JPH07212426A

JPH07212426A - 複数位相信号の振幅／周波数特性をベースバンド領域において推定する装置

Info

Publication number: JPH07212426A
Application number: JP6328781A
Authority: JP
Inventors: Michel Comte; ミシエル・コント; Gerard Lample; ジエラール・ランプル
Original assignee: Alcatel Telspace SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1993-12-30
Filing date: 1994-12-28
Publication date: 1995-08-11
Also published as: CA2139218A1; NZ270098A; DE69429501D1; DE69429501T2; ES2167352T3; AU8030294A; FR2714782A1; FR2714782B1; EP0661833A1; EP0661833B1; AU687461B2; US5677932A

Abstract

(57)【要約】【目的】位相が直交した２つの信号を用いた復調によ
り、ベースバンド領域の成分ｉおよびｑが送出され、こ
れらの成分からソース信号の振幅／周波数特性を推定す
る装置（１９）を提供する。【構成】推定装置（１９）は、成分ｉおよびｑから複
素数成分ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉを発成する結合手段
（３２、３３）、並びにこれら複素数成分（ｉ＋ｊｑお
よびｑ＋ｊｉ）の振幅の大小を評価することによって、
ソース信号の振幅／周波数特性を表す係数（ｋ_p）を送
り出す評価手段（３４〜４０）を備えている。推定装置
がベースバンド領域で作動する際に、中間周波数領域ま
たは超高周波数領域で作動しているトランスバーサル・
フィルタを制御することができる、周波数イコライザの
作製が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明の分野は、マイクロ波によ
るディジタル信号伝送方式の分野である。

【０００２】本発明は、より具体的にはソース信号の振
幅／周波数特性を推定する装置に関するものであり、位
相が直交する２つの信号を用いてソース信号を復調する
ことによってベースバンド領域の成分ｉおよびｑが送出
され、これらの成分がこの推定装置の各入力部に印加さ
れる。このような推定装置はとりわけ、ＭＤＰ−Ｍ（Ｍ
状態位相変調）またはＭＤＡＰ−Ｍ（Ｍ状態振幅・位相
変調）タイプの変調されたマイクロ波信号の受信器の周
波数イコライザ中で使用できる。

【０００３】

【従来の技術】ディジタルのマイクロ波によって提起さ
れる問題の一つは、受信機によって受信した信号が、マ
ルチパスの影響を受けている可能性があることである。
受信信号のスペクトルは選択的フェージングを呈し、ま
たディジタル信号のレベルにおいて、このことは符号間
の干渉となって現れる。スペクトルは、送信時には搬送
波を中心として対称であるが、このスペクトルが変形し
て、特に一般に「傾き」と呼ばれる変形した形を帯びる
ことがある。スペクトルは、受信信号の振幅が搬送周波
数（または中間周波数）の手前側と向う側で異なってい
るとき傾きを呈する。このスペクトル変形は、搬送周波
数（または中間周波数）を中心として全体が対称であ
る。この現象は、選択的フェージングがスペクトルの縁
で生じたとき観察される。

【０００４】そこで、受信時に、変形したスペクトルに
対して自己整合式周波数イコライザを用いて本来の対称
な形を回復させることが必要である。従って周波数イコ
ライザの役目は、受信信号のスペクトルを修正して、マ
ルチパスの影響を補正することである。

【０００５】従来から、自己整合式周波数イコライザは
トランスバーサル・フィルタを含んでおり、このフィル
タは入力信号を受け取り、また補正済み出力信号を、そ
の出力信号の振幅／周波数特性を推定する装置に供給し
ている。推定装置はこの特性を補正するようにトランス
バーサル・フィルタを制御する。

【０００６】従来の周波数イコライザの大多数は中間周
波数領域で作動する。このタイプの周波数イコライザ
が、図１の復調段に示されている。

【０００７】中間周波数信号ＦＩがトランスバーサル・
フィルタ１の入力部に印加され、このフィルタの出力
は、補正済み振幅／周波数特性を有する中間周波数信号

【０００８】

【数１０】

【０００９】から構成される。この信号

【００１０】

【数１１】

【００１１】は２つの狭帯域フィルタ２、３に印加さ
れ、これらのフィルタの中心周波数ｆ１およびｆ２は、
図２に示したような信号ＦＩのスペクトル内にある。こ
の図２は、傾きの影響を受けた信号ＦＩのスペクトルを
表している。周波数ｆ１およびｆ２は、信号

【００１２】

【数１２】

【００１３】の中心周波数である周波数ｆ０の両側に位
置している。

【００１４】フィルタ２および３から送出される信号の
振幅は、スペクトルの変形を知らせる量であり、したが
ってトランスバーサル・フィルタ１を制御して、このフ
ィルタが送出する各信号の振幅が周波数ｆ０を中心とし
てほぼ等しくなるようにすることが可能である。フィル
タ１の制御は処理手段４によって保証され、処理手段４
は補正係数を生成し、この補正係数がフィルタ１に印加
される。フィルタ１と、狭帯域フィルタ２および３と、
処理手段４とは、中間周波数領域で作動する周波数イコ
ライザを形成している。

【００１５】図３はトランスバーサル・フィルタ１の伝
統的回路図の概要である。このフィルタは２つの遅延線
と、３つの乗算器と、一つの加算器を含み、遅延線は遅
延時間Ｔを持ち、乗算器は補正係数ａ_-1、ａ₀、および
ａ₊₁を受け取り、加算器の出力は補正済み信号

【００１６】

【数１３】

【００１７】を構成する。遅延時間Ｔは、被変調信号Ｆ
Ｉの中心周波数と、符号伝送速度との関数である。

【００１８】こうして伝搬媒体の振幅／周波数応答を補
正すると、補正済みスペクトルは有効帯域内で平坦とな
り、すなわち傾きが除かれる。

【００１９】フィルタ１から出された補正済み信号（図
１）は、２つの混合器５、６に印加され、これらの混合
器は、これらの信号は中間周波数領域で作動している局
部発振器７から生成した位相が直交した２つの信号を受
け取る。混合器５および６の後ろには増幅器８、９が置
かれ、これらの増幅器８、９は、増幅され、補正された
ベースバンド領域の２つの復調成分

【００２０】

【数１４】

【００２１】および

【００２２】

【数１５】

【００２３】を送り出す。

【００２４】さらに、直接復調を行うディジタル信号受
信器を作製することができる。すなわち、その出力信号
が受信信号の搬送波の周波数に等しい周波数を有する局
部発振器を使用すればよい。この場合、図１の信号ＦＩ
の代わりに超高周波数信号ＳＨＦが使用され、また局部
発振器８は搬送周波数に等しい周波数を有する信号を送
り出す。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、超高周
波数領域で作動する周波数イコライザは複雑で費用が掛
かるという欠点を示す。これが、中間周波数領域で作動
する周波数イコライザが好んで使用される理由である。
この場合、もし受信信号の振幅／周波数特性の補正も同
様に実施したいと思っても、受信信号に対して直接復調
を実行し、ベースバンド領域の２成分を直接回収するこ
とは可能でない。

【００２６】ベースバンド領域で作動する周波数イコラ
イザ、すなわち復調段の後ろに置かれる周波数イコライ
ザの作製は、ある問題を提起するが、それについては図
４Ａおよび４Ｂを参照しながら説明する。

【００２７】図４Ａに受信信号の観察可能なスペクトル
を示すが、この信号は一定の傾きによって変形してい
る。これの中心周波数はｆ０と表記され、また中心周波
数（搬送周波数または中間周波数）に一致している。図
４Ｂに、この信号の復調後の有効スペクトルを示す。結
果として得られる有効スペクトルは点線で表されてい
る。このスペクトルは負のスペクトル成分と正のスペク
トル成分との和からできており、負のスペクトル成分は
参照番号１００で示され、周波数ｆ０より下の周波数に
対応し、また正のスペクトル成分は参照番号２００で示
され、周波数ｆ０より上の周波数に対応している。

【００２８】結果として生じるスペクトルは、復調後の
２つのチャネルのそれぞれにおいて観察可能であり、ま
たｆ０を中心として周波数を折り返したため、もはや傾
きは検出可能でない。中心周波数より下の周波数と、上
の周波数との間で、場合によっては振幅が異なることも
あるが、それ故、その振幅差は観察不可能である。この
ような事情から、ベースバンド領域で作動し、しかも例
えば受信信号の振幅／周波数特性を補正するトランスバ
ーサル・フィルタを制御するための推定装置を作製する
ことはできない。

【００２９】本発明は、このようにベースバンド領域で
作動し、中間周波数領域または超高周波数領域における
ソース信号の振幅／周波数特性を推定する装置を提供す
ることを目的とする。位相が直交した２つの信号を使っ
た復調により、ベースバンド領域の成分が送出され、こ
の成分が再び推定装置に印加される。このような推定装
置はとりわけ、復調によって取り除かれる搬送周波数
（または中間周波数）より高い周波数と、低い周波数と
の間で振幅差を検出するのに適していなければならず、
すなわち、ソース信号の振幅／周波数特性を表す係数を
送り出すことができなければならない。この係数を、と
りわけトランスバーサル・フィルタを制御するのに利用
して、このフィルタに印加される信号の傾き（傾き補正
器あるいは傾斜イコライザ）を実現することができる。

【００３０】ベースバンド領域で作動する推定装置によ
って生成される傾き補正係数は、以下の説明から理解さ
れるとおり、入力信号としてベースバンド領域の信号
（とりわけ直接復調によって得られる信号）を受け取る
トランスバーサル・フィルタにも、あるいは中間周波数
信号を受け取るトランスバーサル・フィルタにも、ある
いは超高周波数信号を受け取るトランスバーサル・フィ
ルタにも無差別に印加できることに注目すべきである。

【００３１】本発明の補完的目的は、ベースバンド領域
で作動し、利得制御係数をも増幅器に供給する推定装置
を作成することである。このような利得制御係数は、と
りわけ、一般に復調段とトランスバーサル・フィルタと
の間に置かれる増幅器に、あるいは直接トランスバーサ
ル・フィルタに印加することができる。

【００３２】

【課題を解決するための手段】上記の目的、並びに以下
から明らかとなるその他の目的は、ソース信号の振幅／
周波数特性を推定する装置によって達成される。位相が
直交する２つの信号を使った復調によって、ベースバン
ド領域の成分ｉおよびｑが送出され、これらの成分がこ
の推定装置の入力部に印加される。推定装置は、成分ｉ
およびｑから複素数成分ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉを生成
する結合手段、並びに複素数成分の振幅の大小を評価す
ることによってソース信号の振幅／周波数特性を表す係
数を送り出す手段を備える。

【００３３】ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉを得ることは、復
調後のスペクトルの正の周波数と負の周波数を復元する
ことに対応し、こうしてベースバンド内に留まりながら
も、ゼロ周波数から離れたこれらの周波数の振幅を測定
することが可能である。

【００３４】成分ｉとｑとを結合する手段は、複素数成
分ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉをバンドパス・フィルタに供
給するのが有利である。フィルタの中心周波数は、ベー
スバンド内に位置する所定の周波数に等しい。

【００３５】これらの結合手段は、２つの入力ポート０
−９０°を有する２つの結合器から構成することが好ま
しく、それぞれの結合器は出力部において、ベースバン
ド領域における９０°移相された一方の成分をベースバ
ンド領域における他方の成分に加算し、この移相が所定
の周波数において実行される。

【００３６】有利な実施例においては、成分ｉおよびｑ
は、位相が直交した２つの信号に基づいてソース信号を
復調することで得られる２つの復調成分（一般にＩおよ
びＱと表記される）である。

【００３７】本発明による推定装置を、トランスバーサ
ル・フィルタを制御するのに利用したとき、上記係数は
このトランスバーサル・フィルタの入力部に印加される
信号の振幅／周波数特性の補正係数を構成し、このフィ
ルタには、この補正係数も印加される。それ故、このト
ランスバーサル・フィルタから送出される信号は補正済
み信号から構成される。

【００３８】この補正済み信号は、補正済み超高周波数
信号から構成されていても、あるい補正済み中間周波数
信号から構成されていてもよいが、後者の場合には、ト
ランスバーサル・フィルタと推定装置との間に挿入され
る復調段が、位相が直交した２つの信号上での補正済み
信号の復調を保証する。

【００３９】別の実施例においては、この補正済み信号
は２つの補正済み復調成分から構成されるベースバンド
領域の信号であり、トランスバーサル・フィルタの入力
部に印加される信号は、ソース信号を受け取る復調段か
ら出されるベースバンド領域の２つの信号から構成され
る。

【００４０】本発明の推定装置は、｜ｉ＋ｊｑ｜と｜ｑ
＋ｊｉ｜を加算する手段をも含むことができ、この加算
手段は積分ののち、利得補正成分を送り出す。この係数
を増幅器あるいはトランスバーサル・フィルタに印加し
てもよい。

【００４１】本発明は、このような推定装置によって制
御されるトランスバーサル・フィルタをも対象としてい
る。このトランスバーサル・フィルタは、 −それぞれどちらかの復調成分を受け取り、それぞれ第
１および第２和信号を送り出す、第１および第２瀘波回
路と、 −遅延された第１復調信号を中心として時間対称である
２つの成分を有する、２つの成分を有する、第２和信号
を第１瀘波回路から出される第１遅延復調信号と加算す
る、加算手段と、 −遅延された第２復調信号を中心として時間対称である
２つの成分を有する、第１和信号を第２瀘波回路から出
される遅延された第２復調信号から差し引く、減算手段
とを備え、これらの加算手段および減算手段が補正済み
復調成分を送り出す。

【００４２】好ましい適用例では、トランスバーサル・
フィルタの入力部に印加される信号は、位相が直交し、
かつソース信号を構成する受信した超高周波数信号の搬
送波と同じ周波数を有する、別の２つの信号を用いて直
接復調することによって得られる、ベースバンド領域の
２つの信号から構成される。

【００４３】本発明の他の特性および利点は、付属の図
面を参照しながら推定装置の実施例およびいくつかの適
用例に関する以下の限定的ではなく例示的な説明を読め
ば明らかとなろう。

【００４４】

【実施例】図５は、直接復調を実行するディジタル信号
受信器１０の復調段の概略回路図である。

【００４５】超高周波数ソース信号ＳＨＦは接続路１１
を通って運ばれ、２つの混合器１２、１３に印加される
が、この混合器は他にも、９０°移相器１４から出され
る位相が９０°ずれた２つの信号を受け取る。移相器１
４は局部発振器信号Ｆｏｌを受け取るが、この信号は超
高周波数信号ＳＨＦの搬送波と同じ周波数を持ち、また
搬送波は場合によっては搬送波回収の結果として得られ
る。従って混合器１２および１３から出される信号はベ
ースバンド領域の信号であって、自動利得制御付きの増
幅器１５、１６に印加される。利得制御は点線内に示さ
れており、また以下で理解されるとおり、本発明の推定
装置を使って直接得ることができる。

【００４６】増幅器１５、１６からの出力信号は、ベー
スバンド領域の２つの復調成分ＩおよびＱを構成する
が、この２成分はソース信号ＳＨＦを、位相が直交する
２つの搬送波に基づいて復調することで得られる。信号
ＩおよびＱは、ベースバンド領域で作動する自己整合式
周波数イコライザ１７に印加される。周波数イコライザ
１７はトランスバーサル・フィルタ１８を含んでおり、
このフィルタ１８が、補正済み出力信号を構成するベー
スバンド領域の２つの補正済み復調成分

【００４７】

【数１６】

【００４８】および

【００４９】

【数１７】

【００５０】を送り出す。これらの成分を、本発明によ
る推定装置１９に印加することで、推定装置１９はトラ
ンスバーサル・フィルタ１８を制御する。

【００５１】また信号ＳＨＦの代わりに中間周波数信号
を用いることも可能で、その場合、Ｆｏ１はこの中間周
波数に等しくなる。

【００５２】図６にトランスバーサル・フィルタ１８の
好ましい実施例を示す。このフィルタは傾きを補正し、
すなわち搬送周波数の手前側と向う側に位置する周波数
の振幅差を補正するためのものである。トランスバーサ
ル・フィルタ１８の入力部に印加される信号は、一般に
２つの復調成分Ｉ、Ｑから構成され、これらの成分は
（中間周波数領域あるいは超高周波数領域における）ソ
ース信号を、位相が直交した２つの信号に基づいて復調
することで得られる。

【００５３】トランスバーサル・フィルタ１８は、第１
瀘波回路２０ａと第２瀘波回路２０ｂを含んでおり、こ
れらは同じものである。個々のセルは復調成分Ｉ、Ｑの
どちらかを受け取り、それぞれ第１および第２和信号を
送出するが、これらの和信号はそれぞれＩ_sおよびＱ_s
と表記される。

【００５４】個々の瀘波回路２０ａ、２０ｂは第１遅延
回路２１ａ、２１ｂを含んでおり、この遅延回路はそれ
ぞれ復調成分ＩおよびＱを受け取り、またそれぞれ遅延
された第１および第２復調信号Ｉ₂、Ｑ₂を送り出す。
第２遅延回路２２ａ、２２ｂは、各瀘波回路内の第１遅
延回路の出力部に置かれ、遅れ信号Ｉ₃およびＱ₃を送
り出す。個々の遅延回路２１ａ、２１ｂ、２２ａ、およ
び２２ｂは、その入力部に印加された信号を時間τだけ
遅延させるが、この遅延時間は被変調信号の中心周波数
や符号持続時間とは無関係に選択できる。

【００５５】減算器２３ａおよび２３ｂは、Ｉ₁および
Ｑ₁と表記された入力信号を、それぞれ信号Ｉ₃および
Ｑ₃から差し引く。この減算器２３ａおよび２３ｂから
の各出力信号に、乗算器２４ａおよび２４ｂを用いて係
数ｋ_pが乗じられる。この係数はこれ以降傾き補正係数
と呼ばれ、推定装置１９から送り出され、したがって乗
算器は第１および第２和信号Ｉ_sおよびＱ_sを送り出
す。

【００５６】こうして、Ｉ_s＝ｋ_p（Ｉ₃−Ｉ₁）が得
られる。ここでＩ₁は瀘波回路２０ａの入力部に印加さ
れる信号であり、Ｉ₃は信号Ｉ₁を２τだけ遅延させた
ものであり、ｋ_pは傾き補正係数である。またＱ_s＝ｋ
_p（Ｑ₃−Ｑ₁）が得られる。ここでＱ₁は瀘波回路２
０ｂの入力部に印加される信号であり、Ｑ₃は信号Ｑ₁
を２τだけ遅延させたものである。

【００５７】加算手段２５は第２和信号Ｑ_sを、遅延さ
れた第１復調信号と呼ばれる信号Ｉ₂と加算する。第２
和信号Ｑ_sには、信号Ｑ₁とＱ₃が算入されているの
で、この和信号Ｑ_sは遅延された第１復調信号Ｉ₂を中
心として時間的に対称な２つの成分を有する。

【００５８】減算手段２６は、第１和信号Ｉ_sから、遅
延された第２復調信号と呼ばれる信号Ｑ₂を差し引く。
第１和信号Ｉ_sも同じく、遅延された第２復調信号Ｑ₂
を中心として時間的に対称な２つの成分を有する。

【００５９】加算手段２５および減算手段２６からの各
出力信号は、それぞれ補正済み復調成分

【００６０】

【数１８】

【００６１】および

【００６２】

【数１９】

【００６３】を構成する。

【００６４】瀘波回路２０ａ、２０ｂの伝達関数Ｈ（j
ω）は、遅延時間ｅ^-jωτを除けば完全に実数であり、
また位相に関して１次の関数であり、従って群の遅延歪
みを免れていること（対称インパルス応答）に注目され
たい。

【００６５】マルチパスによってもたらされる符号間歪
みのために、Ｉ_sはＱに由来する成分を持ち、またＱ_s
はＩに由来する成分を持つ。

【００６６】補正済み復調成分

【００６７】

【数２０】

【００６８】および

【００６９】

【数２１】

【００７０】は、図示されていない判断ユニットに印加
される。この判断ユニットは符号周波数で作動し、送信
された符号の復元を可能にする。従って、周波数イコラ
イザは判断より前に作用することに注目されたい。

【００７１】成分

【００７２】

【数２２】

【００７３】および

【００７４】

【数２３】

【００７５】は、トランスバーサル・フィルタ１８を制
御する推定装置（図５）に印加される。

【００７６】図７はこの推定装置の好ましい実施例を示
している。

【００７７】図中の推定装置１９は全体がアナログ技術
で作製されている。先行技術におけるのと同様、この推
定装置の役目もやはり、ソース信号の振幅／周波数特性
を推定することである。ここで、位相が直交した２つの
信号を使ってソース信号を復調することで２つの成分Ｉ
およびＱが得られ、これらの成分はこの推定装置の入力
部に印加される。推定装置は係数ｋ_pを発生させる処理
手段を含んでおり、係数ｋ_pはソース信号の振幅／周波
数特性を表す。

【００７８】この説明の中でこれ以降、下記の表記を採
用することにする。推定装置の入力部に印加される信号
は、ｉおよびｑと表記されるベースバンド領域の成分で
あるが、これらの成分はそれぞれ未補正復調成分Ｉおよ
びＱに一致するか、あるいは本発明の推定装置をトラン
スバーサル・フィルタを制御するのに利用する場合に
は、補正済み復調成分

【００７９】

【数２４】

【００８０】および

【００８１】

【数２５】

【００８２】に一致する。

【００８３】したがって、本発明において、推定装置の
入力部に印加される信号は、２つの成分ｉおよびｑから
構成され、これらの成分は位相が直交する２つの信号を
用いてソース信号を復調することで得られる。図中の処
理手段は、｜ｉ＋ｊｑ｜と｜ｑ＋ｊｉ｜との差に等しい
この係数ｋ_pを発生させる。

【００８４】推定装置は２つの入力部を備え、各入力部
にベースバンド領域の成分ｉおよびｑが印加され、また
それぞれの成分は、参照番号３２および３３で示される
２つの結合手段にも印加される。この結合手段３２およ
び３３は、それぞれｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉを送り出
し、また例えば、２つの入力ポートを有する２つの０−
９０°結合器から構成されている。これら結合手段は、
ベースバンド内に位置する所定の周波数において、ベー
スバンド領域における２つの成分の一方を、ベースバン
ド領域における他方の成分に対して９０°移相させ、こ
の他方の成分を、移相された成分に加算する。この所定
周波数をｆｘと表記し、またこれはゼロ周波数からでき
るだけ離し、またこれを図４Ｂに示す。２０ＭＨｚの現
実のベースバンドに対して、例えば最大感度を得るに
は、１０ＭＨｚに等しいｆｘを選ぶことになろう。

【００８５】結合手段は、この所定周波数において２成
分の一方を９０°移相すると想定する。選択した周波数
において９０°の移相をもたらすＬＣ回路のような瀘波
回路を用いてもよいが、好ましくは、市販の０−９０°
ハイブリッド結合器を用いたほうがよい。なぜならハイ
ブリッド結合器による移相のほうが、広い周波数範囲に
わたって一定だからである。

【００８６】図７において、結合手段は０−９０°結合
器で構成されている。成分ｉは結合器３２の０°入力点
に印加され、またこの結合器の９０°入力点は成分ｑを
受け取る。同様に、成分ｑは結合器３３の０°入力点に
印加され、またこの結合器の９０°入力点は成分ｉを受
け取る。こうして結合器３２および３３はそれぞれ、入
力点に印加された成分ｉおよびｑから、複素数成分ｉ＋
ｊｑおよびｑ＋ｊｉをその出力部から送り出す。このた
め（結合器３２および３３からの出力として）、復調に
よって取り除かれる初期の中心周波数より高い周波数お
よび低い周波数を代表する信号を発生させることが可能
になる。このようにして、（中心周波数から見て）スペ
クトルの正の周波数と負の周波数を復元する。

【００８７】複素数成分は帯域通過フィルタ３４、３５
に印加される。これらのフィルタの中心周波数が同一で
あり、しかも周波数ｆｘと等しいことが好ましい。推定
装置はまた、複素数成分ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉの相対
的振幅を評価するための手段３６から４０をも含んでお
り、ソース信号の振幅／周波数特性を表す係数ｋ_pを送
り出す。この評価手段は、例えば２つのパワー検波器３
６、３７を備え、その後ろに低域通過フィルタ３８、３
９を置くことで、｜ｉ＋ｊｑ｜と｜ｑ＋ｊｉ｜を得るこ
とを可能にする。減算器４０は、｜ｉ＋ｊｑ｜と｜ｑ＋
ｊｉ｜の差を送り出す。この差は、周波数ｆo ＋ｆx と
ｆo −ｆx との間の電力の差を表し、従って検討してい
る帯域内のスペクトルの振幅減衰に比例する。積分器４
１は、図６の２つの瀘波回路２０ａおよび２０ｂに印加
される係数ｋ_pを送り出す。

【００８８】図７に提案した構造は、市販の９０°ハイ
ブリッド結合器の使用が可能であるという点で有利であ
る。この結合器はベースバンド内に位置する一つの周波
数で作動し、その後ろには、その振幅が傾きを表す周波
数帯域を選択する単純なフィルタが置かれる。推定装置
１９の作製は極めて簡単である。なぜなら、トランスバ
ーサル・フィルタの入力部に印加されるソース信号の振
幅／周波数特性を補正するのに、ありふれた部品（ハイ
ブリッド結合器、帯域通過フィルタと低域通過フィル
タ、整流器など）しか必要としないからである。

【００８９】トランスバーサル・フィルタ１８は、図中
の実施例と異なっていてもよいが、要は傾き補正係数ｋ
_pを、ＩがＱに及ぼす相互の影響、すなわち符号間の干
渉を知らせる信号に対して掛け合わせることである。

【００９０】推定装置１９はさらに、｜ｉ＋ｊｑ｜＋｜
ｑ＋ｊｉ｜を送り出す加算器４２を含んでいてもよく、
その値はベースバンド領域における信号の振幅に比例す
る。場合によってはまた、ラッチ利得Ｃ_gを加算器４２
に印加してもよい。積分器４３によってこの利得値を積
分すると、このように利得制御係数ｋ_gを得ることが可
能となり、この係数は（図５において参照番号１５およ
び１６で示される）可変利得増幅器に印加され、または
係数ｋ_gを構成する。可変利得増幅器はトランスバーサ
ル・フィルタの上流に位置し（接続路は点線で表されて
いる）、係数ｋ_gは図６に示したトランスバーサル・フ
ィルタの乗算器２７、２８に印加される。

【００９１】中間周波数領域において作動するイコライ
ザとは対照的に、ここまで説明した周波数イコライザで
は、遅延回路によって生じる遅れτを、符号伝送速度
と、中間周波数信号と（あるいは場合によっては、より
低い程度においてではあるが、超高周波数信号）の中心
周波数に応じて変更する必要が生じない。

【００９２】図８は、本発明によるベースバンド領域で
の推定装置１９を採用した復調段の回路図の概要であ
る。

【００９３】中間周波数信号ＦＩあるいは超高周波数信
号ＳＨＦから構成されるソース信号は、中間周波数領域
または超高周波数領域で作動するトランスバーサル・フ
ィルタ９０の入力部に印加される。フィルタ９０からの
出力信号は、補正済み超高周波数信号

【００９４】

【数２６】

【００９５】あるいは補正済み中間周波数信号

【００９６】

【数２７】

【００９７】である。この補正済み信号は、２つの混合
器９１、９２を含む復調段に印加され、またこれらの混
合器９１、９２は、位相が直交した復調信号を局部発振
器９３から受け取る。混合器９１、９２からの出力信号
は、ベースバンド領域における２つの補正済み復調成分

【００９８】

【数２８】

【００９９】および

【０１００】

【数２９】

【０１０１】を構成している。これらの成分は本発明に
よる推定装置１９に印加され、また推定装置１９はとり
わけ、係数ｋ_pを発生させるが、この係数ｋ_pはソース
信号のスペクトルの傾きを補正するためのものである。
こうした利用法の場合、ｋ_pは

【０１０２】

【数３０】

【０１０３】と

【０１０４】

【数３１】

【０１０５】との間の差に等しい。従って本発明の推定
装置は、同じ傾き補正係数ｋ_pであっても、ベースバン
ド領域で作動しないトランスバーサル・フィルタに印加
される係数を生成するのにも利用できる。

【０１０６】図９に本発明によるベースバンド領域での
推定装置が、傾き補正係数をトランスバーサル・フィル
タに供給するのに利用されない復調段を示す。

【０１０７】超高周波数ソース信号ＳＨＦまたは中間周
波数ソース信号ＦＩは、復調段を用いて復調されるが、
この復調段は２つの混合器９４、９５を含んでおり、そ
れらは局部発振器９６から位相が直交した２つの信号を
受け取る。これらの混合器９４、９５から送り出される
復調信号ＩおよびＱはベースバンド領域内にある。もし
ソース信号が超高周波数信号ＳＨＦであるならば、また
もし局部発振器９６が送り出している位相直交信号が、
ＳＨＦ信号の搬送周波数に等しいならば、直接復調を実
行する。未補正成分ＩおよびＱを、本発明による推定装
置１９に印加すると、この推定装置はとりわけ、係数ｋ
_pを発生させる。

【０１０８】補足となり得る２つの適用例によれば、係
数ｋ_pは表示手段９７に供給され、場合によってはそれ
の前に処理手段が置かれるが、この表示手段は利用者に
対し、受信したＳＨＦ信号に影響を与える傾きについて
の情報を与え、あるいは、この係数ｋ_pは検波器９８に
供給され、この検波器は、もしｋ_pの値が、越えてはな
らない最大傾きに対応する所定の基準値ＲＥＦを上回っ
た場合、警報信号 ALARMを発生させる。このような推定
装置の利用法は、例えば通信ネットワーク内の送信局／
受信局を衛星によって、または地上中継局によって調整
するのに適している。

【０１０９】専門家であれば、本発明の推定装置に関し
て別の適用例を容易に思いつくであろうし、そうした適
用例は必ずしも受信信号の傾き補正フィルタの制御と結
び付いてはいない。

【図面の簡単な説明】

【図１】中間周波数領域または超高周波数領域で作動す
る周波数イコライザを含む、従来型の復調段を示す図で
ある。

【図２】傾きによって変形した信号のスペクトルを示す
図である。

【図３】図１の周波数イコライザを作製するのに利用で
きる従来型のトランスバーサル・フィルタの回路図の概
要である。

【図４Ａ】それぞれ、ベースバンド領域における復調前
と復調後の、傾きによって変形したスペクトルを示す図
である。

【図４Ｂ】それぞれ、ベースバンド領域における復調前
と復調後の、傾きによって変形したスペクトルを示す図
である。

【図５】ベースバンド領域で作動する本発明による周波
数イコライザを含み、直接復調を行う、ディジタル信号
受信器の復調段の回路図の概要である。

【図６】図５のトランスバーサル・フィルタの好ましい
実施例を示す図である。

【図７】本発明の推定装置の好ましい実施例を示す図で
ある。

【図８】本発明によるベースバンド領域での推定装置を
利用した復調段の回路図の概要である。

【図９】本発明によるベースバンド領域での推定装置を
利用した復調段の回路図の概要である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ソース信号【数１】の振幅／周波数特性を推定する装置（１９）であって、
位相が直交する２つの信号を用いた復調によって、ベー
スバンド領域の成分ｉおよびｑが送出され、これらの成
分が上記推定装置（１９）の入力部に印加され、上記推
定装置（１９）が、上記成分ｉおよびｑから複素数成分
ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊｉを生成する結合手段（３２、３
３）、並びに上記複素数成分（ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊ
ｉ）の振幅の大小を評価することによって、上記ソース
信号【数２】の上記振幅／周波数特性を表す係数（ｋ_p）を送り出す
評価手段（３４〜４０）を備える、推定装置。
【請求項２】上記成分ｉおよびｑの上記結合手段（３
２、３３）が、上記複素数成分（ｉ＋ｊｑおよびｑ＋ｊ
ｉ）を帯域通過フィルタ（３４、３５）に供給し、この
フィルタの中心周波数が上記ベースバンド内に位置する
所定の周波数（ｆｘ）に等しいことを特徴とする請求項
１に記載の推定装置。
【請求項３】上記結合手段が２つの０−９０°の入力
ポートを有する２つの結合器から構成され、それらの結
合器がそれぞれ出力部において、上記所定周波数（ｆ
ｘ）において、ベースバンド領域の上記成分（ｉ、ｑ）
の一方を９０°移相し、ベースバンド領域の他方の成分
（ｑ、ｉ）に加えることを特徴とする請求項１または２
に記載の推定装置。
【請求項４】上記成分ｉおよびｑが、２つの復調成分
ＩおよびＱであり、それらの復調成分が、上記ソース信
号（ＦＩ、SHF ）を位相が直交した２つの信号に基づい
て復調することで得られることを特徴とする請求項１か
ら３のいずれか一項に記載の推定装置。
【請求項５】上記係数（ｋ_p）が、トランスバーサル
・フィルタ（１８、９０）の入力部に印加される信号
（Ｉ、Ｑ、ＦＩ、SHF ）の振幅／周波数特性の補正係数
を構成し、そのトランスバーサル・フィルタ（１８、９
０）にも上記補正係数（ｋ_p）が印加され、上記トラン
スバーサル・フィルタ（１８、９０）から出される信号
が補正済み信号【数３】と呼ばれることを特徴とする請求項１から３のいずれか
一項に記載の推定装置。
【請求項６】上記補正済み信号が、補正済み超高周波
数信号【数４】または補正済み中間周波数信号【数５】であること、および上記トランスバーサル・フィルタ
（９０）と上記推定装置（１９）との間に挿入された復
調段（９１、９２、９３）が、直交する位相を持った２
つの信号に基づく上記補正済み信号【数６】の復調を保証することを特徴とする請求項５に記載の推
定装置。
【請求項７】上記補正済み信号が、ベースバンド領域
の信号【数７】であって、２つの補正済み復調成分【数８】から構成されていること、および上記トランスバーサル
・フィルタ（１８）の入力部に印加される信号が、ベー
スバンド領域の２つの成分（Ｉ、Ｑ）によって構成され
ており、これらの成分が上記ソース信号（SHF 、ＦＩ）
を受け取る復調段（９１、９２、９３）から送出される
ことを特徴とする請求項５に記載の推定装置。
【請求項８】推定装置が｜ｉ＋ｊｑ｜と｜ｑ＋ｊｉ｜
とを加算する手段（４２）を含み、その加算手段が積分
（４３）ののち、利得補正係数（ｋ_g）を送り出すこと
を特徴とする請求項１から７いずれか一項に記載の推定
装置。
【請求項９】請求項５から８のいずれか一項に記載の
推定装置（１９）によって制御されるトランスバーサル
・フィルタ（１８）であって、 −それぞれ復調成分（Ｉ、Ｑ）のどちらかを受け取り、
それぞれ第１および第２和信号（Ｉ_s、Ｑ_s）を送出す
る第１および第２瀘波回路（２０ａ、２０ｂ）と、 −遅延された第１復調信号（Ｉ₂）を中心とする時間的
に対称な２つの成分を有する上記第２和信号（Ｑ_s）
を、上記第１瀘波回路（２０ａ）から出される遅延され
た第１復調信号（Ｉ₂）と加算する、加算手段（２５）
と、 −遅延された第２復調信号（Ｑ₂）を中心とする時間的
に対称な２つの成分を有する上記第１和信号（Ｉ_s）
を、上記第２瀘波回路（２０ｂ）から出される遅延され
た第２復調信号（Ｑ₂）から差し引く、減算手段（２
６）とを備え、上記加算手段（２５）および減算手段（２６）が、上記
補正済み復調成分【数９】を送り出すことを特徴とするトランスバーサル・フィル
タ。
【請求項１０】上記トランスバーサル・フィルタ（１
８）の入力部に印加される上記信号が、搬送波と同じ周
波数（Ｆ０１）と直交する位相とを有する２つの信号を
使って、上記ソース信号を構成する超高周波数受信信号
（SHF ）を直接復調（１２、１３、１４）することによ
って得られた、ベースバンド領域の２つの信号によって
構成されることを特徴とする請求項９に記載のトランス
バーサル・フィルタ（１８）。