so on.
  • the DFT unit 11 receives the symbol replica generated by the symbol replica generation unit 10 as input, performs DFT of N DFT points (N DFT is an integer of 2 or more) on the symbol replica, and converts the symbol replica to the i th repetition of the frequency domain Convert to subcarrier k.
  • the residual interference replica generation unit 12 includes a symbol replica of the i-th repeated subcarrier k converted to the frequency domain by the DFT unit 11, and a channel of the i-th repeated subcarrier k of the frequency domain estimated by the channel estimation unit 104.
  • the estimated value and the equalization weight calculated by the weight calculation unit 15 are input, and a residual multipath interference replica is generated using these values.
  • the correction coefficient calculation unit 14 receives the bit likelihood calculated by the bit likelihood calculation unit 108 and calculates a correction coefficient ⁇ (i ⁇ 1) corresponding to the residual multipath interference using the bit likelihood.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the residual interference replica generation unit 12.
  • the residual interference replica generation unit 12 includes a first multiplication unit 20, an average unit 21, a subtraction unit 22, and a second multiplication unit 23.
  • the output of the first multiplication unit 20 is connected to each of the subtraction unit 22 and the averaging unit 21 via signal lines.
  • the output of the subtractor 22 is connected to the second multiplier 23 via a signal line.
  • the first multiplier 20 receives the channel estimation value of the i-th iterative subcarrier k in the frequency domain estimated by the channel estimation unit 104 and the equalization weight calculated by the weight calculation unit 15 as input, and equalizes the channel estimation value.
  • the equalized channel gain is calculated by multiplying the weight for each subcarrier.
  • the averaging unit 21 calculates the average post-equalization channel gain, which is the channel gain after the average equalization, by averaging the post-equalization channel gain calculated by the first multiplication unit 20 by subcarriers for NDFT points. .
  • the subtracting unit 22 calculates residual multipath interference by subtracting the average post-equalization channel gain calculated by the average unit 21 from the post-equalization channel gain calculated by the first multiplication unit 20.
  • the second multiplication unit 23 receives the residual multipath interference calculated by the subtraction unit 22 and the symbol replica converted to the frequency domain by the DFT unit 11 and multiplies the residual multipath interference by the symbol replica to thereby obtain the residual multipath interference.
  • a multipath interference replica is generated, and the residual multipath interference replica is sent to the subtraction unit 13 shown in FIG.
  • the residual multipath interference replica M (i) (k) generated by the residual interference replica generation unit 12 has an average equalized channel gain G (i) .
  • M (i) (k) [W (i) (k) H (i) (k) -G (i) ] S (i-1) (k) (8)
  • S (i ⁇ 1) (k) indicates a symbol replica that has been converted to the frequency domain by the DFT unit 11 in subcarrier k, repeating (i ⁇ 1) th.
  • M (0) 1.
  • FIG. 3 schematically shows a state in which residual multipath interference is extracted by the subtraction unit 22 for easy understanding.
  • the equalized channel gain and the average equalized channel gain are represented by rectangles A1 to A5 and B1 to B5, respectively. It is assumed that the heights of the rectangles A1 to A5 and B1 to B5 represent the gain level.
  • the equalized channel gain rectangles A1, A3, and A5 are higher than the average equalized channel gain rectangles B1 to B5. Since the average equalized channel gain is averaged by the average unit 21, the change in height of the rectangles B1 to B5 is more gradual than the rectangles A1 to A5 of the equalized channel gain.
  • the subtracting unit 22 subtracts the average post-equalization channel gain from the post-equalization channel gain to extract rectangles C1 to C5 representing residual multipath interference.
  • the height of the rectangles C1 to C5 represents the level of residual multipath interference, and is the height obtained by subtracting the heights of the rectangles B1 to B5 from the heights of the rectangles A1 to A5.
  • the post-equalization channel gain is larger than the average post-equalization channel gain, but the post-equalization channel gain may be larger than the post-equalization channel gain.
  • the second multiplication unit 23 multiplies the residual multipath interference corresponding to the rectangles C1 to C5 by the symbol replica converted into the frequency domain by the DFT unit 11 to generate a residual multipath interference replica.
  • residual multipath interference replicas are represented by rectangles C1 to C5.
  • the subtracting unit 13 outputs the equalized channel signal (residual) as output from the equalization filter 16.
  • the residual multipath interference replicas (rectangles C1 to C5) generated by the residual interference replica generation unit 12 are subtracted from the equalized channel signal including residual multipath interference output from the equalization filter 16.
  • the subtracting unit 13 outputs an equalized channel signal from which the residual multipath interference corresponding to the residual multipath interference replica is removed.
  • the receiving apparatus 1 gradually removes the residual multipath interference, and finally, a decoding result in which the residual multipath interference is significantly reduced is obtained. Therefore, it is preferable to perform selection processing that validates only the final decoding result after the end of the iterative processing after the decoder 109.
  • a switch is provided between the bit likelihood calculation unit 108 and the decoder 109, this switch is opened during the execution of the iterative process, this switch is closed when the iterative process is completed, and only the final result is decoded. 109 may be input.
  • the equalization filter 16 in order to execute the most characteristic processing, at least the equalization filter 16, the subtraction unit 13, the channel estimation unit 104, the weight calculation unit 15, the residual, among the configurations shown in FIG.
  • the interference replica generation unit 12 and the correction coefficient calculation unit 14 may be provided.
  • residual multipath can be reduced even when a frequency equalizer using MMSE weights is used.

Abstract

　本発明の受信装置は、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定するチャネル推定部（１０４）と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を計算する補正係数計算部（１４）と、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部（１５）と、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタ（１６）と、周波数領域に変換したシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部（１２）と、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する減算部（１３）と、を有する。

Description

受信装置、受信方法およびプログラム
　本発明は、受信装置、受信方法およびプログラムに関する。
　次世代移動通信の上りリンク無線方式では、広カバレッジ化のために、端末では高い送信電力効率を実現する必要がある。このためピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak　to　Average　Power　Ratio）を小さく抑えることができるシングルキャリア方式が有力視されている。
　また、次世代移動通信では、高速データ伝送を実現することが重要であり、シングルキャリア信号を用いて高速データ伝送を行うとマルチパスによるシンボル間干渉、すなわちマルチパス干渉が問題になる。
　このマルチパス干渉を抑圧する方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法に線形等化器がある。この線形等化器による線形等化処理を周波数領域の信号処理で行い、演算量を大幅に削減可能な周波数イコライザが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。
　非特許文献１に開示されたシングルキャリア受信装置１００の構成を図１に示す。非特許文献１のシングルキャリア受信装置１００は、受信アンテナ１０１、サイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic　Prefix）除去部１０２、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete　Fourier　Transform）部１０３、チャネル推定部１０４、ウェイト計算部１０５、等化フィルタ１０６、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse　Discrete　Fourier　Transform）部１０７、ビット尤度計算部１０８、および復号器１０９を有する構成である。
　図１に示すように、ＣＰ除去部１０２の出力が信号線を介してＤＦＴ部１０３に接続されている。ＤＦＴ部１０３の出力が信号線を介して等化フィルタ１０６およびチャネル推定部１０４のそれぞれに接続されている。チャネル推定部１０４の出力が信号線を介してウェイト計算部１０５に接続されている。ウェイト計算部１０５の出力が信号線を介して等化フィルタ１０６に接続されている。等化フィルタ１０６の出力が信号線を介してＩＤＦＴ部１０７に接続されている。ＩＤＦＴ部１０７の出力が信号線を介してビット尤度計算部１０８に接続されている。ビット尤度計算部１０８の出力が信号線を介して復号器１０９に接続されている。
　次に、受信装置１００の各構成の動作を説明する。
　受信アンテナ１０１は、時間領域のシングルキャリア信号を受信する。
　ＣＰ除去部１０２は、受信アンテナ１０１で受信された、時間領域のシングルキャリア信号を入力とし、時間領域のシングルキャリア信号からＣＰに相当する部分を除去する。
　ＤＦＴ部１０３は、ＣＰ除去部１０２でＣＰが除去された受信信号を入力とし、その受信信号に対してＮＤＦＴポイント（ＮＤＦＴは２以上の整数）のＤＦＴを行い、周波数領域に変換したサブキャリアｋ（１≦ｋ≦ＮDFT）の受信信号を出力する。
　チャネル推定部１０４は、ＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換されたサブキャリアｋのリファレンス受信信号を入力とし、予め記憶しているリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定する。
　例えば、サブキャリアｋのチャネル推定値Ｈ（ｋ）は、
　Ｈ（ｋ）＝ＲＲＳ（ｋ）Ｘ＊（ｋ）　　　・・・（１）
で計算される。ここで、Ｘ（ｋ）はリファレンス信号であり、ＲＲＳ（ｋ）はＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換されたリファレンス受信信号であり、添え字＊は複素共役を示す。
　ウェイト計算部１０５は、チャネル推定部１０４で推定された周波数領域のサブキャリアｋのチャネル推定値を入力とし、等化ウェイトを計算する。ウェイト計算部１０５の等化ウェイトの算出には、一般に最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum　Mean　Square　Error)法が用いられる。サブキャリアｋにおけるＭＭＳＥウェイトＷ（ｋ）は、チャネル推定値Ｈ（ｋ）を用いて、
　Ｗ（ｋ）＝（Ｈ＊（ｋ））／（｜Ｈ（ｋ）｜２＋σ２）　　　・・・（２）
で計算される。ここで、σ２は雑音電力を示す。
　等化フィルタ１０６は、ウェイト計算部１０５で計算された等化ウェイトおよびＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換されたサブキャリアｋの受信信号を入力とし、サブキャリア毎に等化ウェイトを乗算することにより、周波数領域でサブキャリアｋの受信信号の等化処理を行う。
　ＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換されたデータ受信信号をＲＤ（ｋ）とし、ウェイト計算部１０５で計算された等化ウェイトをＷ（ｋ）とすると、等化フィルタ１０６で等化処理が行われた信号である等化信号Ｙ（ｋ）は、
　Ｙ（ｋ）＝Ｗ（ｋ）ＲＤ（ｋ）　　　・・・（３）
で計算される。
　ＩＤＦＴ部１０７は、等化フィルタ１０６で等化処理の行われた、周波数領域のサブキャリアｋの等化信号を入力とし、その等化信号に対してＮＩＤＦＴポイント（ＮＩＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、等化信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。
　ビット尤度計算部１０８は、ＩＤＦＴ部１０７の出力である、時間領域のシングルキャリア信号の等化信号を入力とし、その等化信号について、送信されたビット毎に尤度を計算する。以下では、算出された、ビット毎の尤度をビット尤度と称する。
　復号器１０９は、ビット尤度計算部１０８で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度を用いて誤り訂正復号を行う。
　また、特許文献１には、ダイバーシチ受信によってシングルキャリア伝送を行う受信装置が開示されている。なお、非特許文献１および特許文献１は、以下の通りである。
特開２００１－３０８７６３号公報 Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ，Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ，Ａ．Ｂｅｎｙａｍｉｎ－Ｓｅｅｙａｒ，ａｎｄ　Ｂ．Ｅｉｄｓｏｎ，"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉｎ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｓｉｎｇｌｅ－Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｂｒｏａｄｂａｎｄ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎ．Ｍａｇ．，ｖｏｌ．４０，ｎｏ．４，ｐｐ．５８－６６，Ａｐｒ．２００２．
　図１に示した受信装置には、以下のような問題点がある。時間領域のシングルキャリア信号を用いて、高速データ伝送を行う場合、マルチパス干渉を抑圧するために周波数イコライザが用いられる。この周波数イコライザは、図１に示した受信装置では、チャネル推定部１０４、ウェイト計算部１０５、および等化フィルタ１０６によって構成されている。
　このとき、ウェイト計算部１０５においてＭＭＳＥウェイトを用いただけの周波数イコライザでは、周波数選択性を完全に補償することはできない。そのため、等化後の受信信号にマルチパス干渉が残留し、特性が劣化するという問題がある。
　本発明の目的の一つは、ＭＭＳＥウェイトを用いた周波数イコライザを用いながら残留マルチパスを低減させることが可能な受信装置、受信方法およびプログラムを提供することである。
　本発明の一側面の受信装置は、シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、シングルキャリア信号が時間領域から周波数領域に変換されたリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定するチャネル推定部と、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出する補正係数計算部と、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部と、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号に等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタと、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値、および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部と、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する第１の減算部と、を有する構成である。
　本発明の一側面の受信方法は、シングルキャリア信号を受信する受信装置が行う受信方法であって、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算するものである。
　本発明の一側面の記録媒体は、シングルキャリア信号を受信する受信装置の信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体であって、シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、チャネル推定値と補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、チャネル推定値および等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、等化信号から残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する処理を信号処理部に実行させるためのプログラムを記録したものである。
図１は非特許文献１の受信装置のブロック構成図である。 図２は本発明の実施形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。 図３は図２の残留干渉レプリカ生成部の一構成例を示すブロック図である。 図４は本実施形態の受信装置の動作を説明するための図である。 図５は図２の補正係数計算部の一構成例を示すブロック図である。
　（本実施形態の受信装置の構成の説明）
　本発明の実施形態の受信装置の構成を説明する。図２は本実施形態の受信装置の一構成例を示すブロック図である。
　本実施形態の受信装置１が、時間領域のシングルキャリア信号を周波数領域の第ｉ（ｉは１以上の整数）繰り返しサブキャリアｋに変換して等化処理を行うシングルキャリア受信装置の場合として説明する。また、図１に示した受信装置１００と同様な構成については同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。
　図２に示すように、受信装置１は、図１を参照して説明した受信装置１００と同様に、受信アンテナ１０１、ＣＰ除去部１０２、ＤＦＴ部１０３、チャネル推定部１０４、ビット尤度計算部１０８、および復号器１０９を有する。
　受信装置１は、図１で説明した受信装置１００に対して、シンボルレプリカ生成部１０、ＤＦＴ部１１、残留干渉レプリカ生成部１２、および減算部１３をさらに有する。なお、ウェイト計算部１５、等化フィルタ１６、およびＩＤＦＴ部１７のそれぞれは、図１に示したウェイト計算部１０５、等化フィルタ１０６、およびＩＤＦＴ部１０７のそれぞれと基本的には同様な構成であるが、処理対象の信号種別が異なる。
　図２に示すように、受信装置１では、等化フィルタ１６の出力が信号線を介して減算部１３に接続されている。減算部１３の出力が信号線を介してＩＤＦＴ部１７に接続されている。ビット尤度計算部１０８の出力が信号線を介して復号器１０９、シンボルレプリカ生成部１０および補正係数計算部１４のそれぞれに接続されている。シンボルレプリカ生成部１０の出力が信号線を介してＤＦＴ部１１に接続されている。ＤＦＴ部１１の出力が信号線を介して残留干渉レプリカ生成部１２に接続されている。
　チャネル推定部１０４の出力が信号線を介してウェイト計算部１５および残留干渉レプリカ生成部１２のそれぞれと接続されている。補正係数計算部１４の出力が信号線を介してウェイト計算部１５に接続されている。ウェイト計算部１５の出力が信号線を介して等化フィルタ１６および残留干渉レプリカ生成部１２のそれぞれと接続されている。残留干渉レプリカ生成部１２の出力が信号線を介して減算部１３に接続されている。
　（本実施形態の受信装置１の動作の説明）
　次に、本実施形態の受信装置１の動作について説明する。ここでは、図１に示した受信装置１００と同様な動作についての説明を省略する。
　ウェイト計算部１５は、チャネル推定部１０４で推定された周波数領域の第ｉ繰り返しサブキャリアｋのチャネル推定値および補正係数計算部１４で計算された残留マルチパス干渉に対応した補正係数を入力とし、チャネル推定値および補正係数を用いて等化ウェイトを計算する。
　このとき第ｉ繰り返しサブキャリアｋにおけるＭＭＳＥウェイトＷ（ｉ）（ｋ）は、チャネル推定値Ｈ（ｋ）と、第（ｉ－１）繰り返しにおける残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ（ｉ－１）を用いて、
　Ｗ（ｉ）（ｋ）＝（Ｈ＊（ｋ））／（ρ（ｉ－１）｜Ｈ（ｋ）｜２＋σ２）　　　・・・（４）
で計算される。ここで、σ２は雑音電力を示す。ただし、ρ（－１）＝１である。
　等化フィルタ１６は、ウェイト計算部１５で計算された等化ウェイトおよびＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換された第ｉ繰り返しのサブキャリアｋの受信信号を入力とし、サブキャリア毎に受信信号と等化ウェイトを乗算することにより、周波数領域で第ｉ繰り返しのサブキャリアｋの受信信号の等化処理を行う。
　ＤＦＴ部１０３で周波数領域に変換された第ｉ繰り返しのサブキャリアｋの受信信号をＲＤ（ｋ）とし、ウェイト計算部１５で計算された等化ウェイトをＷ（ｉ）（ｋ）とすると、等化フィルタ１６で等化処理を行った等化信号Ｙ（ｉ）（ｋ）は、
　Ｙ（ｉ）（ｋ）＝Ｗ（ｉ）（ｋ）ＲＤ（ｋ）　　　・・・（５）
で計算される。
　減算部１３は、等化フィルタ１６で等化処理が行われた等化信号から残留干渉レプリカ生成部１２で生成された残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する。これにより、残留マルチパス干渉が除去される。
　このとき、残留干渉レプリカ生成部１２で生成された残留マルチパス干渉レプリカをＭ（ｉ）（ｋ）とすると、減算部１３で残留マルチパス干渉が除去された後の信号である等化信号Ｙ（ｉ） ｒｍｖ（ｋ）は、
　Ｙ（ｉ） ｒｍｖ（ｋ）＝Ｙ（ｉ）（ｋ）－Ｍ（ｉ）（ｋ）　　　・・・（６）
で表される。
　ＩＤＦＴ部１７は、減算部１３の出力である、残留マルチパス干渉が除去された、周波数領域の第ｉ繰り返しのサブキャリアｋの等化信号を入力とし、入力された等化信号にＮＩＤＦＴポイント（ＮＩＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、残留マルチパス干渉を除去した等化信号を時間領域のシングルキャリア信号に変換する。
　シンボルレプリカ生成部１０は、ビット尤度計算部１０８で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカを生成する方法としては、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数（１以下の定数）を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などがある。
　また、図２の構成では復調後のビットからシンボルレプリカを生成する方法を用いる場合で記載しているが、高精度なレプリカ生成を行うために誤り訂正後のビットからシンボルレプリカを生成する方法を用いてもよい。
　ＤＦＴ部１１は、シンボルレプリカ生成部１０で生成されたシンボルレプリカを入力とし、シンボルレプリカにＮＤＦＴポイント（ＮＤＦＴは２以上の整数）のＤＦＴを行い、シンボルレプリカを周波数領域の第ｉ繰り返しのサブキャリアｋに変換する。
　残留干渉レプリカ生成部１２は、ＤＦＴ部１１で周波数領域に変換された第ｉ繰り返しのサブキャリアｋのシンボルレプリカと、チャネル推定部１０４で推定された周波数領域の第ｉ繰り返しのサブキャリアｋのチャネル推定値と、ウェイト計算部１５で計算された等化ウェイトを入力とし、これらの値を用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する。
　補正係数計算部１４は、ビット尤度計算部１０８で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度を用いて残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ（ｉ－１）を計算する。
　（残留干渉レプリカ生成部１２の構成の説明）
　次に、残留干渉レプリカ生成部１２の構成について図３を参照して説明する。図３は、残留干渉レプリカ生成部１２の一構成例を示すブロック図である。残留干渉レプリカ生成部１２は、第一乗算部２０、平均部２１、減算部２２、および第二乗算部２３を有する構成である。
　図３に示すように、第一乗算部２０の出力が信号線を介して減算部２２および平均部２１のそれぞれに接続されている。減算部２２の出力が信号線を介して第二乗算部２３に接続されている。
　（残留干渉レプリカ生成部１２の動作の説明）
　次に、残留干渉レプリカ生成部１２の動作について図３を参照して説明する。
　第一乗算部２０は、チャネル推定部１０４で推定された周波数領域の第ｉ繰り返しサブキャリアｋのチャネル推定値およびウェイト計算部１５で計算された等化ウェイトを入力とし、チャネル推定値と等化ウェイトをサブキャリア毎に乗算することにより、等化後チャネル利得を算出する。
　平均部２１は、第一乗算部２０で計算された等化後チャネル利得をＮＤＦＴポイント分サブキャリアで平均することで、平均等化後のチャネル利得である平均等化後チャネル利得を算出する。
　減算部２２は、第一乗算部２０で計算された等化後チャネル利得から平均部２１で計算された平均等化後チャネル利得を減算することにより、残留マルチパス干渉を算出する。
　第二乗算部２３は、減算部２２で計算された残留マルチパス干渉およびＤＦＴ部１１で周波数領域に変換されたシンボルレプリカを入力とし、残留マルチパス干渉とシンボルレプリカとを乗算することにより、残留マルチパス干渉レプリカを生成し、図２に示した減算部１３へ残留マルチパス干渉レプリカを送る。
　残留干渉レプリカ生成部１２で生成した残留マルチパス干渉レプリカＭ（ｉ）（ｋ）は、平均等化後チャネル利得をＧ（ｉ）とすると、
Ｇ（ｉ）＝（１／ＮDFT）Σｋ＝１　ｔｏ　ＮＤＦＴＷ（ｉ）（ｋ）Ｈ（ｉ）（ｋ）　　　・・・（７）
Ｍ（ｉ）（ｋ）＝［Ｗ（ｉ）（ｋ）Ｈ（ｉ）（ｋ）－Ｇ（ｉ）］Ｓ（ｉ－１）（ｋ）　　　・・・（８）
で表される。ここで、Ｓ（ｉ－１）（ｋ）は、第（ｉ－１）繰り返し、サブキャリアｋにおける、ＤＦＴ部１１で周波数領域に変換されたシンボルレプリカを示す。ただし、Ｍ（０）＝１である。
　なお、図３では、説明を分り易くするために、減算部２２により残留マルチパス干渉を抽出する様子を模式的に示している。等化後チャネル利得と平均等化後チャネル利得とをそれぞれ長方形Ａ１～Ａ５，Ｂ１～Ｂ５で表している。長方形Ａ１～Ａ５，Ｂ１～Ｂ５の高さが利得のレベルを表しているものとする。図３に示す例では、等化後チャネル利得の長方形Ａ１，Ａ３，Ａ５が平均等化後チャネル利得の長方形Ｂ１～Ｂ５よりも高くなっている。平均等化後チャネル利得は、平均部２１によって平均化されているため、長方形Ｂ１～Ｂ５の高さの変化は、等化後チャネル利得の長方形Ａ１～Ａ５と比べると緩やかである。
　減算部２２では、等化後チャネル利得から平均等化後チャネル利得を減算することによって、残留マルチパス干渉を表す長方形Ｃ１～Ｃ５が抽出される。長方形Ｃ１～Ｃ５の高さは残留マルチパス干渉のレベルを表しており、長方形Ａ１～Ａ５の高さから長方形Ｂ１～Ｂ５の高さを減算した高さである。この例では、等化後チャネル利得が平均等化後チャネル利得よりも大きいが、平均等化後チャネル利得が等化後チャネル利得よりも大きい場合もある。
　第二乗算部２３では、長方形Ｃ１～Ｃ５に相当する残留マルチパス干渉とＤＦＴ部１１で周波数領域に変換したシンボルレプリカとを乗算することよって、残留マルチパス干渉レプリカが生成される。図３では、残留マルチパス干渉レプリカを長方形Ｃ１～Ｃ５で表している。
　（受信装置１による、残留マルチパス干渉除去の動作の説明）
　このようにして、残留干渉レプリカ生成部１２により残留マルチパス干渉レプリカが生成されると、図４に示すように、減算部１３によって、等化フィルタ１６から出力される等化後チャネル信号（残留マルチパス干渉含む）から残留マルチパス干渉レプリカを減算することより、残留マルチパス干渉を除去した等化後チャネル信号が得られる。
　図４においても説明を分り易くするために、残留マルチパス干渉を含む等化後チャネル信号と残留マルチパス干渉レプリカを減算した等化後チャネル信号とをそれぞれ長方形によって表している。
　残留干渉レプリカ生成部１２で生成された残留マルチパス干渉レプリカ（長方形Ｃ１～Ｃ５）が、等化フィルタ１６から出力された残留マルチパス干渉を含む等化後チャネル信号から減算される。これにより、減算部１３からは残留マルチパス干渉レプリカ分の残留マルチパス干渉が除去された等化後チャネル信号が出力される。
　受信装置１は、以上の処理をｉ回繰り返し行う。すなわち、減算部１３→ＩＤＦＴ部１７→ビット尤度計算部１０８→シンボルレプリカ生成部１０→ＤＦＴ部１１→残留干渉レプリカ生成部１２→減算部１３→…という処理と、減算部１３→ＩＤＦＴ部１７→ビット尤度計算部１０８→補正係数計算部１４→ウェイト計算部１５→等化フィルタ１６および残留干渉レプリカ生成部１２→減算部１３→…という処理を、それぞれｉ回繰り返し行う。
　これにより１回の処理では除去し切れない残留マルチパス干渉をｉ回の繰り返し処理により低減させることができる。
　（補正係数計算部１４の構成の説明）
　次に、補正係数計算部１４の構成について図５を参照して説明する。図５は、補正係数計算部１４の一構成例を示すブロック図である。補正係数計算部１４は、硬判定シンボルレプリカ生成部３０、軟判定シンボルレプリカ生成部３１、第一電力計算部３２、第二電力計算部３３、減算部３４、および加算部３５を有する構成である。
　図５に示すように、硬判定シンボルレプリカ生成部３０の出力が第一電力計算部３２に接続されている。第一電力計算部３２の出力が減算部３４に接続されている。軟判定シンボルレプリカ生成部３１の出力が第二電力計算部３３に接続されている。第二電力計算部３２の出力が減算部３４に接続されている。減算部３４の出力が加算部３５に接続されている。
　（補正係数計算部１４の動作の説明）
　次に、補正係数計算部１４の動作について図５を参照して説明する。硬判定シンボルレプリカ生成部３０は、ビット尤度計算部１０８で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づいて硬判定シンボルレプリカを生成する。第一電力計算部３２は、硬判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する。
　ここで、硬判定シンボルレプリカについて説明する。ビット尤度に対して所定の閾値を予め設定し、ビット尤度がその閾値以上またはその閾値を超えた場合、「１」と判定したシンボルレプリカを生成し、ビット尤度がその閾値未満またはその閾値以下の場合、「０」と判定したシンボルレプリカを生成する。硬判定シンボルレプリカは、このようにして生成されるシンボルレプリカである。
　軟判定シンボルレプリカ生成部３１は、ビット尤度計算部１０８で計算されたビット尤度を入力とし、ビット尤度に基づく軟判定シンボルレプリカを生成する。第二電力計算部３３は、軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する。
　ここで、軟判定シンボルレプリカとは、ビット尤度のレベルに比例した判定値を有するシンボルレプリカである。
　減算部３４は、第一電力計算部３２で計算された硬判定シンボルレプリカの電力から第二電力計算部３３で計算された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に減算する。
　加算部３５は、減算部３４でシンボル毎に減算された結果をＮＤＦＴシンボル分加算することにより、残留マルチパス干渉に対応した補正係数ρ（ｉ－１）を算出し、図２に示したウェイト計算部１５へ補正係数ρ（ｉ－１）を送る。
　本実施形態によれば、チャネル推定値と等化ウェイトから算出した等化後チャネル利得を用いて残留マルチパス干渉を計算し、等化ウェイト、等化フィルタおよび残留マルチパス干渉除去の繰り返し処理を行うことにより、残留マルチパス干渉を除去することで優れた受信特性を実現することができる。
　（他の実施の形態）
　本発明の実施形態は、その要旨を逸脱しない限り、様々に変更が可能である。例えば、上述した実施形態では、時間領域信号から周波数領域信号への変換をＤＦＴ、周波数領域信号から時間領域信号への変換をＩＤＦＴで行っているが、これを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast　Fourier　Transform）、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse　Fast　Fourier　Transform）あるいは他の信号変換アルゴリズムを用いてもよい。
　また、送受信アンテナが各１本ずつであることを想定したシングルキャリア受信装置として例示しているが、送受信アンテナがそれぞれ複数あるＭＩＭＯ(Multiple　Input　Multiple　Output)方式あるいは受信アンテナが複数あるダイバーシチ受信方式としてもよい。
　さらに、移動通信システムの基地局無線装置および移動局無線装置のいずれにも適用できる。
　また、上述の実施形態では、サブキャリアｋの繰り返し数ｉと等しい繰り返し数ｉによって残留マルチパス干渉を除去するとして説明した。これは最も好ましい繰り返し回数を示したものであり、繰り返し回数をこれに限定するものではない。また、上述したように、繰り返し数ｉが２以上であることが望ましいが、ｉ＝１であっても、受信信号から残留マルチパス干渉が一部でも除去されるため、背景技術で説明した方法に比べて、受信特性が向上する効果が得られる。
　また、受信装置１では、上述した繰り返し処理を重ねる毎に、残留マルチパス干渉が徐々に除去されて最終的には、大幅に残留マルチパス干渉が低減された復号結果になる。よって、復号器１０９の後段では、繰り返し処理が終了後の最終的な復号結果のみを有効とするような選択処理を行うことが好ましい。あるいは、ビット尤度計算部１０８と復号器１０９との間にスイッチを設け、繰り返し処理の実行中はこのスイッチを開放し、繰り返し処理が終了した時点でこのスイッチを閉じ、最終結果のみを復号器１０９に入力するようにしてもよい。
　また、本実施形態の受信装置の構成と動作を、機能ブロック図を参照して説明したが、受信装置１の一部の機能が、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）がプログラムを実行することで実現されるようにしてもよい。例えば、プログラムを格納したメモリ（不図示）およびプログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ（不図示）を含む信号処理部（不図示）が受信装置に予め設けられ、ＣＰＵがプログラムを実行することで、図２に示した等化フィルタ１６、減算部１３、チャネル推定部１０４、ウェイト計算部１５、残留干渉レプリカ生成部１２および補正係数計算部１４が受信装置に仮想的に構成される。この場合、本実施形態の受信方法における信号処理の内容が記述されたプログラムだけでなく、このプログラムを記録した記録媒体も本発明の対象となる。
　さらに、本発明の受信装置において、最も特徴となる処理を実行するには、図２に示した構成のうち、少なくとも等化フィルタ１６、減算部１３、チャネル推定部１０４、ウェイト計算部１５、残留干渉レプリカ生成部１２および補正係数計算部１４があればよい。
　本発明の効果の一例として、ＭＭＳＥウェイトを用いた周波数イコライザを用いても残留マルチパスを低減させることができる。
　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　なお、この出願は、２００９年７月２日に出願された日本出願の特願２００９－１５７８４４の内容が全て取り込まれており、この日本出願を基礎として優先権を主張するものである。
　１　　受信装置
　１０　　シンボルレプリカ生成部
　１１　　ＤＦＴ部
　１２　　残留干渉レプリカ生成部
　１３、２２、３４　　減算部
　１４　　補正係数計算部
　１５　　ウェイト計算部
　１６　　等化フィルタ
　１７　　ＩＤＦＴ部
　２０　　第一乗算部
　２１　　平均部
　２３　　第二乗算部
　３０　　硬判定シンボルレプリカ生成部
　３１　　軟判定シンボルレプリカ生成部
　３２　　第一電力計算部
　３３　　第二電力計算部
　３５　　加算部

Claims (7)

  1. 　シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、
    　前記シングルキャリア信号が時間領域から周波数領域に変換されたリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定するチャネル推定部と、
    　ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出する補正係数計算部と、
    　前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出するウェイト計算部と、
    　前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号に等化処理を行って等化信号を生成する等化フィルタと、
    　周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値、および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成する残留干渉レプリカ生成部と、
    　前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する第１の減算部と、
    を有する受信装置。
  2. 　請求項１記載の受信装置において、
    　前記残留干渉レプリカ生成部は、
    　前記チャネル推定部で推定された周波数領域のチャネル推定値と前記ウェイト計算部で計算された等化ウェイトとを乗算することにより、等化後チャネル利得を求める第一乗算部と、
    　前記第一乗算部で算出された等化後チャネル利得をサブキャリア平均することにより、平均等化後チャネル利得を求める平均部と、
    　前記第一乗算部で算出された等化後チャネル利得から上記平均部で算出された平均等化後チャネル利得を減算することにより、残留マルチパス干渉を求める第２の減算部と、
    　前記第２の減算部で算出された残留マルチパス干渉と周波数領域に変換されたシンボルレプリカとを乗算することにより、前記残留マルチパス干渉レプリカを生成する第二乗算部と、
    を有する受信装置。
  3. 　請求項１または２記載の受信装置において、
    　前記補正係数計算部は、
    　前記ビット尤度から硬判定シンボルレプリカを生成する硬判定シンボルレプリカ生成部と、
    　前記硬判定シンボルレプリカ生成部で生成された硬判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する第一電力計算部と、
    　前記ビット尤度から軟判定シンボルレプリカを生成する軟判定シンボルレプリカ生成部と、
    　前記軟判定シンボルレプリカ生成部で生成された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に計算する第二電力計算部と、
    　前記第一電力計算部で算出された硬判定シンボルレプリカの電力から前記第二電力計算部で算出された軟判定シンボルレプリカの電力をシンボル毎に減算する第３の減算部と、
    　前記第３の減算部でシンボル毎に減算した結果をシンボル分加算することにより、残留マルチパス干渉を考慮した前記補正係数を算出する加算部と、
    を有する受信装置。
  4. 　請求項１または２記載の受信装置において、
    　前記ウェイト計算部、前記等化フィルタ、前記残留干渉レプリカ生成部および前記第１の減算部は、周波数領域の繰り返し処理により、残留マルチパス干渉を除去する、受信装置。
  5. 　請求項１記載の受信装置において、
    　前記ウェイト計算部は、残留マルチパス干渉を考慮した前記補正係数を用いて最小平均自乗誤差法に基づいて前記等化ウェイトを算出する、受信装置。
  6. 　シングルキャリア信号を受信する受信装置が行う受信方法であって、
    　前記シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、
    　ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、
    　前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、
    　前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、
    　周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、
    　前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する、受信方法。
  7. 　シングルキャリア信号を受信する受信装置の信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体であって、
    　前記シングルキャリア信号を周波数領域に変換したリファレンス受信信号と予め記憶したリファレンス信号との相関処理によりチャネル推定値を推定し、
    　ビット尤度から残留マルチパス干渉に対応した補正係数を算出し、
    　前記チャネル推定値と前記補正係数とを用いて等化ウェイトを算出し、
    　前記等化ウェイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行って等化信号を生成し、
    　周波数領域に変換されたシンボルレプリカ、前記チャネル推定値および前記等化ウェイトを用いて残留マルチパス干渉レプリカを生成し、
    　前記等化信号から前記残留マルチパス干渉レプリカを周波数領域で減算する処理を前記信号処理部に実行させるためのプログラムを記録した記録媒体。
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