KR100818279B1 - 복소 계수 트랜스버설 필터 및 복소 주파수 변환기 - Google Patents

복소 계수 트랜스버설 필터 및 복소 주파수 변환기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 탄성표면파(Surface Acoustic Wave : SAW) 필터를 이용한 복소 계수 트랜스버설 필터 및 복소 주파수 변환기에 대한 것으로서, 본 발명의 복소 계수 트랜스버설 필터는 실수 신호를 입력으로 하여 복소 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성표면파 필터와 복소 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터를 구비하고, 상기 각각의 탄성표면파 필터는 실수 신호의 입력측 또는 복소 신호의 출력측을 밸런스 방식으로 구동시키는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면 입력 단자와 출력 단자 간의 직달파를 서로 상쇄시켜 실수부와 허수부 신호의 위상 차이를 90도로 유지할 수 있고, 이러한 필터를 주파수 변환기에 사용할 경우 이미지 신호의 억제 특성과 EVM(Error Vector Magnitude) 특성을 개선시킬 수 있다.
Figure R1020060102037
복소 계수 트랜스버설 필터, 탄성표면파 필터, 트랜스듀서, 주파수 변환기

Description

복소 계수 트랜스버설 필터 및 복소 주파수 변환기 {COMPLEX NUMBER TRANSVERSAL FILTER AND COMPLEX FREQUENCY CONVERTER}
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 복소 주파수 변환기의 구성도이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부 임펄스 응답을 나타낸 것이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부 임펄스 응답을 나타낸 것이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 이미지 압축 특성을 보여주는 것이다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 I출력, Q출력의 진폭차를 나타내는 설명도이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 I출력, Q출력의 위상차를 나타낸는 설명도이다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 구성도이다.
도 9는 본 발명의 제2실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 이미지 압축 특성을 보여주는 설명도이다.
도 10은 본 발명의 비교 실시예에 따른 트랜스버설 필터의 구성도이다.
도11은 상기 도10의 상기 비교 실시예에서 이미지 억제 특성의 측정 결과를 나타내는 설명도이다.
본 발명은 복소 계수 트랜스버설(transversal) 필터 및 복소 주파수 변환기에 관한 것으로서, 특히 고성능의 무선 통신 단말기와 같이 높은 주파수 대역의 복소 계수 필터 구현에 적합한 탄성 표면파(Surface Acoustic Wave : SAW) 필터를 이용한 복소 계수 트랜스버설 필터 및 이를 이용한 주파수 변환기에 관한 것이다.
RF 신호를 주파수 변환하고, 원하는 신호를 선택하는 수신기의 프론트 엔드(front end) 구성으로서, IF 주파수를 이용한 헤테로다인 방식, RF를 DC로 변환하는 제로 IF 방식(direct conversion), 믹서로 이미지를 억제하는 이미지 리젝션 믹서를 이용하는 로우 IF 방식이 있다.
[헤테로다인 방식]
헤테로다인 방식은 이미지 신호 방해를 피하기 위하여 IF 주파수를 높게 하여 RF의 목적 신호와 이미지 주파수 신호의 차를 크게 하고, RF 필터에서 이미지 주파수 신호를 억제하는 방식이다. 수신기와 송신기가 동시에 동작하는 풀 듀플렉스형의 무선기는 송신 주파수 신호나 송신과 수신 로컬 신호를 공통화하였을 때의 송신 신호의 이미지를 억제하고 RF 필터로는 억제할 수 없는 강력한 시스템 대역의 외측으로부터의 방해를 피하기 위하여, 사용하는 IF 주파수를 무선 통신 방식마다 다르게 한다. 이러한 멀티 모드의 무선기는 모드 마다 채널 대역폭을 다르게 하기 위한 별개의 IF 필터가 필요하므로 회로 규모가 매우 커지는 문제가 있었다.
[제로 IF 방식]
제로 IF 방식은 IF 필터가 IC화 가능하므로 소형화에 적합한 방식이다. 그러나, 제로 IF 방식은 RF신호를 DC로 변환시키기 때문에 주파수 변환 후의 DC 오프셋과 믹서의 비선형성으로 인한 IM2(Second order intermodulation distortion)의 문제에 따른 EVM(error vector magnitude) 특성의 열화라는 문제가 있다. EVM 특성의 악화는 믹서와 로컬 신호에 따른 신호가 완전하게 직교하지 않는 불완전한 신호 처리에 의한 것이다. 이를 해결위해 로컬 신호의 출력I/출력Q 사이(이하, 단순히 IQ사이라고 한다)의 진폭 오차와 위상 오차를 저감하고, 믹서를 구성하는 트랜지스터간 오차를 저감하는 회로가 개발된 바 있다. 또한, 복소 기저대역(baseband) 신호를 디지털화한 후에 디지털 신호 처리에 의해 IQ간의 오차를 보상하는 수 많은 기술이 개발된 바 있다.
그러나, 아날로그 회로가 가진 불완전성으로 인해 상기 IQ간 오차의 개선에는 일정한 한계가 있다. 예를 들어, 다치(multi-level modulation) 변조에서는 부호간 간섭으로 인한 열화가 있고, OFDM에서는 캐리어간 간섭의 문제가 있다. 무선 LAN에 있어서의 통신 방식인 MIMO의 경우 아날로그 회로의 불완전성으로 인한 통신 속도 고속화의 한계가 있었다.
[로우 IF 방식]
로우 IF 방식은 주파수 변환 처리에 이미지 리젝션 믹서를 이용함으로써, 목적 신호 주파수에 대하여 로컬 신호 주파수의 반대측에 있는 목적 외의 주파수 신호를 억제하는 방식이다. 로우 IF 방식은 RF 필터와 IF 필터의 주파수 특성에 의존하지 않고 이미지 주파수 신호를 억제한다. 상기 이미지 억제비는 RF 필터의 특성에 의존하지 않기 때문에 가파른 특성의 IF 필터가 필요하지 않고, IF 주파수를 낮게할 수 있는 특징이 있다. IF 주파수의 2배의 주파수가 목적 주파수 신호와 이미지 주파수 신호의 주파수 간격이 되므로, IF 주파수가 채널 간격이 같을 때 목적 채널과 목적 채널의 이미지 주파수는 목적 채널의 다음의 인접 채널이 된다.
다운 컨버터를 사용하는 무선 통신 방식의 경우 IF 주파수의 2배 떨어진 이미지 주파수 신호에 대한 블록킹 등의 사양이 이미지 억제비 이하일 때 무선 방식의 사양을 만족시킬 수 있다. 로우 IF 방식에서의 IF 주파수는 낮기 때문에 IF 필터를 액티브 필터로 구성할 수 있고, IC화에 따른 소형화가 용이하다. 또한 IF 주파수는 무선 통신 방식마다 다른 주파수가 요구되는 것은 아니며, 멀티 모드 무선기에 있어서 IF 주파수를 공통화하는 것도 용이하다. 주파수는 고정이 가능하나 대역폭은 고정이 불가능한데, gmC 필터 등에서는 필터 특성의 가변이 용이하기 때문에, 복수의 필터를 준비하지 않고도 멀티 모드에 대응할 수 있다.
그러나, 기존의 로우 IF 방식의 경우 이미지 억제비는 30dB 정도로서(필립스 사 SA1920 데이터 시트, SA1921 데이터 시트) 이미지 억제비가 낮기 때문에 이미지 주파수 신호에 대한 블록킹 등의 사양이 떨어지는 무선 통신 방식에서는 사용이 가능하였으나, 30dB를 넘는 방해 내성을 요구하는 방식에는 사용될 수 없었다.
본 발명은 상기 종래의 제로 IF 방식의 경우 EVM 특성이 열화되는 문제와 로우 IF 방식의 경우 이미지 억제비가 낮은 문제를 개선하기 위한 것으로서, 본 발명은 실수부와 허수부의 위상차가 90도로 유지되며, 이미지 신호에 대한 억제 특성이 양호한 복소 계수 트랜스버설 필터를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한, 본 발명은 상기 복소 계수 트랜스버설 필터를 이용한 복소 주파수 변환기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 복소계수 트랜스버설 필터는 실수 신호를 입력으로 하여 복소 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성 표면파 필터와 복소 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터를 구비하고, 상기 각각의 탄성표면파 필터는 실수 신호의 입력측 또는 복소 신호의 출력측을 밸런스 방식으로 구동시키는 구성을 갖는다.
상기 다른 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 복소 주파수 변환기는 실수 신호를 입력으로 하여 복소 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성표면파 필 터와 복소 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터를 구비하고, 상기 제1, 제2 탄성표면파 필터는 각각 입력측 또는 출력측을 밸런스 방식으로 구동시키는 복소 계수 트랜스버설 필터; 소정 주파수의 복소 로컬 신호를 생성시키는 국부 발진기; 및 상기 복소 계수 트랜스버설 필터와 상기 국부 발진기에 접속되고, 상기 복소 계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소 신호와 상기 국부 발진기로부터 출력되는 상기 로컬 신호를 승산하여 주파수를 변환하는 복소 믹서를 구비한다.
이하 본 발명의 도면과 실시예를 참조하여, 본 발명에 따른 복소계수 트랜스버설 필터와 주파수 변환기에 대하여 보다 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 (全)복소 주파수 변환기(100)의 개략 구성을 나타내는 설명도이다.
본 실시예에 따른 복소주파수 변환기(100)는 안테나(111), LNA(112), 복소계수 트랜스버설 필터(120), 복소 믹서(130), LPF(141, 144), AGC(142, 145) 및 ADC(143, 146)을 포함한다. 도 1은 본 실시 형태에 필요한 구성 부분만을 나타낸 것으로, 상기에 열거되지 않은 기타 구성 요소에 대해서는 도시 및 설명을 생략한다.
LNA(Low Noise Amplifier, 112)는 안테나(111)로부터 입력된 RF 신호를 증폭하는 증폭기이다. 안테나에서 수신된 RF 신호는 외부의 잡음을 포함하고 있으므로 LNA를 통해 잡음을 최소화하면서 신호를 증폭시키는 것이다.
복소 계수 트랜스버설 필터(120)는 양의 주파수 또는 음의 주파수 성분을 억제하기 위한 필터이다. 본 발명의 복소 계수 트랜스버설 필터(120)는 2개의 탄성표 면파 필터를 포함한다. 제1 탄성표면파 필터(121)는 입력 신호와 필터가 갖는 우대칭(偶對稱) 임펄스 응답을 컨벌루션 적분하여 복소 신호의 실수부(120-I)를 생성하는 것이다. 제2 탄성표면파 필터(126)는 입력 신호와 필터가 갖는 기대칭(奇對稱) 임펄스 응답(impulse response)을 컨벌루션(convolution) 적분하여 복소 신호의 허수부(120-Q)를 생성한다. 이러한 복소 계수 트랜스버설 필터(120)의 상세 내용에 대해서는, 도 2와 8을 참조하면서 후술한다.
복소 믹서(130)는 복소계수 트랜스버설 필터(120)로 부터의 복소 신호에 로컬 신호를 혼합하여 복소주파수 변환하는 것이다. (全)복소 믹서(130)는 제1 내지 제4승산기(131, 132, 133, 134)와, 제1 및 제2 가산기(또는 감산기)(135, 136)를 구비한다.
복소 믹서(130)는 로컬 신호를 생성하는 국부 발진기(137)로부터 실수축 로컬 신호(cos)를 입력받고, 국부 발진기(137)로부터 허수축 로컬 신호(-sin)를 입력 받는다. 국부 발진기(137)에서 발생되는 복소 로컬 신호는 상기 입력 신호가 갖는 주파수 대역 외의 범위에 존재하도록 조절된다. 복소 믹서(130)는 국부 발진기(137)로부터 입력된 복소 신호에 대하여 주파수 제로 또는 제로 근처의 주파수가 되는 주파수 변환을 행하여 복소 신호를 출력한다.
LPF(Low Pass Filter, 141)는 복소 신호의 고주파 성분의 제거하는 저역 통과 필터이다. LPF(141)을 통해 고주파 성분이 제거된 복소 신호는, AGC(Auto Gain Control, 142) 및 ADC(Analog/Digital Converter, 143)를 통하여 복소 기저대역(baseband) 신호의 실수축 성분으로서 출력단 I를 통해 출력된다. 도1의 하측에 있는 LPF(144)도 복소 신호의 고주파 성분을 제거시킨다. LPF(144)를 통해 고주파 성분이 제거된 복소 신호는 AGC(145) 및 ADC(146)을 통하여 복소 기저대역 신호의 허수축 성분으로서 출력단 Q를 통해 출력된다.
이상 본 발명의 일 실시예에 따른 전복소 주파수 변환기(100)에 대하여 설명하였다. 이하에서는 복소 주파수 변환기(100)의 구성 요소 중 본 발명의 특징적인 구성 요소인 복소 계수 트랜스버설 필터(120)에 대하여 상세히 설명한다.
도2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터(120)의 구성도이다.
본 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터(120)는 입력 신호인 실수RF 신호를 90°의 위상차를 갖게하여 실수 RF신호를 복소화시키는 복소계수 필터로서, 본 실시예에서는 트랜스버설형 SAW 필터를 사용하여 구현한다.
본 실시예에서의 복소 계수 트랜스버설 필터는 탄성 표면파 필터(SAW 필터) 외에 스위치드 캐패시터 회로, 전하 영역 소자 등에 의해서도 실현할 수 있는데, 높은 주파수의 복소 계수 필터의 실현에는 SAW 필터(탄성 표면파 필터)가 적합하다.
[트랜스버설형 SAW 필터의 기본 원리]
본 단락에서는 트랜스버설형 SAW 필터의 기본 원리에 대하여 설명한다. SAW필터는 압전 기판 상에 교차폭이 장소마다 달라지는 발모양 전극을 갖는 트랜스듀서(Inter-digital Transducer : IDT)를 갖는다. 상기 (입력측)트랜스듀서에 임펄스 전기 신호가 인가되면 압전성에 의해 기계적 왜곡이 생기고, 탄성 표면파(Surface Acoustic Wave : SAW)가 여진되어, 기판의 좌우 양방향으로 전파된다.
상기 입력측 IDT(트랜스듀서)로부터 전파되는 SAW 신호의 임펄스 응답은 각 탭에서의 무게 함수(교차폭) Wi, 각 탭으로부터의 거리 xi, 탄성 표면파의 위상 속도 v로 결정되고, 그 주파수 전달 함수 H(ω)는 하기 수학식으로 부여된다.
[수학식 1]
Figure 112006075634285-pat00001
상기 수식은 트랜스버설형 SAW 필터의 기본 원리로서, SAW필터의 임펄스 응답이 무게 함수 Wi의 선형적인 결합 특성을 갖는 다는 점을 보여준다. 트랜스버설형 SAW 필터는 입력측 트랜스듀서로부터 발생한 SAW신호의 전파 방향으로 설치된 다른 쪽의 트랜스듀서에 의해 다시 전기 신호로 변환되어 원하는 필터링을 수행한다. 상기 수학식1에서 원하는 필터링 정도에 맞는 신호를 얻기 위하여, Wi와 xi에 대한 회로 설계를 통해 진폭 특성과 위상 특성을 독립적으로 제어할 수 있다. 이를 통하여 대역통과 특성을 갖는 복소 계수 트랜스버설 필터를 구현할 수 있다.
상기 기본 원리에 따른 본 발명의 복소 계수 트랜스버설 필터는 입력 신호인 실수 신호를 복소 신호로 변환시키는 필터이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(120)는 변환후의 복소 신호의 실수부(120-I)를 생성시키기 위하여 우대칭 임펄스 응답에 의해 컨벌루션 적분을 하는 트랜스버설형 제1 탄성표면파 필터(SAW필터)와, 허수부(120-Q)를 생성시키 위하여 기대칭 임펄스 응답에 의해 컨벌루션 적분을 하는 트랜스버설형 제2 탄성표면파 필터를 포함한다.
본 실시예에 따른 제1 탄성표면파 필터(121)는 입력측의 트랜스듀서(122)와 출력측의 트랜스듀서(123), 입력 단자(I-1), 접지 단자(I-2, I-3), 출력 단자(I-4, I-5)를 구비한다. 또한, 제2 탄성표면파 필터는 입력측 트랜스듀서(127)와 출력측 트랜스듀서(128), 입력 단자(Q-1), 접지 단자(Q-2, Q-3), 출력 단자(Q-4, Q-5)를 포함한다.
제1 탄성표면파 필터는 LNA로부터 증폭된 전기적인 신호로부터 SAW신호를 발생시키는 입력측 트랜스듀서(122)와 상기 SAW 신호와의 컨벌루션을 통해 복소 RF신호의 실수부를 생성시키도록 우대칭의 임펄스 응답을 갖는 출력측 트랜스듀서(123)를 구비한다. 제1 탄성표면파 필터(121)는 입력 신호로부터 복소 신호의 실수부(120-I)를 출력한다.
입력측 트랜스듀서(122)는 단일의 입력 단자 I-1를 가지며, 2개의 트랜스듀서(122a, 122b)를 포함한다. 트랜스듀서(IDT: Inter-digital Transducer)는 도 2에 도시된 바와 같이 압전 기판 상에 마련되며, 트랜스듀서의 핑거 교차폭은 위치에 따라 다르게 설계된다.
입력측 트랜스듀서(122)를 이루는 2개의 트랜스듀서(122a, 122b)는 동일 구조를 가지며, 신호 전달 방향에 대하여 선대칭으로 평행하게 접속된다. 또한, 상기 트랜스듀서(122a, 122b)는 공통적으로 접지 단자(ground) I-2, I-3을 갖는다.
입력측 트랜스듀서(122)에 전기 신호가 인가되면 압전성에 의해 기계적 왜곡이 발생하고, 2개의 트랜스듀서(122a, 122b)에 탄성 표면파(Surface Acoustic Wave:SAW)(124a, 124b)가 여진되어 압전 기판(129)의 좌우 방향으로 전파되어 후술 하는 출력측 트랜스듀서(123)로 신호가 전달된다.
출력측 트랜스듀서(123)는 2개의 트랜스듀서(123a, 123b)와 2개의 출력 단자(I-4, I-5)를 갖는다. 출력측 트랜스듀서(123a, 123b)는 동일 구조로서 도2와 같이 신호 전달 방향과 수직 방향으로 평행하게(동일 방향으로) 접속된다.
2개의 출력측 트랜스듀서(123a, 123b)는 실수축의 성분을 출력하는 출력(+) 단자 I-4, 출력(-) 단자 I-5에 접속되고, 동시에 입력측 트랜스듀서(122)로부터의 탄성 표면파(124a, 124b)를 수신할 수 있는 위치에 설치된다. 본 실시예에서 출력측 트랜스듀서(123a, 123b)로부터의 출력 신호는 출력(+) 단자 I-4, 출력(-) 단자 I-5로부터 밸런스 출력된다.
복소 신호의 실수부의 성분(120-I)을 출력하는 출력단자I-4, I-5에 접속된 출력측 트랜스듀서(123)는 실수부의 임펄스 응답, 즉 우대칭 임펄스 응답에 대응되는 가중을 행하기 위하여, 포락선(envelop)의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 설치된 각 전극 핑거(finger) 를 갖는다.
본 실시예에 따른 출력측 트랜스 듀서(123)는 밸런스(balance) 방식으로 구동된다. 본 실시예에서 상기 밸런스 방식은 싱글 방식(그라운드와 1개의 입력 단자를 가짐)과 달리, 그라운드와 +, - 단자를 갖는다. 밸런스 방식으로 구동되는 본 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터 구조는 입력 단자 I-1에서 출력(+) 단자 I-4 및 출력(-) 단자 I-5를 볼 때 대칭성을 갖기 때문에, 커먼 모드 노이즈(common mode noise)의 제거에 효율적이다. 특히, 이러한 대칭 구조는 입력-출력 단자간 기생 용량(C1+, C1-)을 거의 같게 하기 때문에, 압전체의 측면을 따라 입력측에서 출력측으로 전달되는 전자기 직달파(Feed Through) 등을 상쇄시킬 수 있다. 본 발명에서는 I-1, I-2 단자로 부터의 출력을 가산 또는 감산할 수 있는 소자를 더욱 부가함으로써, I-1, I-2 단자에 공통된 기생성분에 따른 목적신호 외 신호 성분(노이즈 성분) 들을 상쇄시킬 수 있다.
제2 탄성표면파 필터(126)는 LNA로부터 증폭된 전기적인 신호로부터 SAW신호를 발생시키는 입력측 트랜스듀서(127)와 상기 SAW 신호와의 컨벌루션을 통해 복소 RF신호의 허수부를 생성시키도록 기대칭의 임펄스 응답을 갖는 출력측 트랜스듀서(128)를 구비한다. 제1 탄성표면파 필터는 입력 신호로부터 복소 신호의 허수부(120-Q)를 출력한다.
입력측 트랜스듀서(127)는 단일의 입력 단자 Q-1를 가지며, 2개의 트랜스듀서(127a, 127b)를 구비한다. 2개의 입력측 트랜스듀서(127a, 127b)는 신호 전달 방향에 대하여 선대칭으로 평행하게 접속되고, 공통적으로 접지 단자 Q-2, Q-3를 갖는다. 입력측 트랜스듀서(127)에 인가되는 전기 신호는 기계적 왜곡을 일으키고, 2개의 트랜스듀서(127a, 127b)에서 탄성 표면파(124c, 124d)가 여진되어 압전 기판(129)의 좌우 방향으로 전파되며, 후술하는 출력측 트랜스듀서에 SAW 신호가 전달된다.
출력측 트랜스듀서(128)는 2개의 트랜스듀서(128a, 128b)를 구비한다. 2개의 트랜스듀서(128a, 128b)는 동일 구조로서, 신호 전달 방향과 수직 방향으로 평행하게 접속된다. 2개의 출력측 트랜스듀서(128a, 128b)는 허수축의 성분을 출력하는 출력(+) 단자 Q-4, 출력(-) 단자 Q-5를 가진다. 출력측 트랜스듀서(128a, 128b)는 입력측 트랜스듀서(127a, 127b)로부터의 탄성 표면파(124c, 124d)를 수신할 수 있는 위치에 설치된다. 상기 각각의 트랜스듀서는 허수부의 임펄스 응답, 즉 기대칭 임펄스 응답에 대응되는 가중을 행하기 위하여, 포락선의 중심에 대하여 기대칭인 전극 핑거를 갖는다. 이러한 전극 핑거의 구성에 의해 실 RF 신호는 실수부와 90°의 위상차를 갖는 허수부 신호를 생성하게 된다.
출력측 트랜스듀서의 출력 신호는 출력(+) 단자 Q-4, 출력(-) 단자 Q-5로부터 밸런스 출력되며, 출력측 트랜스듀서의 상기 구조는 입력 단자 Q-1에서 출력(+) 단자 Q-4 및 출력(-) 단자 Q-5를 볼 때 대칭적인 구조이다. 이러한 대칭적인 구조로 인해 입력-출력(+) 단자간 용량 C2+와, 입력-출력(-) 단자간 용량 C2-의 값은 거의 같게 되고, C2+와 C2-에 의한 직달파를 상쇄시킬 수 있다.
이상의 구성을 채택함으로써, I 채널과 Q 채널에서의 직달파(동위상 신호 성분)는 각각 캔슬되므로, I 채널과 Q 채널에서 위상차가 90°로부터 어긋나지 않아 원하는 특성을 얻을 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(120)의 동작에 대하여 설명한다.
먼저 입력측에 전기적인 신호가 입력되면, 입력측 트랜스듀서(122, 127)에 의하여 기계적인 신호인 탄성 표면파(124)가 발생한다. 입력측 트랜스듀서(122, 127)로부터 전파되는 SAW 신호(124)는 각각의 탄성 표면파의 전파 방향에 설치된 출력측 트랜스듀서(123, 128)에 의해 수신되고, 각각에 대응하는 임펄스 응답에 따른 컨벌루션이 행해진 결과로서, 출력 단자를 통해 복소 계수를 갖는 전기 신호를 출력한다.
일측의 출력측 트랜스듀서(123)는 입력 신호와 우대칭 임펄스 응답과의 컨벌루션 적분의 결과로서 출력 단자(I-4, I-5)를 통해 복소계수의 실수 성분(120-I)를 출력하고, 또 다른 출력측 트랜스듀서(128)에서는 입력 신호와 기대칭 임펄스 응답과의 컨벌루션 적분의 결과로서 출력 단자(Q-4, Q-5)를 통해 복소계수의 허수 성분(120-Q)를 출력한다. 여기서 실수부의 출력측 트랜스듀서(123)의 핑거의 간격에 따라 형성된 곡선은 실수부의 임펄스 응답에 대응하도록 설정된다. 마찬가지로 허수부의 출력측 트랜스듀서(128)의 핑거의 간격을 따라 형성된 곡선도 허수부의 임펄스 응답을 갖도록 설계된다. 출력측 트랜스듀서로 입력되는 SAW 신호는 출력측 트랜스듀서에 있는 각각의 핑거에 의하여 일정한 시간 간격을 갖고 가중되는데, 이는 컨벌루션 적분과 동일한 것이다.
도 3은 본 실시예에서 제1 탄성표면파 필터의 임펄스 응답을 나타낸 도면이다. 도면3에 도시된 바와 같이 제1 탄성표면파 필터는 임펄스 응답의 중심에 대하여 우대칭의 임펄스 응답을 갖도록 구비된다.
도 4는 본 실시예에서 제2 탄성표면파 필터의 임펄스응답을 나타낸 도면이다. 도면3에 도시된 바와 같이 제2 탄성표면파 필터는 임펄스 응답의 중심에 대하여 기대칭의 임펄스 응답을 갖도록 구비된다.
도 5는 본 실시 형태에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(120)의 이미지 억제 특성(음의 주파수 영역의 감쇠 특성)을 나타낸다.
도5에서 USB는 양의 주파수 영역에서의 특성을 나타내고, LSB는 음의 주파수 영역에서의 특성을 나타내며, 주파수의 절대값을 취하여 양과 음의 주파수 영역에서의 이미지 억제 특성을 동시에 나타내고 있다. 도 4로부터 확인할 수 있듯이, 음의 주파수 영역에서의 억제비(이미지 억제비)는 설계상 40dB 이상으로 양호한 특성을 얻을 수 있다. 본 실시 형태의 구조를 이용함으로써 직달파가 억제되어 원하는 특성을 얻을 수 있다.
도 6는 본 발명의 제1 실시예에 따른 I출력, Q출력의 진폭차를 나타내는 설명도이다. 도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 I출력, Q출력의 위상차를 나타내는 설명도이다.
상기 도 6, 7에 나타낸 바와 같이, I-Q신호 간의 위상차는 90°이며, 음의 주파수 영역에서의 억제비(이미지 억제비)는 설계상 40dB 이상인 양호한 특성을 갖는 복소계수 트랜스버설 필터를 얻을 수 있다.
복소 계수 트랜스버설 필터의 입출력간의 기생 용량은, 트랜스듀서간의 용량 이외에 배선 패턴간이나 와이어 패드간에 의한 것이다. 상기 기생용량에 따른 문제를 해결하기 위하여 본 발명에서는 입력측 또는 출력측 중 어느 하나를 밸런스 방식으로 구동시키는 것을 특징으로 한다. 만약, 기존의 방식에 따라 입출력측 모두를 싱글 방식로 구동시킬 경우, 입력-출력 단자간의 직달파 영향으로 인하여, I채널과 Q채널의 위상차가 위상차가 90°가 되도록 설계되어 있더라도, 동위상에 가해지는 직달파 성분에 의해 위상차가 90°에서 어긋나게 되어 원하는 성능이 얻어지지 않는다.
그러나, 본 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(120)는 도 2에 도시한 바와 같이, 동일한 구조의 2개의 트랜스듀서를 선대칭(반대 방향)이 되도록 상하 병렬로 접속하고, 출력측은 동일 방향으로 직렬 접속하며, 입력측 트랜스듀서를 싱글 방식으로 구동하고, 출력측 트랜스듀서를 밸런스 방식으로 구동하는 구조를 갖는다. 이러한 구조의 구동 방식 즉 싱글/밸런스 구동 방식은 밸런스 구동측의 단자에 전파하는 직달파를 서로 캔슬시하여 I, Q 신호의 위상차이를 90도로 유지할 수 있고, 음의 주파수를 억제하면서 목적 신호가 존재하는 주파수측에 있어서 목적 외 신호에 대한 억제비를 높게 할 수 있는 필터를 얻을 수 있다. 또한, 본 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터를 주파수 변환기의 일 구성으로 사용할 경우, 로우 IF 방식의 주파수 변환기에서의 이미지 억제비, 및 제로 IF 방식의 주파수 변환기에서의 EVM(Error Vector Magnitude) 특성이 양호한 복소 계수 필터 및 이를 이용한 주파수 변환기를 실현할 수 있다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(220)의 구성도이다.
본 발명의 제2 실시예에 따르면, 본 발명의 복소 계수 트랜스버설 필터는 입력되는 RF 신호에 대하여 우함수에 따라 생성되는 임펄스 응답에 의해 컨벌루션을 행하여 복소 RF 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성표면파 필터(221)와, 입력되는 RF 신호에 대하여 기함수에 따라 생성되는 임펄스 응답에 의해 컨벌루션을 행하여 복소 RF 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터(226)를 포함한다.
본 발명의 제2 실시예는 제1실시예의 변형예로서 출력측에 하나의 트랜스 듀서를 배치하면서, 출력측의 구동 방식은 밸런스인 것을 특징으로 한다. 이하에서는 본 발명의 제2 실시예에 대하여 보다 상세히 설명한다.
본 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(220)는 도 8에 나타낸 바와 같이, 압전 기판(229)과, 제1, 제2 탄성표면파 필터(221,226)를 구비한다. 상기 탄성표면파 필터는 각각 압전 기판(229) 상에 마련된 교차폭이 장소마다 다른 트랜스듀서(222, 223, 227, 228)와 입출력 단자를 갖는다.
제1 탄성표면파 필터(221)의 입력측 트랜스듀서(222)는 2개의 트랜스듀서(222a, 222b)를 구비하며, 상기 제1의 실시 형태에 따른 입력측 트랜스듀서(122)와 실질적으로 같은 구조를 갖는다. 마찬가지로 제2 탄성표면파 필터(226)의 입력측 트랜스듀서(227)도 2개의 트랜스듀서(227a, 227b)로 구성되며, 상기 제1의 실시 형태에 따른 입력측 트랜스듀서(127)와 실질적으로 같은 구조를 갖는다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터는 출력측 트랜스듀서(223, 228)는 제 1실시예에서의 출력측 트랜스듀서(123, 128)와 달리 2개의 트랜스듀서로 분할되지 않고 하나의 트랜스듀서에 의해 구성된 것을 특징으로 한다.
제1 탄성표면파 필터(221)의 출력측 트랜스듀서(223)는 실수축의 성분을 출력하는 출력(+) 단자 I-4, 출력(-) 단자 I-5를 가지며, 입력측 트랜스듀서(222)로부터의 탄성 표면파(224a, 224b)를 수신할 수 있는 위치에 배치된다. 출력측 트랜스듀서(223)는 출력(+) 단자 I-4, 출력(-) 단자 I-5를 통해 복소 신호의 실수부 신호를 밸런스 방식으로 출력한다.
제2 탄성표면파 필터(226)의 출력측 트랜스듀서(228)는 밸런스 방식으로 구동되는 2개의 트랜스듀서(228a, 228b)를 갖는다. 상기 2개의 트랜스듀서(228a, 228b)는 허수축의 성분을 출력하는 출력(+) 단자(Q-4)와 출력(-) 단자(Q-5)에 접속되고, 입력측 트랜스듀서(227)로부터의 탄성 표면파(224c, 224d)를 수신할 수 있는 위치에 설치된다. 즉, 출력측 트랜스듀서(228)로부터의 출력 신호는 출력 (+) 단자 Q-4, 출력(-) 단자 Q-5로부터 밸런스 출력된다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(220)에 의하면, 제1 실시예와 유사한 효과를 얻는 것이 가능하다. 왜냐하면, 입력 단자에 대하여, 출력 단자(-)와 출력 단자(+)가 대칭으로 있으면, 입출력간의 용량이 같으므로 제1의 실시 형태와 같이 직달파가 상쇄되기 때문이다.
도 9은 본 실시 형태에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터(220)의 이미지 억제 특성(음의 주파수 영역의 감쇠 특성)을 보여주는 설명도이다.
도 9에서 USB는 양의 주파수 영역에서의 특성을 나타내고, LSB는 음의 주파수 영역에서의 특성을 나타내며, 주파수의 절대값을 취하여 동시에 나타내고 있다. 도 9에 나타난 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 복소계수 트랜스버설 필터는 음의 주파수 영역에서의 억제비(이미지 억제비)는 설계상 40dB 이상의 양호한 특성을 갖는다. 본 실시 형태의 구조를 이용함으로써 직달파가 억제되어 원하는 특성을 얻을 수 있다.
본 발명에 따른 제1 실시예와 제2 실시예를 비교하면, 제1 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 경우 출력단에 2개의 트랜스듀서를 채택함에 따른 임피던스의 부정합으로 인하여 삽입손실을 증가시킬 수 있기 때문에, 출력단의 임피던스와 믹서측의 입력 임피던스를 서로 맞추어야할 필요가 있었다. 그러나, 제2 실시 예에 의하면 트랜스듀서를 추가시키지 않기 때문에 임피던스의 조절이 필요하지 않다.
제2 실시예에 의할 경우에도 입력측 트랜스듀서의 중앙에 배선 패턴이 필요한데, 그 부분에서는 탄성 표면파가 여진되지 않는다. 출력측 트랜스듀서에 있어서 탄성 표면파가 전파되지 않는 중앙 부분은 부하가 되어 버리기 때문에, 전파 효율이 저하될 우려가 있다. 따라서, 시스템의 사양·목적 등에 따라, 제1, 제2의 실시예를 선택하여 사용하는 것이 바람직하다.
이상, 첨부한 도면을 참조하면서 본 발명에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터의 바람직한 실시 형태에 대하여 설명하였지만, 본 발명은 이러한 예에 한정되지 않는다. 당업자라면 특허 청구의 범위에 기재된 기술적 사상의 범위 내에 있어서 각종의 변경예 또는 수정예를 생각해 낼 수 있을 것이며, 그러한 것들도 본 발명의 기술적 범위에 속하는 것으로 이해된다.
예컨대, 상기 실시 형태에서는, 도 2, 도 8의 좌측의 트랜스듀서를 입력측 트랜스듀서로 하고, 우측의 트랜스듀서를 출력측 트랜지스터로 하여 설명하였는데, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니다. 즉, 도 2, 도 8의 우측의 트랜스듀서를 입력측 트랜스듀서로 하고, 좌측의 트랜스듀서를 출력측 트랜지스터로 해도 무방하며, 상기한 바와 같은 효과가 얻어진다.
도 10는 본 발명의 비교 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터의 구조를 나타낸 것이다. 본 비교 실시예(미공개된 기술 임)에 따른 복소계수 트랜스버설 필터는 동일 기판 상에 설치된 2개의 실계수 트랜스버설형 SAW 필터를 포함한다.
본 비교 실시예에 따른 복소 계수 트랜스 버설 필터(320)는, 앞서 설명한 본 발명의 실시예에 따른 복소계수 트랜스버설 필터와 마찬가지로, 제1 탄성 표면파 필터(321), 제2 탄성표면파 필터(326), 압전기판(329)를 구비한다. 상기 제1, 제2 탄성 표면파 필터의 입력측 트랜스듀서(322, 327)는 동시에 실신호를 입력 받아 탄성 표면파(324a~324d)를 발생시키고, 일방의 출력 트랜스듀서(323)는 실부의 임펄스 응답에 대응되는 가중(加重)을 실시하며, 타방의 출력 트랜스듀서(328)에는 허부의 임펄스 응답에 대응되는 가중을 실시한다.
본 비교 실시예에 따른 복소 계수 트랜스버설 필터는 일방의 출력 단자를 통하여 실부의 임펄스 응답을 출력하고, 타방의 출력 단자를 통하여 허부의 임펄스 응답을 출력한다.
본 비교 실시예의 복소계수 트랜스버설 필터는 입력측을 싱글 방식으로 구동하고, 출력측도 싱글 방식로 구동하는 구조를 갖는다. 복소계수 트랜스버설 필터의 입출력간의 전기 용량은 트랜스듀서 간의 용량 외에 배선 패턴간이나 와이어 패드간에 기생하는 용량에 의한 것이다. 이러한 구조에서는 입력-I 채널 출력간 용량 C1에 의한 직달파 D1와 입력-Q 채널 출력간 용량 C2에 의한 직달파 D2가 각각 동위상으로 출력된다.
따라서, 복소 계수 트랜스버설 필터가 I 채널과 Q 채널에서 위상차가 90°가 되도록 설계되어 있더라도 동위상에 가해지는 직달파(Feed Through) 등의 기생 성분에 의해 위상차가 90°에서 어긋나게 되어 원하는 성능이 얻어지지 않는다.
도 11는 상기 도 10에 따른 복소계수 트랜스버설 필터에서 이미지 억제 특 성(부의 주파수 영역의 감쇠 특성)을 나타낸다.
도 11에서 USB는 양의 주파수 영역에서의 특성을 나타낸 것이고, LSB는 음의 주파수 영역에서의 특성을 나타내며, 양과 음의 주파수 대역을 동시에 나타내기 위하여 주파수의 절대값을 취하여 동시에 나타내고 있다.
도 11로 부터 입출력이 싱글로 구동되는 복소 계수 트랜스버설 필터의 이미지 억제비 측정값은 33dB 정도로서 설계치와 비교할 때 10dB 정도 열화 됨을 확인할 수 있다. 그러나, 본 발명의 실시예에 의한 복소 계수 트랜스 버설 필터(120)의 경우 입출력간 기생 용량이 같기 때문에 직달파가 상쇄되어 원하는 이미지 억제 특성(이미지 억제비가 40dB 이상)을 얻을 수 있다.
본 발명에 따르면, 복소 계수 트랜스버설 필터에서 입력측 또는 출력측을 밸런스 방식으로 구동하는 구조를 도입함으로써, 입력측과 출력측 간의 직달파를 서로 상쇄시키고, 실수부와 허수부 신호의 위상 차이를 정확히 90도로 유지할 수 있는 장점이 있다. 또한, 본 발명의 복소 계수 트랜스버설 필터를 로우 IF 방식의 주파수 변환기에 사용할 경우 이미지 신호의 억제 특성을 향상시킬 수 있고, 제로 IF 방식의 주파수 변환기에 사용할 경우 EVM(Error Vector Magnitude) 특성을 개선시킬 수 있다.

Claims (13)

  1. 실수 신호를 입력으로 하여 복소 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성표면파 필터와 복소 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터를 구비하고, 상기 각각의 탄성표면파 필터는 실수 신호의 입력측 또는 복소 신호의 출력측을 밸런스(balance) 방식으로 구동시키는 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설(transversal) 필터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2 탄성표면파 필터는 각각 입력측 트랜스듀서와 출력측 트랜스듀서를 구비하고, 상기 제1 탄성표면파의 입력측 또는 출력측 트랜스듀서 중 적어도 어느 하나는 우대칭의 임펄스 응답을 갖고, 상기 제2 탄성표면파 필터의 입력측 또는 출력측 트랜스듀서 중 적어도 어느 하나는 기대칭의 임펄스 응답을 갖는 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 탄성표면파 필터는 우대칭의 임펄스 응답을 갖는 입력측 또는 출력측 트랜스듀서를 이용한 컨벌루션 적분을 통하여 복소 신호의 실수부를 생성하고,
    상기 제2 탄성표면파 필터는 기대칭의 임펄스 응답을 갖는 입력측 또는 출력측 트랜스듀서를 이용한 컨벌루션 적분을 통하여 복소 신호의 허수부를 생성하는 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 탄성표면파 필터는 각각 입력측과 출력측 중 일측에 동일한
    2개의 트랜스듀서를 선대칭 되도록 역방향으로 배치하고, 나머지 일측에는 2개의 트랜스 듀서를 동일한 방향으로 배치한 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2의 탄성표면파 필터는 각각 입력 신호 전달 방향에 대하여 선대칭이 되도록 역방향으로 배치된 2개의 입력측 트랜스듀서와, 출력 신호의 전달 방향에 대하여 수직 방향으로 배치된 1개의 출력측 트랜스듀서 또는 수직 방향으로 평행하게 배치된 2개의 트랜스 듀서를 포함하며,
    상기 입력측 트랜스듀서는 싱글 방식으로 구동하고, 상기 출력측 트랜스듀서는 밸런스 방식으로 구동하는 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2의 탄성표면파 필터는 각각 상기 밸런스 방식으로 구동되는 트랜스듀서로부터의 신호를 가감하여 노이즈를 제거하는 노이즈 제거부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2의 탄성표면파필터는 상기 출력측 트랜스듀서 출력 단자와 입력측 트랜스듀서의 입력 단자 간의 전기적인 용량이 서로 동일한 것을 특징으로 하는 복소 계수 트랜스버설 필터.
  8. 실수 신호를 입력으로 하여 복소 신호의 실수부를 생성하는 제1 탄성표면파 필터와 복소 신호의 허수부를 생성하는 제2 탄성표면파 필터를 구비하고, 상기 제1, 제2 탄성표면파 필터는 각각 입력측 또는 출력측을 밸런스 방식으로 구동시키는 복소 계수 트랜스버설 필터;
    상기 실수 신호가 갖는 주파수 대역 외의 주파수를 갖는 복소 로컬 신호를 생성시키는 국부 발진기; 및
    상기 복소 계수 트랜스버설 필터와 상기 국부 발진기에 접속되고, 상기 복소 계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소 신호와 상기 국부 발진기로부터 출력되는 상기 로컬 신호를 승산하여 주파수를 변환하는 복소 믹서를 구비하는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 탄성표면파 필터는 우대칭의 임펄스 응답을 갖는 입력측 또는 출력측 트랜스듀서를 이용한 컨벌루션 적분을 통하여 복소 신호의 실수부를 생성하고,
    제2 탄성표면파 필터는 기대칭의 임펄스 응답을 갖는 입력측 또는 출력측 트 랜스듀서를 이용한 컨벌루션 적분을 통하여 복소 신호의 허수부를 생성하는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1, 제2의 탄성표면파 필터는 각각 입력 신호 전달 방향에 대하여 선대칭이 되도록 역방향으로 배치된 2개의 입력측 트랜스듀서와, 출력 신호의 전달 방향에 대하여 수직 방향으로 배치된 1개의 출력측 트랜스듀서 또는 수직 방향으로 평행하게 배치된 2개의 트랜스 듀서를 포함하며,
    상기 입력측 트랜스듀서는 싱글 방식으로 구동하고, 상기 출력측 트랜스듀서는 밸런스 방식으로 구동하는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 국부 발진기는 상기 입력 신호가 갖는 주파수 대역 외의 범위에 존재하는 복소 로컬 신호를 생성시키는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
  12. 제8항에 있어서, 상기 복소 믹서는
    상기 국부 발진기로 부터의 실수부와 상기 복소 계수 트랜스버설 필터로부터의 실수부를 승산하는 제1승산부, 상기 국부 발진기로부터의 허수부와 상기 트랜스 버설 필터로부터의 허수부를 승산하는 제2승산부, 상기 국부발진기로부터의 실수부와 상기 트랜스버설 필터로 부터의 허수부를 승산하는 제3승산부 및 상기 국부발진 기로부터의 허수부와 상기 트랜스버설 필터로부터의 실수부를 승산하는 제4승산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 복소 믹서는
    상기 제1승산부와 제2승산부로부터의 출력을 가산하는 제1가산부와 상기 제3승산부와 제4승산부로부터의 출력을 가산하는 제2가산부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복소 주파수 변환기.
KR1020060102037A 2005-12-16 2006-10-19 복소 계수 트랜스버설 필터 및 복소 주파수 변환기 KR100818279B1 (ko)

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