JP2006060498A - 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送において放送波中継によるＳＦＮを実現する際の、親局波受信におけるマルチパス波、親局波の信号帯域内に混入する同一チャンネル干渉波、及び送受アンテナ問での電波の回り込み波を除去する干渉キャンセラ、及びそれを用いて親局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供する。
【解決手段】 複数のアレー素子で構成されるアレー受信手段１のアレーアンテナによって受信されて出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号に対してそれぞれアレー合成用フィルタ手段２の適応フィルタによるフィルタ処理を施し、それらの出力をアレー合成手段３により合成したアレー合成信号と、出力信号に帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタによるフィルタ処理を施して作成した帰還信号とを帰還信号合成手段４により合成して出力信号を生成する。帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタのフィルタ係数は、回り込み波のキャンセル残差をＩＦＦＴすること等により生成される。
【選択図】図１
【解決手段】 複数のアレー素子で構成されるアレー受信手段１のアレーアンテナによって受信されて出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号に対してそれぞれアレー合成用フィルタ手段２の適応フィルタによるフィルタ処理を施し、それらの出力をアレー合成手段３により合成したアレー合成信号と、出力信号に帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタによるフィルタ処理を施して作成した帰還信号とを帰還信号合成手段４により合成して出力信号を生成する。帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタのフィルタ係数は、回り込み波のキャンセル残差をＩＦＦＴすること等により生成される。
【選択図】図１
Description
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に関わり、特にＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）において放送波中継を行う中継局にて、ＯＦＤＭ受信信号に含まれる親局波以外の干渉波成分を除去するための干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置に関する。
従来の干渉除去技術としては、フェージング環境における受信特性を向上させマルチパス干渉を除去するダイバーシティ技術、マルチパス干渉及び希望波とは相関のない同一チャンネルの干渉波を除去するアダプティブアレーアンテナ技術、ＳＦＮ放送波中継局における回り込み干渉を除去する回り込み干渉除去技術等が知られている。
ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信技術については、様々な学会等にて多数発表されている（例えば、非特許文献１及び２参照）。
また、ＯＦＤＭ信号のアダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置としては、本願の発明者らの発明に係る「ＯＦＤＭ信号合成用受信装置」の特許出願等がある（例えば、特許文献１参照）。
また、回り込みキャンセラとしては、本願の発明者らの発明に係る「回り込みキャンセラ」の特許出願（例えば、特許文献２参照）や学会発表論文（例えば、非特許文献３参照）等がある。
さらに、回り込みキャンセラにアダプティブアレーアンテナを用いたもの（例えば、特許文献３参照）もあり、本願の発明者らの発明に係る「干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いる中継装置」（特願２００４−２９３８７号公報）の特許出願もある。尚、この特許出願は、本出願時に未公開である。
従来のダイバーシティ受信装置やアダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置、または回り込みキャンセラは、いずれも受信信号に含まれる干渉波成分を除去することを目的としたものであるが、いずれもそれぞれ個々の干渉妨害が単独で存在することを前提としている。複数の干渉妨害が同時に存在する場合には、それぞれの干渉妨害の除去装置を単に縦続接続しただけでは互いに影響を及ぼしあうため、収束特性が悪くなるか、または発散してしまうという問題があった。
また、伝送信号の品質劣化の要因として、ダイバーシティ受信装置はフェージングによるＣ／Ｎの劣化やマルチパス波を、回り込みキャンセラは送受信アンテナ間の回り込みをそれぞれ想定しており、それ以外の干渉波成分に対する除去効果は少ないか、または全くない。
また、アダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置は、アレーアンテナ入力における希望波と干渉波との到来角度差による位相差を利用することによって干渉波を除去している。そのため、希望波と干渉波との到来角度差が小さい場合には、干渉波の除去効果が小さくなるという問題がある。また、アレー素子数−１に相当する数の到来方向の干渉波しか除去できないという問題もある。回り込み波は多方向から到来するため、アダプティブアレーアンテナでは十分な回り込み波の除去も期待できない。
また、前述の特許文献３に記載されている回り込みキャンセラは、送受アンテナ間の回り込み波を除去するものであり、親局波とは相関のない干渉波をキャンセルするものではない。
さらに、前述の特願２００４−２９３８７号公報に記載されている干渉キャンセラは、適応フィルタのフィルタ係数が有限長であることに起因する歪みによって回り込み電力が大きい場合に、動作が不安定になる、または発散してしまうという問題がある。
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送において放送波中継によるＳＦＮを実現する際の、親局波受信におけるマルチパス波、親局波の信号帯域内に混入する同一チャンネル干渉波及び送受アンテナ間での電波の回り込み波を除去する干渉キャンセラ、及び当該干渉キャンセラを用いて親局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段の出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、これらの各アレー合成用フィルタ手段の出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段の出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段の出力する信号を２分配し、一方の分配出力を干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備え、該フィルタ係数制御手段が、干渉キャンセラの出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより周波数軸上の送信キャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから、予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッターパイロット（ＳＰ）を抽出して送信ＳＰ信号を出力する送信ＳＰ抽出部と、該送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号から当該ＳＰ信号を伝送するサブキャリアの伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、該送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答から回り込み波のキャンセル残差を算出して出力する回り込みキャンセル残差算出部と、該回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを有することを特徴とする干渉キャンセラにある。
また、請求項２の発明は、請求項１に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段が、送信キャリアシンボル生成部と、送信ＳＰ抽出部と、送信信号伝送路応答算出部と、回り込みキャンセル残差算出部と、フィルタ係数算出部とを有する代わりに、前記送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから、送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、前記回り込みキャンセル残差算出部と、フィルタ係数算出部とを有することを特徴とする。
また、請求項３の発明は、請求項１に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段の送信信号伝送路応答算出部が、予め設定された振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ信号発生段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、送信信号の伝送路応答を求めて出力する除算段と、該除算段の出力する送信信号の伝送路応答に内挿補間処理を施して全てのサブキャリアについての送信信号の伝送路応答を求めて出力する内挿補間段とを有し、前記回り込みキャンセル残差算出部が、無歪み応答から前記内挿補間段の出力する送信信号の伝送路応答の逆数を差し引くことにより、回り込み波のキャンセル残差を算出して出力し、前記フィルタ係数算出部が、前記回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差をＩＦＦＴすることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数の更新分を生成して出力するＩＦＦＴ段と、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数に、前記ＩＦＦＴ段の出力する更新分のフィルタ係数を加えることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を更新する加算段とを有することを特徴とする。
また、請求項４の発明は、請求項２に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段の送信信号伝送路応答算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを前記しきい値判定段の出力する判定値で除算し、送信信号の伝送路応答を求めて出力する除算段とを有し、前記回り込みキャンセル残差算出部が、無歪み応答から前記除算段の出力する送信信号の伝送路応答の逆数を差し引くことにより、回り込み波のキャンセル残差を算出して出力し、前記フィルタ係数算出部が、前記回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差をＩＦＦＴすることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数の更新分を生成して出力するＩＦＦＴ段と、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数に、前記ＩＦＦＴ段の出力する更新分のフィルタ係数を加えることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を更新する加算段とを有することを特徴とする。
さらに、請求項５の発明は、請求項１から４までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラを備えたことを特徴とする中継装置にある。
以上のように本発明によれば、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによって受信し、出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによるフィルタ処理を施し、合成したアレー合成信号と、出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施した帰還信号とを合成して出力信号を生成することにより、放送波中継によるＳＦＮを実現する際に、親局波受信におけるマルチパス干渉や送受アンテナ間での電波の回り込み干渉、同一周波数帯域内に受信される干渉を除去することのできる干渉キャンセラ、及びそれを用いることにより親局波を安定かつ良好に中継する中継装置を実現することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。全図面を通して同様な部分を示すものには同じ番号を付して示してある。
図１は、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラの第１の構成を示すブロック図である。この干渉キャンセラは、それぞれの信号処理系（以下、ブランチと云う）＃０〜＃（Ｌ−１）におけるアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信してアレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段１と、このアレー受信手段１が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号に対してフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1と、これらの各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段３と、このアレー合成手段３が出力するアレー合成信号と後述する帰還信号とを逆相合成して出力する帰還信号合成手段４と、この帰還信号合成手段４が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を当該干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段５と、この分配手段５の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段６と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1及び前記帰還信号生成用フィルタ手段６のフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段７とによって構成される。
図１は、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラの第１の構成を示すブロック図である。この干渉キャンセラは、それぞれの信号処理系（以下、ブランチと云う）＃０〜＃（Ｌ−１）におけるアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信してアレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段１と、このアレー受信手段１が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号に対してフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1と、これらの各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段３と、このアレー合成手段３が出力するアレー合成信号と後述する帰還信号とを逆相合成して出力する帰還信号合成手段４と、この帰還信号合成手段４が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を当該干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段５と、この分配手段５の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段６と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1及び前記帰還信号生成用フィルタ手段６のフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段７とによって構成される。
以下、本発明の動作原理について、前述の干渉キャンセラの各構成手段を用いて説明するが、アレー受信手段１における各アンテナによって受信したＯＦＤＭ信号に対する周波数変換やＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ、直交変復調、送受信部といった基本的な部分の構成は省略すると共に、同期再生は十分な精度で実現されているものとする。また、これらは公知の技術であるため説明は省略する。
先ず、各構成手段の説明に入る前に、用語、記号、定義、その他について説明する。地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）方式においては、図１７に示すように、特定のシンボルの特定のサブキャリアが基準信号としてスキャッタードパイロット（Scattered Pilot／ 以下、「ＳＰ」という。）に割り当てられている。図１７において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等その他のキャリアシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅及び位相が予め決められた値であるため、受信側の干渉キャンセラでも同じ信号を生成することができる。
また、以下の説明では、アレー受信手段１を構成するアレーアンテナのアレー素子数をＬ、任意のアレー素子のブランチに付した番号をｌ（これはアルファベットの小文字のエルを表す）（０≦ｌ＜Ｌ）で表し、またＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの総数をＫ、任意のサブキャリアに付した番号であるサブキャリア番号をｋ（０≦ｋ＜Ｋ）で表す。各ブランチ及び帰還ループに対応するそれぞれのアレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1として用いる適応フィルタをＨｌとし、そのフィルタ係数をｈl(n)とする。ただし帰還ループはｌ＝Ｌに対応する。
〔アダプティブアレーと帰還ループの合成〕
図１を参照して、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナが各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を受信すると、アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1の適応フィルタＨlは、それらのＯＦＤＭ信号ｘl(n)にそれぞれフィルタ処理を施し、その後、アレー合成手段３は、フィルタ処理後の各信号をアレー合成する。そして、帰還信号合成手段４は、このアレー合成された信号と、帰還ループを形成する帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨLの出力信号（帰還信号）とを逆相合成（減算）し、分配手段５を経て当該干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)として外部に出力する。ただし、帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨLにはｙ(n)が入力される。
図１を参照して、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナが各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を受信すると、アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1の適応フィルタＨlは、それらのＯＦＤＭ信号ｘl(n)にそれぞれフィルタ処理を施し、その後、アレー合成手段３は、フィルタ処理後の各信号をアレー合成する。そして、帰還信号合成手段４は、このアレー合成された信号と、帰還ループを形成する帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨLの出力信号（帰還信号）とを逆相合成（減算）し、分配手段５を経て当該干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)として外部に出力する。ただし、帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨLにはｙ(n)が入力される。
上記出力信号ｙ(n)は次式（１）にて表される。
ここで、Ｎf，Ｎbはそれぞれアレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６の各適応フィルタＨ0〜Lのフィルタ長を示す。また本干渉キャンセラを用いた中継装置においては、外部に出力された信号ｙ(n)は周波数変換及び増幅処理した後に送信されるので、以下では本干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)を送信信号とも称する。
ここで、Ｎf，Ｎbはそれぞれアレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６の各適応フィルタＨ0〜Lのフィルタ長を示す。また本干渉キャンセラを用いた中継装置においては、外部に出力された信号ｙ(n)は周波数変換及び増幅処理した後に送信されるので、以下では本干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)を送信信号とも称する。
〔フィルタ係数の制御／アレー合成用適応フィルタ〕
図３に、アレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第１の方法を示す。これは、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。尚、図３のフィルタ係数制御手段７−１は、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのものである。実際は、フィルタ係数制御手段７は、フィルタ係数制御手段７−１と、後述する図７及び図８に示す、帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７−１１，７−１２のいずれかとを組み合せたものである。これは、後述する図４〜６においても同じである。
図３に、アレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第１の方法を示す。これは、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。尚、図３のフィルタ係数制御手段７−１は、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのものである。実際は、フィルタ係数制御手段７は、フィルタ係数制御手段７−１と、後述する図７及び図８に示す、帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７−１１，７−１２のいずれかとを組み合せたものである。これは、後述する図４〜６においても同じである。
図３を参照して、フィルタ係数制御手段７−１がアレー受信手段１のアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を入力すると、キャリアシンボル生成部７０0〜７０L−１は、高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）し、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘｋ,ｌを生成する。ＳＰ抽出部７１0〜７１L−１は、生成されたキャリアシンボルｘｋ,ｌの中からあらかじめ決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のキャリアシンボルによって伝送されるＳＰ（ｕｋ，ｌ，０≦ｌ≦Ｌ−１）を抽出する。ここで抽出したサブキャリア番号ｋについてのＬ個のＳＰ信号を以下のようにベクトル表記する。ただし上付きのＴは転置を示す。
ｕk＝［ｕk,0ｕk,１…ｕk,L-1］T （２）
ｕk＝［ｕk,0ｕk,１…ｕk,L-1］T （２）
重み係数算出部７２ａは、このｕkをもとに重み係数ｗkを算出する。ここで
ｗk＝［ｗk,0ｗk,１…ｗk,L-1］T （３）
である。この重み係数ｗkをＳＰが伝送される全てのサブキャリアについて算出する。フィルタ係数算出部７３0〜７３L−１は、算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、適応フィルタＨlのフィルタ係数hl(n)を算出する。
ｗk＝［ｗk,0ｗk,１…ｗk,L-1］T （３）
である。この重み係数ｗkをＳＰが伝送される全てのサブキャリアについて算出する。フィルタ係数算出部７３0〜７３L−１は、算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、適応フィルタＨlのフィルタ係数hl(n)を算出する。
図４に、図１に示したフィルタ係数制御手段７におけるアレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第２の方法を示す。これも、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。
フィルタ係数制御手段７−２がアレー受信手段１のアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を入力すると、キャリアシンボル生成部７０0〜７０L−１は、ＦＦＴを行い、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘｋ,ｌを生成する。ここで生成したサブキャリア番号ｋについてのＬ個のキャリアシンボルを以下のようにベクトル表記する。
ｘk＝［ｘk,0ｘk,１…ｘk,L-1］T (４)
ｘk＝［ｘk,0ｘk,１…ｘk,L-1］T (４)
重み係数算出部７２ｂは、このｘkをもとに重み係数ｗkを全てのサブキャリアについて算出する。フィルタ係数算出部７３0〜７３L−１は、算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、適応フィルタＨlのフィルタ係数ｈl(n)を算出する。
図５に、図１に示したフィルタ係数制御手段７におけるアレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第３の方法を示す。これも、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。
フィルタ係数制御手段７−３がアレー受信手段１のアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を入力すると、キャリアシンボル生成部７０0〜７０L−１は、ＦＦＴを行い、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘｋ,ｌを生成する。そして、ＳＰ抽出部７１0〜７１L−１は、生成されたキャリアシンボルｘｋ,ｌの中からあらかじめ決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ(ｕk,ｌ，０≦l≦Ｌ−１)を抽出する。そして、伝送路応答算出部７４0〜７４L−１は、この受信ＳＰ信号からそれぞれの伝送路応答ｆｋ，ｌを算出する。ここで算出したサブキャリア番号ｋについてのＬ個の伝送路応答ｆｋ，ｌを以下のようにベクトル表記する。
ｆk＝［ｆk,0ｆk,1…ｆk,L-1］T (５)
ｆk＝［ｆk,0ｆk,1…ｆk,L-1］T (５)
重み係数算出部７２ｃは、このｆkをもとに重み係数ｗkを全てのサブキャリアについて算出する。各フィルタ係数算出部７３0〜７３Lは、算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、Ｈlのフィルタ係数ｈl(n)を算出する。
図６に、図１に示したフィルタ係数制御手段７におけるアレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第４の方法を示す。これも、図１に示した各アレー合成用フィルタ手段２0〜２L-1に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。
フィルタ係数制御手段７−４がアレー受信手段１のアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘl(n)を入力すると、キャリアシンボル生成部７０0〜７０L−１は、ＦＦＴを行い、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘｋ,ｌを生成する。伝送路応答算出部７４0〜７４L−１は、この受信キャリアシンボルｘｋ,ｌにてそれぞれの周波数応答ｇk,ｌを求める。ここで算出したサブキャリア番号ｋについてのＬ個の伝送路応答を以下のようにベクトル表記する。
ｇk＝［ｇk,0ｇk,1…ｇk,L-1］T (６)
ｇk＝［ｇk,0ｇk,1…ｇk,L-1］T (６)
重み係数算出部７２ｃは、このｇkをもとに重み係数ｗkを全てのサブキャリアについて算出する。フィルタ係数算出部７３o〜７３L−１は、算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、Ｈlのフィルタ係数ｈl(n)を算出する。
〔フィルタ係数の制御／帰還信号生成用適応フィルタ〕
図７に、帰還信号生成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第１の方法を示す。これは、図１に示した帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。尚、図７のフィルタ係数制御手段７−１１は、図１に示した帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのものである。
図７に、帰還信号生成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御の第１の方法を示す。これは、図１に示した帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである。尚、図７のフィルタ係数制御手段７−１１は、図１に示した帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのものである。
図７を参照して、フィルタ係数制御手段７−１１が送信信号ｙ(ｎ)を入力すると、キャリアシンボル生成部７０Ｌは、ＦＦＴを行い、周波数領域信号であるキャリアシンボルｙｋを生成する。ＳＰ抽出部７１Ｌは、生成されたキャリアシンボルｙｋの中から予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のキャリアシンボルによって伝送されるＳＰ(ｕｋ，Ｌ)を抽出する。伝送路応答算出部７４Ｌは、この送信ＳＰ信号からそれぞれの伝送路応答ｆｋ，Ｌ(０≦ｋ＜Ｋ)を求める。この伝送路応答ｆｋ，Ｌをもとに、回り込み伝搬路の推定を行う。フィルタ係数算出部７３Ｌは、推定された全てのサブキャリアにおける回り込み伝搬路特性から、帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨＬのフィルタ係数ｈＬ(ｎ)を算出する。
図８に、図１に示したフィルタ係数制御手段７における帰還信号生成用ファイルのためのフィルタ係数制御の第２の方法を示す。この方法では、フィルタ係数制御手段７−１２の伝送路応答算出部７４Ｌが伝送路応答を求める際に、後述する図１４に示すように、送信キャリアシンボルの判定値を利用する。これ以外は図７に示した第１の方法と同様であるため、説明を省略する。
このように、図７及び図８に示したフィルタ係数制御手段７−１１，７−１２は、推定された回り込み伝搬路を実現する帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数を算出する。したがって、帰還信号生成用フィルタ６は、送信信号ｙ(n)及び帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数を入力することにより、受信される回り込み波のレプリカを生成することができる。
〔重み係数算出／アレー合成用重み係数〕
次に、図３〜６に示したアレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御手段７−１〜７−４における重み係数算出部７２ａ〜７２ｃによる重み係数の算出法について説明する。図９に、アレー合成用重み係数算出の第１の方法を示す。これは図３に示したフィルタ係数制御手段７−１における重み係数算出部７２ａにおいて用いられるものである。図９を参照して、誤差算出段７２１は、送信ＳＰ信号（図７に示したＳＰ抽出部７１Ｌにより抽出されたＳＰ信号）を基準ＳＰ信号発生段７２０によって発生される予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号から減算器により減算して誤差を求める。演算段７２２−１は、この誤差が最小となる各受信ＳＰ信号（図３に示したＳＰ抽出部７１0〜７１L−１により抽出されたＳＰ信号）に対する重み係数を最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）により算出して出力する。
次に、図３〜６に示したアレー合成用適応フィルタのためのフィルタ係数制御手段７−１〜７−４における重み係数算出部７２ａ〜７２ｃによる重み係数の算出法について説明する。図９に、アレー合成用重み係数算出の第１の方法を示す。これは図３に示したフィルタ係数制御手段７−１における重み係数算出部７２ａにおいて用いられるものである。図９を参照して、誤差算出段７２１は、送信ＳＰ信号（図７に示したＳＰ抽出部７１Ｌにより抽出されたＳＰ信号）を基準ＳＰ信号発生段７２０によって発生される予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号から減算器により減算して誤差を求める。演算段７２２−１は、この誤差が最小となる各受信ＳＰ信号（図３に示したＳＰ抽出部７１0〜７１L−１により抽出されたＳＰ信号）に対する重み係数を最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）により算出して出力する。
以下、各受信ＳＰ信号に対する重み係数の第１の算出法について説明する。以下ではサブキャリア番号ｋは省略する。
ここで、参照信号とは基準ＳＰ信号を示す（図９を参照）。
ｅ＝ｄ−ｗＨｕ （８）
ここで、参照信号とは基準ＳＰ信号を示す（図９を参照）。
ｅ＝ｄ−ｗＨｕ （８）
評価関数Ｊを以下に定める。
ここで、Ｅ[]は期待値、ｒｕｄ＝Ｅ[ｕｄ＊]、Ｒｕｕ＝Ｅ[ｕｕＨ]である。上付きの＊は複素共役を示す。式（９）の評価関数Ｊを最小にするｗは次式を満足する。
式（１０）により、最適重み係数は次式で与えられる。
ｗｏｐｔ＝Ｒｕｕ -1ｒｕｄ （１１）
このように、図３に示すように、重み係数算出部７２ａは、ＳＰ抽出部７１0〜７１L−１により抽出されたＬ個のＳＰ信号（当該ＳＰ信号をベクトル表記した式（２）ｕｋ）により、重み係数ｗｋを求めることができる。
ここで、Ｅ[]は期待値、ｒｕｄ＝Ｅ[ｕｄ＊]、Ｒｕｕ＝Ｅ[ｕｕＨ]である。上付きの＊は複素共役を示す。式（９）の評価関数Ｊを最小にするｗは次式を満足する。
式（１０）により、最適重み係数は次式で与えられる。
ｗｏｐｔ＝Ｒｕｕ -1ｒｕｄ （１１）
このように、図３に示すように、重み係数算出部７２ａは、ＳＰ抽出部７１0〜７１L−１により抽出されたＬ個のＳＰ信号（当該ＳＰ信号をベクトル表記した式（２）ｕｋ）により、重み係数ｗｋを求めることができる。
ここで、式（１１）において、Ｒｕｕの逆行列Ｒｕｕ -1を求めることは演算量の観点から望ましくなく、重み係数を繰り返し演算により更新することが望ましい。この場合、式（１１）の最適重み係数は、既知の適応アルゴリズムにより決定することができる。例えば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いる場合、次式のように重み係数を更新することにより、評価関数Ｊを最小化することができる。
ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋ｕｅ＊ (１２)
ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋ｕｅ＊ (１２)
また、ＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズムを用いる場合、次式のように重み付け係数を更新する。
ここで、ｋはゲインベクトル、Ｐ(n)は相関逆行列、λは忘却係数である。ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズムは公知の手法であるため説明を省略する。
ここで、ｋはゲインベクトル、Ｐ(n)は相関逆行列、λは忘却係数である。ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズムは公知の手法であるため説明を省略する。
図１０に、アレー合成用重み係数算出の第２の方法を示す。これは図４に示したフィルタ係数制御手段７−２における重み係数算出部７２ｂにおいて用いられるものである。図１０を参照して、しきい値判定段７２３は、送信キャリアシンボル（図７または図８に示したキャリアシンボル生成部７０Ｌにより抽出されたキャリアシンボル）によりしきい値判定し判定値を出力する。誤差算出段７２４は、送信キャリアシンボルを前記判定値から減算器により減算して誤差を求める。演算段７２２−２は、この誤差が最小となる各受信キャリアシンボルに対する重み係数を最小２乗誤差法により算出して出力する。
干渉が十分除去されている状況においては、しきい値判定段７２３から出力される判定値は親局における送信キャリアシンボルと一致する。そこで、キャリアシンボルの判定値が正しいものとしてＳＰ信号の場合と同様、その判定値を参照信号として用いることができる。この図１０の場合の各受信キャリアシンボルに対する重み係数の算出法は、送信キャリアシンボルをしきい値判定した結果の判定値を出力し、これを参照信号として用いている以外は図９に示した第１の方法と同様であるため説明を省略する。
図１１に、アレー合成用重み係数算出の第３の方法を示す。これは図５及び図６に示したフィルタ係数制御手段７−３，７−４における重み係数算出部７２ｃにおいて用いられるものである。図１１を参照して、誤差算出段７２６は、基準伝送路応答発生段７２５により生成されて出力される無歪みの基準伝送路応答から送信信号の伝送路応答を減算器により減算して誤差を求める。演算段７２２−３は、この誤差が最小となる各受信信号の伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法により算出して出力する。
以下、この場合の重み係数の算出法につき説明する。本説明においては、図５に示したように入力される伝送路応答ベクトルをｆで示すが、図６に示したように判定値を利用して求めた伝送路応答ｇであっても同様である。前述の重み係数算出の第１の方法においては、出力における変調成分を含んだ誤差を最小にしている。ここから変調成分を取り除いて伝送路応答に変換した結果を用いることによっても最適な重み係数を求めることができる。これは、ＭＭＳＥ演算における入力をキャリアシンボルではなく伝送路応答とし、参照信号として無歪み応答（１＋０ｊ）を用いるものである。その他は、第１の方法と同様である。
周波数領域におけるアレー合成後の伝送路応答ｚは次式で書ける。
ｚ＝ｗＨｆ （１６）
誤差ｅは出力ｚと参照信号ｄとの差で与えられる。ここで、参照信号とは無歪み応答（１＋０ｊ）を示す。
ｅ＝ｄ−ｗＨｆ （１７）
ｚ＝ｗＨｆ （１６）
誤差ｅは出力ｚと参照信号ｄとの差で与えられる。ここで、参照信号とは無歪み応答（１＋０ｊ）を示す。
ｅ＝ｄ−ｗＨｆ （１７）
評価関数Ｊを以下に定める。
ここで、Ｅ[]は期待値、ｒｆｄ＝Ｅ[ｆｄ＊]、Ｒｆｆ＝Ｅ[ｆｆＨ]を示す。式（１８）の評価関数Ｊを最小にするｗは次式を満足する。
式（１９）により、最適重み係数は次式で与えられる。
ｗｏｐｔ＝Ｒｆｆ -1ｒｆｄ （２０）
このように、図５及び図６に示すように、重み係数算出部７２ｃは、伝送路応答算出部７４0〜７４L−１により算出されたＬ個の伝送路応答（当該伝送路応答をベクトル表記した式（５）ｆｋあるいは式（６）ｇｋ）により、重み係数ｗｋを求めることができる。
ここで、Ｅ[]は期待値、ｒｆｄ＝Ｅ[ｆｄ＊]、Ｒｆｆ＝Ｅ[ｆｆＨ]を示す。式（１８）の評価関数Ｊを最小にするｗは次式を満足する。
式（１９）により、最適重み係数は次式で与えられる。
ｗｏｐｔ＝Ｒｆｆ -1ｒｆｄ （２０）
このように、図５及び図６に示すように、重み係数算出部７２ｃは、伝送路応答算出部７４0〜７４L−１により算出されたＬ個の伝送路応答（当該伝送路応答をベクトル表記した式（５）ｆｋあるいは式（６）ｇｋ）により、重み係数ｗｋを求めることができる。
ここで、式（２０）において、Ｒｆｆの逆行列Ｒｆｆ -1を求めることは演算量の観点から望ましくなく、重み係数を繰り返し演算により更新することが望ましい。この場合、式（２０）の最適重み係数は、既知の適応アルゴリズムにより決定することができる。例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合、次式のように重み係数を更新することにより、誤差ｅを最小化することができる。
ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋ｕｅ＊ (２１)
ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋ｕｅ＊ (２１)
また、ＲＬＳアルゴリズムを用いる場合、次式のように重み付け係数を更新する。
〔帰還ループの重み係数〕
次に、帰還信号生成用フィルタ手段６の最適フィルタＨＬのフィルタ係数ｈＬ(n)の算出にあたり、図７及び図８に示したフィルタ係数制御手段７−１１，７−１２において、伝送路応答を用いることができる原理について説明する。
次に、帰還信号生成用フィルタ手段６の最適フィルタＨＬのフィルタ係数ｈＬ(n)の算出にあたり、図７及び図８に示したフィルタ係数制御手段７−１１，７−１２において、伝送路応答を用いることができる原理について説明する。
誤差ｅは、出力信号ｙと参照信号ｒの差で与えられる。
評価関数Ｊを以下に定める。
評価関数Ｊを最小にする重み係数ｗＬは次式を満足する。
式（２８）により最適重み係数は、次式で与えられる。
評価関数Ｊを最小にする重み係数ｗＬは次式を満足する。
式（２８）により最適重み係数は、次式で与えられる。
ここで、式（２９）の右辺第２項は、アレー合成後の伝送路応答ｆＬ、すなわち図７及び図８に示した伝送路応答算出部７４Ｌの出力とみなすことができる。したがって、フィルタ係数制御手段７−１１，７−１２は、伝送路応答を用いることにより、帰還信号生成用フィルタ手段６の最適フィルタＨＬのフィルタ係数ｈＬ(n)を算出することができる。
また、最適重み係数を繰り返し演算により求めるため、回り込みキャンセル後の信号ｙを用いて、次式のように重み係数を更新することができる。
ｗＬ(n+1)＝ｗＬ(n)＋μ（１−１／ｆＬ） （３０）
ここで、μは適応係数を示す。
ｗＬ(n+1)＝ｗＬ(n)＋μ（１−１／ｆＬ） （３０）
ここで、μは適応係数を示す。
〔キャリアシンボルの生成〕
図１２に、キャリアシンボル生成の方法を示す。これは図３〜８に示したフィルタ係数制御手段７−１〜７−４，７−１１，７−１２のキャリアシンボル生成部７０0〜Lにおいて用いられるものである。図１２を参照して、キャリアシンボル生成部７０0〜Lが、アレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された時間領域ＯＦＤＭ信号または当該干渉キャンセラの出力信号である時間領域ＯＦＤＭ信号を入力すると、ガードインターバル（ＧＩ）除去段７００は、ガードインターバルを除去し、有効シンボル期間に相当する信号を抽出する。そして、ＦＦＴ段７０１は、この有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にフーリエ変換し、周波数領域信号であるキャリアシンボルヘ変換して出力する。
図１２に、キャリアシンボル生成の方法を示す。これは図３〜８に示したフィルタ係数制御手段７−１〜７−４，７−１１，７−１２のキャリアシンボル生成部７０0〜Lにおいて用いられるものである。図１２を参照して、キャリアシンボル生成部７０0〜Lが、アレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された時間領域ＯＦＤＭ信号または当該干渉キャンセラの出力信号である時間領域ＯＦＤＭ信号を入力すると、ガードインターバル（ＧＩ）除去段７００は、ガードインターバルを除去し、有効シンボル期間に相当する信号を抽出する。そして、ＦＦＴ段７０１は、この有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にフーリエ変換し、周波数領域信号であるキャリアシンボルヘ変換して出力する。
〔伝送路応答の算出〕
図１３に、ＳＰ信号から伝送路応答を求める第１の方法を示す。本図の伝送路応答算出部７４0〜Ｌ−１は、図５及び図７に示したフィルタ係数制御手段７−３，７−１１の伝送路応答算出段７４0〜Lに用いられるものである。
図１３に、ＳＰ信号から伝送路応答を求める第１の方法を示す。本図の伝送路応答算出部７４0〜Ｌ−１は、図５及び図７に示したフィルタ係数制御手段７−３，７−１１の伝送路応答算出段７４0〜Lに用いられるものである。
図５において、ＳＰ抽出部７１0〜７１L-1により抽出された受信ＳＰ信号は伝送路の伝送路応答により歪みを受けており、また、図７において、ＳＰ抽出部７１Lにより抽出された送信ＳＰ信号についても干渉が理想的に除去できていなければ同様に歪みを受けている。そこで、図１３の例では、先ず基準ＳＰ信号発生段７４０は、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成する。そして、除算段７４１は、この基準ＳＰ信号発生段７４０により出力される基準ＳＰ信号で受信ＳＰ信号または送信ＳＰ信号を除算する。この除算処理により伝送路応答を求めることができるが、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号では、図１７に示す通りＳＰが伝送されるサブキャリアは１／３で残りのサブキャリアについての伝送路応答を直接求めることができない。このため、内挿補間段７４２が、シンボル方向及びサブキャリア方向の内挿補問処理を行うことで、全サブキャリアについての伝送路応答を求めて出力する。
図１４に、キャリアシンボルから伝送路応答を求める第２の方法を示す。本図の伝送路応答算出部７４0〜Ｌ−２は、図６及び図８に示したフィルタ係数制御手段７−４，７−１２の伝送路応答算出段７４0〜Lに用いられるものである。
図１４を参照して、先ずしきい値判定段７４３は、送信キャリアシンボルをしきい値判定することにより、送信キャリアシンボルの真値（判定値）を推定する。除算段７４４は、推定された送信キャリアシンボルの真値を用いて受信または送信キャリアシンボルを除算することにより、伝送路応答を求める。尚、この方法においては、全てのサブキャリアについての伝送路応答を直接求めることができる。
〔重み係数からのフィルタ係数の算出／アレー合成用適応フィルタ〕
図１５に、重み係数からアレー合成用適応フィルタのフィルタ係数を算出する方法を示す。これは、図３〜６の各フィルタ係数制御段７−１〜７−４におけるフィルタ係数算出部７３0〜７３L-1にて用いられるものである。ここでは、フィルタ係数算出部７３0〜７３L-1が、重み係数算出部７２ａ〜７２ｃにより算出された重み係数ｗk,lを入力すると、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Inverse Fast Fourier Transform）段７３０は、ＩＦＦＴを行い、適応フィルタＨlのフィルタ係数ｈl(n)を出力する。尚、図３に示した第１のフィルタ係数制御においてはＳＰが伝送されないサブキャリアにおける重み係数を算出しないことに起因して、時間領域信号にイメージング成分が存在するため、これを切り出さないようにするための係数切り出し段７３１を設けるのが好適である。
図１５に、重み係数からアレー合成用適応フィルタのフィルタ係数を算出する方法を示す。これは、図３〜６の各フィルタ係数制御段７−１〜７−４におけるフィルタ係数算出部７３0〜７３L-1にて用いられるものである。ここでは、フィルタ係数算出部７３0〜７３L-1が、重み係数算出部７２ａ〜７２ｃにより算出された重み係数ｗk,lを入力すると、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Inverse Fast Fourier Transform）段７３０は、ＩＦＦＴを行い、適応フィルタＨlのフィルタ係数ｈl(n)を出力する。尚、図３に示した第１のフィルタ係数制御においてはＳＰが伝送されないサブキャリアにおける重み係数を算出しないことに起因して、時間領域信号にイメージング成分が存在するため、これを切り出さないようにするための係数切り出し段７３１を設けるのが好適である。
〔重み係数からのフィルタ係数の算出／帰還信号生成用適応フィルタ〕
図１６に、重み係数の第２項（式（２９）を参照）から帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数を算出する方法を示す。これは、図７及び図８の各フィルタ係数制御段７−１１，７−１２におけるフィルタ係数算出部７３Lにて用いられるものである。帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数は、式（２９）の最適重み係数ｗk,Lを用いて、図１５に示したアレー合成用適応フィルタのフィルタ係数算出部７３0〜７３L-1と同様にして求めることができる。この構成においては、帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数は繰り返し演算により求められる。前述のとおり、式（３０）に示す最適重み係数の右辺第２項は、回り込みキャンセル残差を示している。図示しない回り込みキャンセル残差算出部は、回り込みキャンセル残差を算出する。フィルタ係数算出部７３Lが、回り込みキャンセル残差を入力すると、ＩＦＦＴ段７３２は、これをＩＦＦＴにより時間領域信号に変換し、係数切り出し段７３３は、このうち回り込みキャンセル残差の周波数応答を実現するのに十分なフィルタ長分を切り出す。この場合においても、時間領域信号のイメージング成分を切り出さないようにする必要がある。乗算段７３４は、係数切り出し部７３３により切り出された回り込み波のキャンセル残差に適応係数μを乗算し、切り出された回り込み波のキャンセル残差に相当するフィルタ係数における雑音成分を抑圧する。また、加算段７３６は、適応係数が乗算された回り込み波のキャンセル残差に相当するフィルタ係数と、遅延部７３８により遅延された係数更新の単位時間前のフィルタ係数とを加算し、帰還信号合成用フィルタのフィルタ係数を生成する。
図１６に、重み係数の第２項（式（２９）を参照）から帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数を算出する方法を示す。これは、図７及び図８の各フィルタ係数制御段７−１１，７−１２におけるフィルタ係数算出部７３Lにて用いられるものである。帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数は、式（２９）の最適重み係数ｗk,Lを用いて、図１５に示したアレー合成用適応フィルタのフィルタ係数算出部７３0〜７３L-1と同様にして求めることができる。この構成においては、帰還信号生成用適応フィルタのフィルタ係数は繰り返し演算により求められる。前述のとおり、式（３０）に示す最適重み係数の右辺第２項は、回り込みキャンセル残差を示している。図示しない回り込みキャンセル残差算出部は、回り込みキャンセル残差を算出する。フィルタ係数算出部７３Lが、回り込みキャンセル残差を入力すると、ＩＦＦＴ段７３２は、これをＩＦＦＴにより時間領域信号に変換し、係数切り出し段７３３は、このうち回り込みキャンセル残差の周波数応答を実現するのに十分なフィルタ長分を切り出す。この場合においても、時間領域信号のイメージング成分を切り出さないようにする必要がある。乗算段７３４は、係数切り出し部７３３により切り出された回り込み波のキャンセル残差に適応係数μを乗算し、切り出された回り込み波のキャンセル残差に相当するフィルタ係数における雑音成分を抑圧する。また、加算段７３６は、適応係数が乗算された回り込み波のキャンセル残差に相当するフィルタ係数と、遅延部７３８により遅延された係数更新の単位時間前のフィルタ係数とを加算し、帰還信号合成用フィルタのフィルタ係数を生成する。
図１６に示す非線形処理段７３１は、推定した回り込み波の伝搬路特性に非線形処理を施すことにより、その周波数帯域を拡張する。詳細は、特開２０００−３４１２４２号公報を参照されたい。また、非線形処理段７３２は、フィルタ係数に含まれるノイズ成分除去のための非線形処理を施す。詳細は、特開２００１−９４５２８号公報を参照されたい。
〔帯域外成分除去のためのＢＰＦ〕
図２に、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラの第２の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、ＢＰＦ（Band Pass Filter）８は、アレー合成信号と帰還信号との合成信号にＢＰＦ処理を施して送信ＯＦＤＭ信号を出力する。このＢＰＦ８は、ＯＦＤＭ信号帯域内ではフラットの特性をもち、帯域外の成分を除去するフィルタであり、これによりＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分によるループ発振を防ぐことができる。詳細は特開２００２−７７０９号公報を参照されたい。
図２に、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラの第２の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、ＢＰＦ（Band Pass Filter）８は、アレー合成信号と帰還信号との合成信号にＢＰＦ処理を施して送信ＯＦＤＭ信号を出力する。このＢＰＦ８は、ＯＦＤＭ信号帯域内ではフラットの特性をもち、帯域外の成分を除去するフィルタであり、これによりＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分によるループ発振を防ぐことができる。詳細は特開２００２−７７０９号公報を参照されたい。
〔干渉キャンセラを適用した放送波中継局の構成例〕
図１８に、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを用いた中継装置（放送波中継局）の構成を示すブロック図を示す。複数の受信アンテナ１０１が、親局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）を受信すると、受信フィルタ１０３は、当該受信信号をフィーダーケーブル１０２を通して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。各受信変換部１０４は、受信アンテナ１０１数分の受信フィルタ１０３により出力された信号をそれぞれ入力し、そのレベルが一定になるようにＡＧＣ増幅し、周波数変換してＩＦ信号を生成し、当該ＩＦ信号を出力する。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。
図１８に、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを用いた中継装置（放送波中継局）の構成を示すブロック図を示す。複数の受信アンテナ１０１が、親局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）を受信すると、受信フィルタ１０３は、当該受信信号をフィーダーケーブル１０２を通して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。各受信変換部１０４は、受信アンテナ１０１数分の受信フィルタ１０３により出力された信号をそれぞれ入力し、そのレベルが一定になるようにＡＧＣ増幅し、周波数変換してＩＦ信号を生成し、当該ＩＦ信号を出力する。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。
干渉キャンセラ１００は、受信アンテナ１０１数分の受信変換部１０４により出力されたＩＦ信号を入力し、回り込み波やマルチパス波、希望波と同一周波数帯域内の妨害波を除去し、入力信号と同じ周波数のＩＦ信号として出力する。この干渉キャンセラ１００が、図１または図２に示した干渉キャンセラに相当する。送信変換部１０５は、干渉キャンセラ１００により出力されたＩＦ信号を入力し、当該ＩＦ信号をＲＦ帯に周波数変換し、一定レベルになるように増幅して出力する。ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）部１０６は、送信変換部１０５により出力されたＲＦ信号を入力し、所望の出力の送信信号を得るために、当該ＲＦ信号を電力増幅して出力する。送信フィルタ１０７は、ＰＡ部１０６により出力された送信信号を入力し、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信アンテナ１０８は、送信フィルタ１０７により帯域外の不要な成分が除去された送信信号を、フィーダーケーブルを通して電波として放射する。
１ アレー受信手段
２ アレー合成用フィルタ手段
３ アレー合成手段
４ 帰還信号合成手段
５ 分配手段
６ 帰還信号生成用フィルタ手段
７ フィルタ係数制御手段
８ 帯域フィルタ（ＢＰＦ）
７０ キャリアシンボル生成部
７１ ＳＰ抽出部
７２ 重み係数算出部
７３ フィルタ係数算出部
７４ 伝送路応答算出部
１００ 干渉キャンセラ
１０１ 受信アンテナ
１０２ フィーダーケーブル
１０３ 受信フィルタ
１０４ 受信変換部
１０５ 送信変換部
１０６ ＰＡ部
１０７ 送信フィルタ
１０８ 送信アンテナ
７００ ＧＩ（ガードインターバル）除去段
７０１ ＦＦＴ段
７２０ 基準ＳＰ信号発生段
７２１，７２４，７２６ 誤差算出段
７２２ 最小２乗誤差法による重み係数演算段
７２３ しきい値判定段
７２５ 基準伝送路応答発生段
７３０，７３２ ＩＦＦＴ段
７３１，７３３ 係数切り出し段
７３４ 乗算段
７３５，７３７ 非線型処理段
７３６ 加算段
７３８ 遅延段
７４０ 基準ＳＰ信号発生段
７４１，７４４ 除算段
７４２ 内挿補間段
７４３ しきい値判定段
２ アレー合成用フィルタ手段
３ アレー合成手段
４ 帰還信号合成手段
５ 分配手段
６ 帰還信号生成用フィルタ手段
７ フィルタ係数制御手段
８ 帯域フィルタ（ＢＰＦ）
７０ キャリアシンボル生成部
７１ ＳＰ抽出部
７２ 重み係数算出部
７３ フィルタ係数算出部
７４ 伝送路応答算出部
１００ 干渉キャンセラ
１０１ 受信アンテナ
１０２ フィーダーケーブル
１０３ 受信フィルタ
１０４ 受信変換部
１０５ 送信変換部
１０６ ＰＡ部
１０７ 送信フィルタ
１０８ 送信アンテナ
７００ ＧＩ（ガードインターバル）除去段
７０１ ＦＦＴ段
７２０ 基準ＳＰ信号発生段
７２１，７２４，７２６ 誤差算出段
７２２ 最小２乗誤差法による重み係数演算段
７２３ しきい値判定段
７２５ 基準伝送路応答発生段
７３０，７３２ ＩＦＦＴ段
７３１，７３３ 係数切り出し段
７３４ 乗算段
７３５，７３７ 非線型処理段
７３６ 加算段
７３８ 遅延段
７４０ 基準ＳＰ信号発生段
７４１，７４４ 除算段
７４２ 内挿補間段
７４３ しきい値判定段
Claims (5)
- 複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段の出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、これらの各アレー合成用フィルタ手段の出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段の出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段の出力する信号を２分配し、一方の分配出力を干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備え、
該フィルタ係数制御手段が、干渉キャンセラの出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより周波数軸上の送信キャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから、予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッターパイロット（ＳＰ）を抽出して送信ＳＰ信号を出力する送信ＳＰ抽出部と、該送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号から当該ＳＰ信号を伝送するサブキャリアにおける伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、該送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答から回り込み波のキャンセル残差を算出して出力する回り込みキャンセル残差算出部と、該回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを有することを特徴とする干渉キャンセラ。 - 前記フィルタ係数制御手段が、送信キャリアシンボル生成部と、送信ＳＰ抽出部と、送信信号伝送路応答算出部と、回り込みキャンセル残差算出部と、フィルタ係数算出部とを有する代わりに、前記送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから、送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、前記回り込みキャンセル残差算出部と、フィルタ係数算出部とを有することを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
- 前記フィルタ係数制御手段の送信信号伝送路応答算出部が、予め設定された振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ信号発生段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、送信信号の伝送路応答を求めて出力する除算段と、該除算段の出力する送信信号の伝送路応答に内挿補間処理を施して全てのサブキャリアについての送信信号の伝送路応答を求めて出力する内挿補間段とを有し、
前記回り込みキャンセル残差算出部が、無歪み応答から前記内挿補間段の出力する送信信号の伝送路応答の逆数を差し引くことにより、回り込み波のキャンセル残差を算出して出力し、
前記フィルタ係数算出部が、前記回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差をＩＦＦＴすることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数の更新分を生成して出力するＩＦＦＴ段と、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数に、前記ＩＦＦＴ段の出力する更新分のフィルタ係数を加えることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を更新する加算段とを有することを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。 - 前記フィルタ係数制御手段の送信信号伝送路応答算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを前記しきい値判定段の出力する判定値で除算し、送信信号の伝送路応答を求めて出力する除算段とを有し、
前記回り込みキャンセル残差算出部が、無歪み応答から前記除算段の出力する送信信号の伝送路応答の逆数を差し引くことにより、回り込み波のキャンセル残差を算出して出力し、
前記フィルタ係数算出部が、前記回り込みキャンセル残差算出部の出力する回り込みキャンセル残差をＩＦＦＴすることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数の更新分を生成して出力するＩＦＦＴ段と、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数に、前記ＩＦＦＴ段の出力する更新分のフィルタ係数を加えることにより、前記帰還信号生成用フィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を更新する加算段とを有することを特徴とする請求項２に記載の干渉キャンセラ。 - 請求項１から４までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラを備えたことを特徴とする中継装置。
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