JP2000349734A - 回り込みキャンセラ - Google Patents
回り込みキャンセラInfo
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- JP2000349734A JP2000349734A JP11156234A JP15623499A JP2000349734A JP 2000349734 A JP2000349734 A JP 2000349734A JP 11156234 A JP11156234 A JP 11156234A JP 15623499 A JP15623499 A JP 15623499A JP 2000349734 A JP2000349734 A JP 2000349734A
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- signal
- wraparound
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の回り込みキャンセラにおいては、スキ
ャッタードパイロット（ＳＰ）を使用して回り込み伝達
関数を推定するようにしているため、π／４シフトＤＱ
ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードの地上デ
ジタル放送の場合、回り込み伝達関数の推定が行えず、
従って、回り込みキャンセラを実現することができなく
なるという解決すべき課題があった。 【解決手段】 従来の回り込みキャンセラ中の複素除算
回路（Ａ）を、極座標変換回路１３と直交座標変換回路
２１とを具えるとともに、該両回路間の角度信号成分の
信号経路に少なくとも変調除去回路１９が介挿されてい
るような構成とした。
ャッタードパイロット（ＳＰ）を使用して回り込み伝達
関数を推定するようにしているため、π／４シフトＤＱ
ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードの地上デ
ジタル放送の場合、回り込み伝達関数の推定が行えず、
従って、回り込みキャンセラを実現することができなく
なるという解決すべき課題があった。 【解決手段】 従来の回り込みキャンセラ中の複素除算
回路（Ａ）を、極座標変換回路１３と直交座標変換回路
２１とを具えるとともに、該両回路間の角度信号成分の
信号経路に少なくとも変調除去回路１９が介挿されてい
るような構成とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ
（Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division
Multiplexing ：位相変調−直交周波数分割多重）方式
によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具
体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、
マルチパスによるエコーあるいは複数の送信局により同
一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局
以外からの受信波等（以下、回り込みと言う）を除去す
るための回り込みキャンセラに関する。
（Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division
Multiplexing ：位相変調−直交周波数分割多重）方式
によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具
体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、
マルチパスによるエコーあるいは複数の送信局により同
一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局
以外からの受信波等（以下、回り込みと言う）を除去す
るための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】この種回り込みキャンセラの従来技術と
しては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ
（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセ
ラ」）があり、また、文献においても、濱住、今村、居
相、渋谷「地上ディジタル放送ＳＦＮのための放送波中
継用回り込みキャンセラの検討」電子情報通信学会技術
報告、ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）があ
る。
しては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ
（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセ
ラ」）があり、また、文献においても、濱住、今村、居
相、渋谷「地上ディジタル放送ＳＦＮのための放送波中
継用回り込みキャンセラの検討」電子情報通信学会技術
報告、ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）があ
る。
【０００３】これらの回り込みキャンセラにおいては、
ＯＦＤＭ信号に予め挿入されているスキャッタードパイ
ロット（Scattered Pilot)（以下、ＳＰという）を使用
して回り込み伝送路の周波数特性（以下、回り込み伝達
関数という）を推定するようにしている。ここでＳＰ
は、受信機において同期検波を行う際に必要となる基準
位相を再生することを目的に挿入されているものであ
る。
ＯＦＤＭ信号に予め挿入されているスキャッタードパイ
ロット（Scattered Pilot)（以下、ＳＰという）を使用
して回り込み伝送路の周波数特性（以下、回り込み伝達
関数という）を推定するようにしている。ここでＳＰ
は、受信機において同期検波を行う際に必要となる基準
位相を再生することを目的に挿入されているものであ
る。
【０００４】以下に、上記特願平１０−１６２１８９号
明細書記載の回り込みキャンセラについて説明する。図
５は、中継信号の判定／再変調を行わないで、親局波を
そのまま増幅して再送信する直接中継方式による回り込
みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例（図５の構
成を構成例１という）を示している。このような構成に
おいては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一周波数で再送
信するため、送信アンテナ１から受信アンテナ２に電波
が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキャンセラは、
この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Finite-duration
Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩＲフィルタ係
数制御回路５を用いて回り込み波の複製を作成し、回り
込み波の打ち消しを行うものである。
明細書記載の回り込みキャンセラについて説明する。図
５は、中継信号の判定／再変調を行わないで、親局波を
そのまま増幅して再送信する直接中継方式による回り込
みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例（図５の構
成を構成例１という）を示している。このような構成に
おいては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一周波数で再送
信するため、送信アンテナ１から受信アンテナ２に電波
が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキャンセラは、
この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Finite-duration
Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩＲフィルタ係
数制御回路５を用いて回り込み波の複製を作成し、回り
込み波の打ち消しを行うものである。
【０００５】回り込みキャンセラの原理を数式を用いて
説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全
て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸ
ｔ（ω）とする。回り込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフ
ィルタの特性をＷ（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅
器７の総合周波数特性をＧ（ω）とする。図示の観測点
Ｐにおける信号をＳ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝
達関数Ｆ（ω）は次式で表すことができる。
説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全
て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸ
ｔ（ω）とする。回り込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフ
ィルタの特性をＷ（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅
器７の総合周波数特性をＧ（ω）とする。図示の観測点
Ｐにおける信号をＳ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝
達関数Ｆ（ω）は次式で表すことができる。
【数１】
【０００６】回り込み波キャンセラの最適条件は、Ｇ
（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr
（ω）は
（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr
（ω）は
【数２】 となる。このＥrr（ω）を最小化することで、回り込み
波のキャンセルを行っている。
波のキャンセルを行っている。
【０００７】図６も、図５と同様、直接中継方式による
回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例
（図６の構成を構成例２という）を示している。図５の
構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィ
ルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力
信号（図５では、減算器３の出力信号）であることであ
る。
回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例
（図６の構成を構成例２という）を示している。図５の
構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィ
ルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力
信号（図５では、減算器３の出力信号）であることであ
る。
【０００８】構成例２の場合も、構成例１と同様な手順
で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式
が得られる。
で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式
が得られる。
【数３】 回り込み波キャンセル最適条件は、Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）
であるから、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）は
であるから、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）は
【数４】 となる。この場合は、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）に
Ｇ（ω）が残っており、構成例２の場合はＧ（ω）を予
め知る必要がある。（４）式で表されるＥrr（ω）を最
小化することで、回り込み波のキャンセルを行ってい
る。ここで、Ｇ（ω）の特性は、増幅器７の出力信号を
バンドパスフィルタ６の入力信号で複素除算することで
知ることができる。
Ｇ（ω）が残っており、構成例２の場合はＧ（ω）を予
め知る必要がある。（４）式で表されるＥrr（ω）を最
小化することで、回り込み波のキャンセルを行ってい
る。ここで、Ｇ（ω）の特性は、増幅器７の出力信号を
バンドパスフィルタ６の入力信号で複素除算することで
知ることができる。
【０００９】図７は、回り込みキャンセラの具体例を示
している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例
となっている。図７においては、まず、減算器３の出力
をＦＦＴ（Fast Fourier Transform)またはＤＦＴ（Dis
crete Fourier Transform）８によって観測点Ｐの信号
を周波数領域の信号に変換する。変換された信号をＳ
(i,k) とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号
（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキャリア
番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋの範囲
の整数である。
している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例
となっている。図７においては、まず、減算器３の出力
をＦＦＴ（Fast Fourier Transform)またはＤＦＴ（Dis
crete Fourier Transform）８によって観測点Ｐの信号
を周波数領域の信号に変換する。変換された信号をＳ
(i,k) とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号
（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキャリア
番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋの範囲
の整数である。
【００１０】次に、基準信号あるいはデータ判定等によ
り得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測
点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路
（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることが
できる。
り得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測
点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路
（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることが
できる。
【数５】
【００１１】次段のキャンセル残差演算回路１０は、回
り込みキャンセル後の残差の周波数特性）Ｅrr(i,k) を
上述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実
現する。
り込みキャンセル後の残差の周波数特性）Ｅrr(i,k) を
上述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実
現する。
【数６】
【００１２】こうして求めたキャンセル残差の周波数特
性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（InverseFast Fourier Transf
orm）またはＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tran
sform）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換
することで、観測点Ｐの複素インパルスを求めることが
できる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポ
イント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０
≦ｎ＜Ｎの範囲の整数となる。ここで、時間領域の信号
ｅrr(i,n) としては、１ジンボルあたりＮ個の複素情報
が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号
をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求される最大タッ
プ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号
をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞Ｍであるか
ら、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時間領域の信
号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦ
ＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨
て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポン
スｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（InverseFast Fourier Transf
orm）またはＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Tran
sform）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換
することで、観測点Ｐの複素インパルスを求めることが
できる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポ
イント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０
≦ｎ＜Ｎの範囲の整数となる。ここで、時間領域の信号
ｅrr(i,n) としては、１ジンボルあたりＮ個の複素情報
が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号
をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求される最大タッ
プ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号
をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞Ｍであるか
ら、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時間領域の信
号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦ
ＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨
て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポン
スｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
【００１３】係数抽出回路１２は、この切り捨て処理お
よび次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ
係数を制御する回路である。
よび次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ
係数を制御する回路である。
【数７】 ここで、ｗ(i,m) はＦＩＲフィルタ４のタップ係数、μ
は１以下の更新係数である。
は１以下の更新係数である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】現在検討が進められて
いる地上ディジタル放送方式においては、（１）ＳＰを
使用して同期検波を行う同期系のモードと、（２）ＳＰ
を使用しないで差動復調を行うことで復調を行う差動系
のモードとがあり、ＳＰを使用する、しないに応じてそ
れぞれ前者は送信側においてＳＰを予め伝送するが、後
者はＳＰを伝送しない方式である。
いる地上ディジタル放送方式においては、（１）ＳＰを
使用して同期検波を行う同期系のモードと、（２）ＳＰ
を使用しないで差動復調を行うことで復調を行う差動系
のモードとがあり、ＳＰを使用する、しないに応じてそ
れぞれ前者は送信側においてＳＰを予め伝送するが、後
者はＳＰを伝送しない方式である。
【００１５】上述した従来の回り込みキャンセラにおい
ては、ＳＰを使用して回り込み伝達関数を推定するよう
にしているため、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方
式を使用する差動系モードの地上デジタル放送の場合、
回り込み伝達関数の推定が行えず、従って、回り込みキ
ャンセラを実現することができなくなるという解決すべ
き課題があった。
ては、ＳＰを使用して回り込み伝達関数を推定するよう
にしているため、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方
式を使用する差動系モードの地上デジタル放送の場合、
回り込み伝達関数の推定が行えず、従って、回り込みキ
ャンセラを実現することができなくなるという解決すべ
き課題があった。
【００１６】本発明の目的は、ＳＰを伝送しない方式の
地上デジタル放送の放送波中継所においても、その実現
を可能にする回り込みキャンセラを提供することにあ
る。
地上デジタル放送の放送波中継所においても、その実現
を可能にする回り込みキャンセラを提供することにあ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と該減算器の
減算端子に、その出力信号が供給されるように実質的に
接続された回り込み信号の複製を発生するデジタル信号
処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算
端子には前記回り込み信号を含んでいる受信信号が実質
的に供給され、前記減算器の出力端子には中継放送機の
入力端子が実質的に接続され、そして前記デジタル信号
処理部の入力端子には、前記中継放送機の入出力信号の
いずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるよ
うに構成され、前記デジタル信号処理部はデジタルフィ
ルタと該フィルタのタップ係数制御用の係数生成回路と
で構成され、該係数生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤ
ＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャンセル残差演算回
路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路
を縦続接続してなる回り込みキャンセラにおいて、前記
複素除算回路（Ａ）は、極座標変換回路と直交座標変換
回路とを具えるとともに、該両回路間の角度信号成分の
信号経路に少なくとも変調除去回路が介挿されているこ
とを特徴とするものである。
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と該減算器の
減算端子に、その出力信号が供給されるように実質的に
接続された回り込み信号の複製を発生するデジタル信号
処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算
端子には前記回り込み信号を含んでいる受信信号が実質
的に供給され、前記減算器の出力端子には中継放送機の
入力端子が実質的に接続され、そして前記デジタル信号
処理部の入力端子には、前記中継放送機の入出力信号の
いずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるよ
うに構成され、前記デジタル信号処理部はデジタルフィ
ルタと該フィルタのタップ係数制御用の係数生成回路と
で構成され、該係数生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤ
ＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャンセル残差演算回
路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路
を縦続接続してなる回り込みキャンセラにおいて、前記
複素除算回路（Ａ）は、極座標変換回路と直交座標変換
回路とを具えるとともに、該両回路間の角度信号成分の
信号経路に少なくとも変調除去回路が介挿されているこ
とを特徴とするものである。
【００１８】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
変調除去回路が、当該回路への入力信号を２πで除算す
る１／２π除算回路、切り捨て回路および２πを乗算す
る２π乗算回路を縦続接続した回路の出力信号を前記変
調除去回路の入力信号から減算することによって変調の
除去が行われるように構成されていることを特徴とする
ものである。
変調除去回路が、当該回路への入力信号を２πで除算す
る１／２π除算回路、切り捨て回路および２πを乗算す
る２π乗算回路を縦続接続した回路の出力信号を前記変
調除去回路の入力信号から減算することによって変調の
除去が行われるように構成されていることを特徴とする
ものである。
【００１９】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
角度信号成分の信号経路にさらに位相連続化回路が介挿
されていることを特徴とするものである。
角度信号成分の信号経路にさらに位相連続化回路が介挿
されていることを特徴とするものである。
【００２０】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
角度信号成分の信号経路にさらに位相傾斜特性除去回路
が介挿されていることを特徴とするものである。
角度信号成分の信号経路にさらに位相傾斜特性除去回路
が介挿されていることを特徴とするものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝
達関数（特に、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み
伝達関数）を測定する測定回路の第１の実施形態をブロ
ック図にて示している。
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝
達関数（特に、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み
伝達関数）を測定する測定回路の第１の実施形態をブロ
ック図にて示している。
【００２２】なお、この伝達関数測定回路は、上述した
従来技術を示す図７において、特に、ＦＦＴまたはＤＦ
Ｔ８および複素除算回路（Ａ）９に相当する回路部分
で、当該回路の出力として回り込み伝達関数ＦＩ(i,k),
ＦＱ(i,k) が得られるようになっている。
従来技術を示す図７において、特に、ＦＦＴまたはＤＦ
Ｔ８および複素除算回路（Ａ）９に相当する回路部分
で、当該回路の出力として回り込み伝達関数ＦＩ(i,k),
ＦＱ(i,k) が得られるようになっている。
【００２３】図１において、観測点Ｐ（図７参照）の信
号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した
信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ
(i,k)とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) につ
いて極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキ
ャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ
(i,k) に変換する。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番
号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものと
する。
号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した
信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ
(i,k)とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) につ
いて極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキ
ャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ
(i,k) に変換する。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番
号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものと
する。
【数８】
【数９】
【００２４】除算器１５、切り捨て回路１６、乗算器１
７および減算器１８で構成され、破線枠で囲んで示す変
調除去回路１９は、その直前の乗算器１４を含めて次式
の演算を行う回路である。
７および減算器１８で構成され、破線枠で囲んで示す変
調除去回路１９は、その直前の乗算器１４を含めて次式
の演算を行う回路である。
【数１０】 ここで、Ｍは、Ｍ相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号のＭであり、
地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シフト
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。ただ
し、(10)式中、ＦＬＲ
地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シフト
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。ただ
し、(10)式中、ＦＬＲ
【外１】 は、小数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理を示
すもので、切り捨て回路１６にて実現する。本例では、
θs (i,k) は−πから＋πの範囲の値をとり、
すもので、切り捨て回路１６にて実現する。本例では、
θs (i,k) は−πから＋πの範囲の値をとり、
【外２】 は０から＋２Ｍπの範囲の値をとる。
【００２５】以上により変調を除去した信号を除算器２
０に入力して、次式によりθ(i,k)を求める。
０に入力して、次式によりθ(i,k)を求める。
【数１１】 その結果、θ(i,k) は０から＋２πの範囲の値をとるこ
とになる。こうして求めたθ(i,k) および(9) 式のｒ
(i,k) を直交座標変換回路２１において実部、虚部の複
素信号に逆変換する。回り込み伝達関数Ｆ(i,k) の実部
および虚部をＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) とすると、それぞ
れ次式で表すことができる。
とになる。こうして求めたθ(i,k) および(9) 式のｒ
(i,k) を直交座標変換回路２１において実部、虚部の複
素信号に逆変換する。回り込み伝達関数Ｆ(i,k) の実部
および虚部をＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) とすると、それぞ
れ次式で表すことができる。
【数１２】
【数１３】
【００２６】次に、本発明回り込みキャンセラの一部を
なす回り込み伝達関数測定回路の第２の実施形態（本実
施形態も、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達
関数を測定するための伝達関数測定回路に関する。）を
ブロック図にて図２に示し、これにつき説明する。ＯＦ
ＤＭ変調信号についてＦＦＴやＤＦＴを行う際、通常、
ＦＦＴやＤＦＴの前に矩形窓関数の処理を行い、ガード
インターバルの除去を行う。この場合、矩形窓関数のタ
イミング誤差は回り込み伝達関数Ｆ(i,k) に含まれてし
まうことになる。本実施形態は、この矩形窓関数のタイ
ミング誤差の除去も併せて行う実施形態である。
なす回り込み伝達関数測定回路の第２の実施形態（本実
施形態も、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達
関数を測定するための伝達関数測定回路に関する。）を
ブロック図にて図２に示し、これにつき説明する。ＯＦ
ＤＭ変調信号についてＦＦＴやＤＦＴを行う際、通常、
ＦＦＴやＤＦＴの前に矩形窓関数の処理を行い、ガード
インターバルの除去を行う。この場合、矩形窓関数のタ
イミング誤差は回り込み伝達関数Ｆ(i,k) に含まれてし
まうことになる。本実施形態は、この矩形窓関数のタイ
ミング誤差の除去も併せて行う実施形態である。
【００２７】いま、ＯＦＤＭのキャリア番号が図３に示
すように定義されているものとして説明を進める。ここ
では、ＯＦＤＭの中心キャリアの番号を０とし、正負対
称にＫｈ本のキャリアがあるものとする。従って、ＯＦ
ＤＭの総キャリア数は
すように定義されているものとして説明を進める。ここ
では、ＯＦＤＭの中心キャリアの番号を０とし、正負対
称にＫｈ本のキャリアがあるものとする。従って、ＯＦ
ＤＭの総キャリア数は
【数１４】 となる。本例では総キャリア数は奇数となるが、総キャ
リア数が偶数となる場合も本例と同様に考えることがで
きる。ここでは、総キャリア数は奇数の場合の例を用い
て説明する。任意のキャリア番号ｋは−Ｋｈ≦ｋ≦Ｋｈ
の範囲の整数とする。すなわち、ｋは（−Ｋｈ，−Ｋｈ
＋１，…，−１，０，１，…，Ｋｈ−１，Ｋｈ）の範囲
にあるものとする。
リア数が偶数となる場合も本例と同様に考えることがで
きる。ここでは、総キャリア数は奇数の場合の例を用い
て説明する。任意のキャリア番号ｋは−Ｋｈ≦ｋ≦Ｋｈ
の範囲の整数とする。すなわち、ｋは（−Ｋｈ，−Ｋｈ
＋１，…，−１，０，１，…，Ｋｈ−１，Ｋｈ）の範囲
にあるものとする。
【００２８】図２において、観測点Ｐ（図７参照）の信
号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した
信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ
(i,k)とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) につ
いて極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキ
ャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ
(i,k) に変換する。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル
番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すもの
とする。
号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した
信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ
(i,k)とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) につ
いて極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキ
ャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ
(i,k) に変換する。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル
番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すもの
とする。
【数１５】
【数１６】
【００２９】(15)式で表される位相信号θs (i,k) をＭ
倍する乗算器１４および次段の変調除去回路１９におい
て、次の演算を行う。
倍する乗算器１４および次段の変調除去回路１９におい
て、次の演算を行う。
【数１７】 ここでも、Ｍは、Ｍ相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号のＭであ
り、地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シ
フトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。た
だし、(17)式中、ＦＬＲ〔外１〕は、小数点以下の数字
を切り捨てて整数化する処理（第１の実施形態参照）を
表している。
り、地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シ
フトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。た
だし、(17)式中、ＦＬＲ〔外１〕は、小数点以下の数字
を切り捨てて整数化する処理（第１の実施形態参照）を
表している。
【００３０】変調除去回路１９において変調の除去され
た信号は、次段の位相連続化回路２２に入力される。位
相連続化回路２２の動作について、以下に(18)式乃至(2
2)式を用いて説明する。この位相連続化回路２２は、上
述の（15）式の逆正接演算により生じた位相の不連続を
除去するものである。
た信号は、次段の位相連続化回路２２に入力される。位
相連続化回路２２の動作について、以下に(18)式乃至(2
2)式を用いて説明する。この位相連続化回路２２は、上
述の（15）式の逆正接演算により生じた位相の不連続を
除去するものである。
【００３１】本実施形態（第２の実施形態）では、（1
5）式のθs (i,k) は−πから＋πの範囲の値を、ま
た、(17)式のφ(i,k) は−Ｍπから＋Ｍπの範囲の値を
とる。まず、キャリア間の位相差を次式により求める。
5）式のθs (i,k) は−πから＋πの範囲の値を、ま
た、(17)式のφ(i,k) は−Ｍπから＋Ｍπの範囲の値を
とる。まず、キャリア間の位相差を次式により求める。
【数１８】
【００３２】次に、位相不連続点の検出を行う。位相が
しきい値αを越えたときにこれを逆正接演算により生じ
た位相不連続とみなし位相の連続化を行う。ここで、キ
ャリア番号ｋにおける位相の不連続値をＰ(i,k) 、位相
連続化のための補正量をＰse t (i,k) で表す。まず、中
心キャリアｋ＝０を基準として０を代入した後、位相の
不連続値Ｐ(i,k) を求める。
しきい値αを越えたときにこれを逆正接演算により生じ
た位相不連続とみなし位相の連続化を行う。ここで、キ
ャリア番号ｋにおける位相の不連続値をＰ(i,k) 、位相
連続化のための補正量をＰse t (i,k) で表す。まず、中
心キャリアｋ＝０を基準として０を代入した後、位相の
不連続値Ｐ(i,k) を求める。
【数１９】
【数２０】 ここで、αは任意の定数であるが、Ｍ＝４の場合３π／
４付近の値を用いる。
４付近の値を用いる。
【００３３】次に、位相連続化のための補正量Ｐ
set (i,k) をキャリア方向に次式の演算で求める。
set (i,k) をキャリア方向に次式の演算で求める。
【数２１】 (17)式で求めたφ(i,k) に(21)式のＰset (i,k) を加算
して、位相連続化した回り込み伝達関数の位相特性
して、位相連続化した回り込み伝達関数の位相特性
【外３】 を求める。
【数２２】
【００３４】しかし、この〔外３〕には、ＯＦＤＭ復調
時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特
性も含まれているため、これを分離して〔外３〕から取
り除くようにする。この位相傾斜特性の除去について
は、本発明者らの発明に係る出願（特願平１１−９８８
２９号「ＯＦＤＭ復調装置」）の出願明細書に詳細に記
載されているが、ここでは、最小二乗を基本とする方法
で行う。〔外３〕を最小二乗回路２３に通すことによっ
て、位相傾斜（以下、Slant という）が次式で求まる。
時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特
性も含まれているため、これを分離して〔外３〕から取
り除くようにする。この位相傾斜特性の除去について
は、本発明者らの発明に係る出願（特願平１１−９８８
２９号「ＯＦＤＭ復調装置」）の出願明細書に詳細に記
載されているが、ここでは、最小二乗を基本とする方法
で行う。〔外３〕を最小二乗回路２３に通すことによっ
て、位相傾斜（以下、Slant という）が次式で求まる。
【数２３】
【００３５】〔外３〕とSlant を一次傾斜除去回路２４
にそれぞれ入力することによって、ＯＦＤＭ復調時のＦ
ＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性が、
除算器２０までの回路で次式の演算により除去される。
にそれぞれ入力することによって、ＯＦＤＭ復調時のＦ
ＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性が、
除算器２０までの回路で次式の演算により除去される。
【数２４】 ここで、θ(i,k) は−πから＋πの範囲の値をとること
になる。
になる。
【００３６】以上により変調が除去され、位相連続化が
行われ、かつ位相傾斜特性の除去されて得られた信号θ
(i,k) が、極座標変換回路１３からの信号ｒ(i,k) とと
もに直交座標変換回路２１に入力され、その出力側に変
換され次式で表される実部、虚部の複素信号を得る。
行われ、かつ位相傾斜特性の除去されて得られた信号θ
(i,k) が、極座標変換回路１３からの信号ｒ(i,k) とと
もに直交座標変換回路２１に入力され、その出力側に変
換され次式で表される実部、虚部の複素信号を得る。
【数２５】
【数２６】 回り込みキャンセラにおいては、こうして求めた回り込
み伝達関数の実部、虚部信号ＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) か
ら、キャンセル残差信号の演算を行う。
み伝達関数の実部、虚部信号ＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) か
ら、キャンセル残差信号の演算を行う。
【００３７】このキャンセル残差信号の演算について
は、本発明者らが発明した回り込みキャンセラ（特願平
１１−１４７８８５号「回り込みキャンセラ」）の出願
明細書に詳細に説明されているが、ここでも、限られた
例につき説明を行う。
は、本発明者らが発明した回り込みキャンセラ（特願平
１１−１４７８８５号「回り込みキャンセラ」）の出願
明細書に詳細に説明されているが、ここでも、限られた
例につき説明を行う。
【００３８】図４は、キャンセル残差演算回路１０（図
７参照）の一実施形態をブロック図にて示している。図
４において、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて条件
付複素除算回路２５、平均化回路２６および自乗和回路
２７にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k)
も、３分岐されて、自乗和回路２７、条件付複素除算回
路２５および平均化回路２８にそれぞれ入力される。
７参照）の一実施形態をブロック図にて示している。図
４において、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて条件
付複素除算回路２５、平均化回路２６および自乗和回路
２７にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k)
も、３分岐されて、自乗和回路２７、条件付複素除算回
路２５および平均化回路２８にそれぞれ入力される。
【００３９】平均化回路２６では次式の演算を行なって
ｆi0(i) を得る。
ｆi0(i) を得る。
【数２７】 平均化回路２８では次式の演算を行なってｆq0(i) を得
る。
る。
【数２８】 自乗和回路２７では次式の演算を行なって、ＦＰ(i,k)
を得る。
を得る。
【数２９】
【００４０】条件付複素除算回路２５では、ＦＩ(i,k)
、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq0(i)
を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrＩ (i,
k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq0(i)
を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrＩ (i,
k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
【数３０】
【数３１】
【００４１】以上により求めたＥrr(i,k) のそれぞれ実
部、虚部信号ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を、ＩＦＦＴ
またはＩＤＦＴ１１（図７参照）に供給して時間領域の
信号ｅrr(i,n) に逆変換することで、観測点Ｐ（図７参
照）における複素インパルスレスポンスを求めることが
できる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポ
イント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０
≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。
部、虚部信号ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を、ＩＦＦＴ
またはＩＤＦＴ１１（図７参照）に供給して時間領域の
信号ｅrr(i,n) に逆変換することで、観測点Ｐ（図７参
照）における複素インパルスレスポンスを求めることが
できる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポ
イント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０
≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。
【００４２】取り出された回り込みキャンセル後の残差
のインパルスレスポンスｅrr(i,n)を係数抽出回路１２
（図７参照）に供給する。ここで、時間領域の信号ｅrr
(i,n) としては、１シンボルあたりＮ個の複素情報が得
られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭ
とすると、ＦＩＲフィルタ４（図７参照）に要求される
最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタ
ップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞Ｍで
あるから、ＦＩＲフィルタ４の制御にあたっては、時間
領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０
およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号
を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルス
レスポンスｅrr(i,m) のみを取り出し、ＦＩＲフィルタ
４のタップ係数を制御するための次式で示される出力ｗ
(i,m) を得る。
のインパルスレスポンスｅrr(i,n)を係数抽出回路１２
（図７参照）に供給する。ここで、時間領域の信号ｅrr
(i,n) としては、１シンボルあたりＮ個の複素情報が得
られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭ
とすると、ＦＩＲフィルタ４（図７参照）に要求される
最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタ
ップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞Ｍで
あるから、ＦＩＲフィルタ４の制御にあたっては、時間
領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０
およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号
を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルス
レスポンスｅrr(i,m) のみを取り出し、ＦＩＲフィルタ
４のタップ係数を制御するための次式で示される出力ｗ
(i,m) を得る。
【数３２】 ここで(32)式は、逐次更新される式であり、μは１以下
の更新係数である。
の更新係数である。
【００４３】
【発明の効果】本発明によれば、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ
をはじめとする多相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式において、Ｓ
Ｐなどの特別な基準信号を用いることなく、回り込み伝
達関数を推定することができる。その結果、現在検討が
進められている地上デジタル放送方式の差動系のモード
であるπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの場合におい
ても回り込み伝達関数の推定ができ、回り込みキャンセ
ラを実現することができる。
をはじめとする多相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式において、Ｓ
Ｐなどの特別な基準信号を用いることなく、回り込み伝
達関数を推定することができる。その結果、現在検討が
進められている地上デジタル放送方式の差動系のモード
であるπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの場合におい
ても回り込み伝達関数の推定ができ、回り込みキャンセ
ラを実現することができる。
【図１】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達
関数測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示して
いる。
関数測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示して
いる。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達
関数測定回路の第２の実施形態をブロック図にて示して
いる。
関数測定回路の第２の実施形態をブロック図にて示して
いる。
【図３】 ＯＦＤＭ信号のキャリア番号の一例を示して
いる。
いる。
【図４】 キャンセル残差演算回路の一実施形態をブロ
ック図にて示している。
ック図にて示している。
【図５】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用
いた中継放送装置の構成例を示している。
いた中継放送装置の構成例を示している。
【図６】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用
いた中継放送装置の別の構成例を示している。
いた中継放送装置の別の構成例を示している。
【図７】 従来の回り込みキャンセラの具体例を示して
いる。
いる。
１ 受信アンテナ ２ 送信アンテナ ３ 減算器 ４ ＦＩＲフィルタ ５ ＦＩＲフィルタ係数生成回路 ６ バンドパスフィルタ ７ 増幅器 ８ ＦＦＴまたはＤＦＴ（複素ＦＦＴまたはＤＦＴ） ９ 複素除算回路（Ａ） 10 キャンセル残差演算回路 11 ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ 12 係数抽出回路 13 極座標変換回路 14 乗算器 15 除算器 16 切り捨て回路 17 乗算器 18 減算器 19 変調除去回路 20 除算器 21 直交座標変換回路 22 位相連続化回路 23 最小二乗回路 24 一次傾斜除去回路 25 条件付複素除算回路 26,28 平均化回路 27 自乗和回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 澁谷 一彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD33 DD34 5K046 AA05 BB05 EE06 EE57 HH11 5K052 BB01 BB14 DD03 DD04 FF02
Claims (4)
- 【請求項１】 減算器と該減算器の減算端子に、その出
力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み
信号の複製を発生するデジタル信号処理部とを少なくと
も具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込
み信号を含んでいる受信信号が実質的に供給され、前記
減算器の出力端子には中継放送機の入力端子が実質的に
接続され、そして前記デジタル信号処理部の入力端子に
は、前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号
が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記
デジタル信号処理部はデジタルフィルタと該フィルタの
タップ係数制御用の係数生成回路とで構成され、該係数
生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤＦＴ回路、複素除算
回路（Ａ）、キャンセル残差演算回路、ＩＦＦＴまたは
ＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路を縦続接続してなる
回り込みキャンセラにおいて、 前記複素除算回路（Ａ）は、極座標変換回路と直交座標
変換回路とを具えるとともに、該両回路間の角度信号成
分の信号経路に少なくとも変調除去回路が介挿されてい
ることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記変調除去回路は、当該回路への入力信号を２
πで除算する１／２π除算回路、切り捨て回路および２
πを乗算する２π乗算回路を縦続接続した回路の出力信
号を前記変調除去回路の入力信号から減算することによ
って変調の除去が行われるように構成されていることを
特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の回り込みキャン
セラにおいて、該回り込みキャンセラは、前記角度信号
成分の信号経路にさらに位相連続化回路が介挿されてい
ることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれか１項記載の回
り込みキャンセラにおいて、該回り込みキャンセラは、
前記角度信号成分の信号経路にさらに位相傾斜特性除去
回路が介挿されていることを特徴とする回り込みキャン
セラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15623499A JP3842486B2 (ja) | 1999-06-03 | 1999-06-03 | 回り込みキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15623499A JP3842486B2 (ja) | 1999-06-03 | 1999-06-03 | 回り込みキャンセラ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000349734A true JP2000349734A (ja) | 2000-12-15 |
| JP2000349734A5 JP2000349734A5 (ja) | 2006-03-16 |
| JP3842486B2 JP3842486B2 (ja) | 2006-11-08 |
Family
ID=15623312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15623499A Expired - Fee Related JP3842486B2 (ja) | 1999-06-03 | 1999-06-03 | 回り込みキャンセラ |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3842486B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002290370A (ja) * | 2001-03-28 | 2002-10-04 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| JP2003018062A (ja) * | 2001-07-04 | 2003-01-17 | Japan Radio Co Ltd | 遅延波キャンセラ |
| JP2009182595A (ja) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 干渉波キャンセラ |
| JP2013197622A (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-30 | Toshiba Corp | チャネル位相推定装置、復調器、受信機 |
| JP2016524857A (ja) * | 2013-08-21 | 2016-08-18 | アールエフ ウィンドー カンパニー，リミテッド | 平準化器を利用したｉｃｓ中継器の干渉除去装置及びその方法 |
-
1999
- 1999-06-03 JP JP15623499A patent/JP3842486B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002290370A (ja) * | 2001-03-28 | 2002-10-04 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| JP2003018062A (ja) * | 2001-07-04 | 2003-01-17 | Japan Radio Co Ltd | 遅延波キャンセラ |
| JP4620907B2 (ja) * | 2001-07-04 | 2011-01-26 | 日本無線株式会社 | 遅延波キャンセラ |
| JP2009182595A (ja) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 干渉波キャンセラ |
| JP2013197622A (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-30 | Toshiba Corp | チャネル位相推定装置、復調器、受信機 |
| JP2016524857A (ja) * | 2013-08-21 | 2016-08-18 | アールエフ ウィンドー カンパニー，リミテッド | 平準化器を利用したｉｃｓ中継器の干渉除去装置及びその方法 |
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|---|---|
| JP3842486B2 (ja) | 2006-11-08 |
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