CN110830076A - 能够抵销内部信号泄漏的无线收发机 - Google Patents

能够抵销内部信号泄漏的无线收发机 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种能够抵销内部信号泄漏的无线收发机，该无线收发机包含一传送电路、一接收电路与一校正电路。该校正电路依据测试信号与行经一标准路径的接收数字信号的差异产生第一估计信号，并依据该测试信号与行经一泄漏路径的接收数字信号的差异产生第二估计信号，接着，该校正电路再依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异决定一校正滤波器的N个系数，因此，包含该校正滤波器的该校正电路得以输出一校正信号给该接收电路，以抵销该传送电路泄漏至该接收电路的信号泄漏的至少一部分。

Description

能够抵销内部信号泄漏的无线收发机
技术领域
本发明涉及无线收发机，尤其涉及能够抵销内部信号泄漏的无线收发机。
背景技术
对一无线通信系统芯片而言，若收发机需要高发射功率以达到好的信号品质，收发机通常需要利用外部功率放大器来放大传送信号以及利用数字预失真(digitalpredistortion,DPD)补偿电路来补偿传送信号的线性度。当收发机的传送电路与接收电路同时运行时(例如：频分双工模式(Frequency-Division Duplexing mode))，若收发机要评估DPD补偿电路的滤波器系数，为了节省成本，收发机可通过已存在的接收电路来得到行经传送电路且受到非线性影响的信号耦合到接收电路的信号，从而评估DPD补偿电路的滤波器系数。相关现有技术可见于下列文献：Mahmoud Abdelaziz,Lauri Anttila,and MikkoValkama,“DIGITAL PREDISTORTION FOR MITIGATING TRANSMITTER-INDUCED RECEIVERDESENSITIZATION IN CARRIER AGGREGATION FDD TRANSCEIVERS”,2016IEEE GlobalConference on Signal and Information Processing(GlobalSIP)。
然而，当接收电路抓取前述耦合到接收电路的信号时，接收电路会同时收到传送电路的各级放大器电路的信号泄漏以及传送电路的封装引脚(Package Pin)的信号泄漏等等，这些内部电路间的信号泄漏会使接收电路所抓取的信号受到干扰，此干扰会导致DPD补偿电路的滤波器系数的评估不准确，并使DPD补偿电路在补偿线性度方面的效能变差。
发明内容
本发明的一目的在于提供一种能够抵销内部信号泄漏的无线收发机，以避免现有技术的问题。
本发明的能够抵销内部信号泄漏的无线收发机的一实施例包含一传送电路、一接收电路以及一校正电路。该传送电路包含一传送前端电路与一传送后端电路，该传送前端电路包含一数字至模拟转换器用来依据一传送数字信号产生一传送模拟信号，该传送后端电路包含一传送射频电路用来依据该传送模拟信号产生一射频传送信号。该接收电路包含一接收前端电路与一接收后端电路；该接收前端电路包含一接收射频电路，该接收射频电路用来于一第一模式与一第二模式下，依据该射频传送信号产生一模拟接收信号，该接收射频电路还用来于一工作模式下，依据一接收信号与一传送信号产生该模拟接收信号，其中该模拟接收信号包含来自该传送射频电路的信号泄漏，该传送信号为该射频传送信号或其放大信号；该接收后端电路包含一模拟至数字转换器用来依据该模拟接收信号产生一接收数字信号。该校正电路包含一第一连接路径、一第二连接路径、一测试信号产生电路、一估计电路以及一校正信号产生电路。该第一连接路径用来于该第一模式下导通以及于该第二模式下不导通，以于该第一模式下电性连接该传送前端电路与该接收后端电路，从而形成包含该传送前端电路、该第一连接路径与该接收后端电路的一标准路径。该第二连接路径用来于该第二模式下导通以及于该第一模式下不导通，以于该第二模式下电性连接该传送后端电路与该接收前端电路，从而形成包含该传送前端电路、该传送后端电路、该第二连接路径、该接收前端电路与该接收后端电路的一泄漏路径。该测试信号产生电路用来于该第一模式与该第二模式下，输出一测试信号至该传送前端电路，以供该传送前端电路产生该传送模拟信号。该估计电路用来执行至少下列步骤：于该第一模式下，依据该测试信号与行经该标准路径的该接收数字信号的差异产生一第一估计信号；于该第二模式下，依据该测试信号与行经该泄漏路径的该接收数字信号的差异产生一第二估计信号；以及依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异决定一校正滤波器的N个系数，其中该N为正整数。该校正信号产生电路包含该校正滤波器，用来于该工作模式下提供一校正信号给该接收电路，从而抵销该信号泄漏的至少一部分。
有关本发明的特征、实作与技术效果，兹配合附图作优选实施例详细说明如下。
附图说明
图1显示本发明的能够抵销内部信号泄漏的无线收发机的一实施例；以及
图2显示图1的无线收发机的电路细节范例。
符号说明
100 无线收发机
110 传送电路
112 传送前端电路
114 传送后端电路
120 接收电路
122 接收前端电路
124 接收后端电路
130 校正电路
131 第一连接路径
132 第二连接路径
134 测试信号产生电路
136 估计电路
138 校正信号产生电路
1382 校正滤波器
1384 等效传送前端电路
212 DAC(数字至模拟转换器)
214 滤波器
222 TX-Mixer(传送混波器)
224 PAD(前级推动级放大器)
226 PA(功率放大器)
232 LNA1(第一低噪声放大器)
234 LNA2(第二低噪声放大器)
236 耦接元件
238 RX-Mixer(接收混波器)
242 ADC(模拟至数字转换器)
252 TX-BB(传送基频电路)
254 DPD(数字预失真电路)
262 RX-BB(接收基频电路)
270 EX-PA(外部功率放大器)
280 外部耦合路径
具体实施方式
图1显示本发明的能够抵销内部信号泄漏的无线收发机的一实施例。图1的无线收发机100包含一传送电路110、一接收电路120以及一校正电路130。传送电路110包含一传送前端电路112与一传送后端电路114，传送前端电路112包含一数字至模拟转换器(digital-to-analog converter,DAC)(例如：图2的DAC 212)，用来依据一传送数字信号产生一传送模拟信号，传送后端电路114包含一传送射频电路(例如：图2的电路包含传送混波器222、前级推动级放大器224以及功率放大器226)，用来依据该传送模拟信号产生一射频传送信号。接收电路120包含一接收前端电路122与一接收后端电路124；接收前端电路122包含一接收射频电路(例如：图2的电路包含第一低噪声放大器232、第二低噪声放大器234、耦接元件236以及接收混波器238)，该接收射频电路用来于一第一模式与一第二模式下，依据该射频传送信号产生一模拟接收信号，该接收射频电路还用来于一工作模式下，依据一接收信号与一传送信号产生该模拟接收信号，其中该模拟接收信号包含来自该传送射频电路的信号泄漏，该传送信号为该射频传送信号或其放大信号(例如：图2的外部功率放大器270的输出信号)；接收后端电路124包含一模拟至数字转换器(analog-to-digital converter,ADC)(例如：图2的ADC 242)，用来依据该模拟接收信号产生一接收数字信号。图1的传送电路110与接收电路120可为已知或自行开发的电路。
请参阅图1。校正电路130包含一第一连接路径131、一第二连接路径132、一测试信号产生电路134、一估计电路136以及一校正信号产生电路138。第一连接路径131用来于该第一模式下导通以及于该第二模式下不导通，以于该第一模式下电性连接传送前端电路112与接收后端电路124，从而形成包含传送前端电路112、第一连接路径131与接收后端电路124的一标准路径，其中第一连接路径131可包含开关或其等效电路以实现导通与不导通的功能。第二连接路径132用来于该第二模式下导通以及于该第一模式下不导通，以于该第二模式下电性连接传送后端电路114与接收前端电路122，从而形成包含传送前端电路112、传送后端电路114、第二连接路径132、接收前端电路122与接收后端电路124的一泄漏路径，其中第二连接路径132可包含开关或其等效电路以实现导通与不导通的功能。测试信号产生电路134用来于该第一模式与该第二模式下，输出一测试信号(例如：多个频率相异的单频(single tone，单音)信号)至传送前端电路112，以供传送前端电路112产生该传送模拟信号。
请参阅图1。估计电路136用来执行至少下列步骤：于该第一模式下，依据该测试信号与行经该标准路径的该接收数字信号的差异产生一第一估计信号；于该第二模式下，依据该测试信号与行经该泄漏路径的该接收数字信号的差异产生一第二估计信号；以及依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异设定一校正滤波器(例如：N个抽头(tap(s))的有限脉冲响应(finite impulse response,FIR)滤波器)的N个系数，其中该N为正整数。校正信号产生电路138包含该校正滤波器(例如：图2的校正滤波器1382)、一等效传送前端电路(例如：图2的等效传送前端电路1384)包含等效于传送前端电路112的电路以及包含等效于后述的传送混波器222的混波电路，校正信号产生电路138用来于一工作模式下依据一来源信号(例如：图2的传送基频电路252的输出信号)提供一校正信号(例如：一信号等于/近似于前述传送射频电路的信号泄漏的反相信号)给接收电路120，由于校正信号产生电路138的校正滤波器的系数涉及该标准路径与该泄漏路径的差异，因此，通过该校正滤波器以及所述效传送前端电路的作用，校正信号产生电路138得以提供该校正信号以抵销该信号泄漏的至少一部分。
承上所述，于本发明的一实施例中，该第一估计信号包含第一估计信号振幅变化与第一估计信号相角变化，该第二估计信号包含第二估计信号振幅变化与第二估计信号相角变化；若该测试信号是一预定频率间隔(例如：可调整/不可调整的固定/非固定频率间隔)的多个单频信号，该第一/第二估计信号振幅变化包含对应每个所述单频信号的频率的振幅变化，该第一/第二估计信号相角变化包含对应每个所述单频信号的频率的相角变化；因此，该第一估计信号与该第二估计信号在每个所述单频信号的频率上的振幅与相角差异(后称估计信号的频率响应值)可被求得。上述估计信号的频率响应值可转换为时域系数(time domain coefficient)，以设定前述校正滤波器的N个系数。举例而言，令该测试信号为一预定频率间隔的k根单频信号，取得该校正滤波器的系数的流程如下：
(1)设定k个复矩阵(complex matrix)等于k个泄漏，其中每一矩阵命名为M(K)，K＝0,1,2,3,…,(k-1)。进一步而言，由于k根单频信号对应k个不同频率(w0、w1、w2、…、wk-2、wk-1)，若一FIR滤波器(具有n个系数)用来处理每根单频信号，可以得到k个频率响应矩阵，若将矩阵M(K)从频域(frequency domain)转换至时域(time domain)，转换后的矩阵为m(K)。
(2)将M(K)乘以传送路径的频率响应矩阵H(M(K)×H)后，将该相乘结果中代表振幅与相角的变化的值补为0，其中M(K)等于
Figure BDA0001763052840000061
Figure DA00017630528439330
Figure BDA0001763052840000062
wK(w0,w1,w2,…,wk-2,wk-1)为该k根单频信号的频率，τ为固定延迟(constant delay)系数(例如：传送路径的等效延迟系数及/或校正滤波器的延迟系数)。
(3)比较泄漏路径与标准路径的频率响应后，得到所述k根单频信号的复频率响应(complex frequency response)如下：
(4)再从求得的复频率响应得到时域系数。
(5)每个频率点(即：该k根单频信号的频率w0,w1,…,wk-1的每一个)的频谱响应(spectrum response)是n个抽头的FIR滤波器的转换(transform)如下式：
Figure BDA0001763052840000064
Figure BDA0001763052840000071
依据上述可以得到下式：
M(K)＝m(K)×W
Figure BDA0001763052840000072
上式的结果可以设为补偿泄漏路径所使用的该有限响应脉冲滤波器的系数。
图2显示图1的无线收发机100的电路细节范例。请参阅图2。传送前端电路112包含一DAC 212以及一滤波器214，其中滤波器214用来依据前述传送模拟信号产生一传送滤波信号，从而前述传送射频电路依据该传送滤波信号产生该射频传送信号。传送后端电路114包含一传送混波器(图中标示为TX-Mixer)222、一前级推动级放大器(preamplifierdriver,PAD，前置放大器驱动器)224以及一功率放大器(图中标示为PA)226。接收前端电路122包含至少一低噪声放大器(例如：图2的第一低噪声放大器(图中标示为LNA1)232与第二低噪声放大器(图中标示为LNA2)234)、一耦接元件(coupler)236(例如：加法器/减法器)以及一接收混波器(图中标示为RX-Mixer)238，其中耦接元件236用来于该工作模式下接收该校正信号，并可在实施为可能的前提下设于其它位置(例如：接收混波器238与后述的ADC242之间的位置)。接收后端电路124包含一ADC 242。值得注意的是，图2的实施例中，来自传送后端电路114的信号泄漏包含：前级推动级放大器224的输出端与该至少一低噪声放大器的各输入端之间的泄漏；前级推动级放大器224的输出端与该至少一低噪声放大器的各输出端之间的泄漏；功率放大器226的输出端与该至少一低噪声放大器的各输入端之间的泄漏；以及功率放大器226的输出端与该至少一低噪声放大器的各输出端之间的泄漏。
请参阅图2。传送电路110进一步包含一传送基频电路(图中标示为TX-BB)252与一数字预失真(digital predistortion,DPD)电路254，接收电路120进一步包含一接收基频电路(图中标示为RX-BB)262，其中接收基频电路262用来处理该接收数字信号，传送基频电路252用来输出一传送基频信号，DPD电路254用来于该工作模式下依据该传送基频信号输出该传送数字信号，因此，校正信号产生电路138可于该工作模式下依据该传送基频信号输出该校正信号给接收电路120。
请参阅图2。传送电路110进一步包含一外部功率放大器(图中标示为EX-PA)270电性连接功率放大器226，且外部功率放大器270的输出端经由一外部耦合路径280电性连接至接收电路120的输出端，其中外部功率放大器270的输出端在此为传送电路110的输出端。图2亦显示传送电路110包含耦接于功率放大器226与外部功率放大器270之间的一传送开关280，以及显示接收电路120包含耦接于第一低噪声放大器232与接收电路120的输出端之间的一接收开关290，其中传送开关280与接收开关290于该第一模式与该第二模式下不导通，而于该工作模式下导通。
值得注意的是，图2中，除了传送开关280与接收开关290的设置，传送电路110与其中的电路以及接收电路120与其中的电路为现有电路，因此其细节在此省略。
于本发明的一实施例中，前述工作模式是一全双工模式，亦即传送电路110与接收电路120同时运行的模式。于本发明的一实施例中，传送前端电路112的运行频率低于传送后端电路114的运行频率，且接收前端电路122的运行频率高于接收后端电路124的运行频率；进一步而言，由于高频电路较易产生信号泄漏，前述标准路径可以是一不包含高频电路的路径，前述泄漏路径可以是一包含高频电路的路径，因此，行经该标准路径的信号与行经该泄漏路径的信号的差异可以反映出信号泄漏的情形。于本发明的一实施例中，前述传送信号与前述接收信号的载波频率相同，且在同一操作频带内。于本发明的一实施例中，上述操作频带的频宽不小于40MHz。
请参阅图2。为了确定抵销内部信号泄漏的效果，估计电路136可进一步执行下列步骤：
步骤一：依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异得到一当前频率响应(亦即前述估计信号的频率响应值)，并求出该当前频率响应与一先前频率响应的频率响应差异，其中该先前频率响应可由先前求得的时域系数转换而得，或等于先前求得并存储下来的频率响应值。上述先前求得并存储下来的频率响应值的求法与该估计信号的频率响应值的求法相同，上述先前求得的时域系数是通过转换(频域至时域的转换)该先前求得的频率响应值而得，该转换在本领域为已知。步骤一可选择性地被省略。
步骤二：于该工作模式下，利用一功率频谱密度功能(power spectrum density(PSD)function)以依据该接收数字信号得到一泄漏抵销后的能量。上述PSD功能的利用属于现有技术。
步骤三：依据该泄漏抵销后的能量调整一延迟系数，以缩小该泄漏抵销后的能量以及选择性地缩小该频率响应差异，该延迟系数相关于在同一信号源底下，行经校正信号产生电路138的信号传输与行经外部耦合路径280的信号传输之间的延迟差异；换言之，通过调整该延迟系数，传送基频电路252的输出信号经由校正信号产生电路138到达耦接元件236的时间与该输出信号经由外部耦合路径280到达耦接元件236的时间的差异得以缩小。举例而言，该延迟系数是前述校正滤波器中至少一延迟电路的参数。
步骤四：重复步骤一至步骤三达M次，直到满足一预设条件(例如：该泄漏抵销后的能量小于预设能量值和/或该频率响应差异小于预设差异值)，其中M为不小于零的整数。
请参阅图2。校正信号产生电路138包含一校正滤波器1382与一等效传送前端电路1384，其功能与作用如前所述。由于校正滤波器1382与等效传送前端电路1384的每一个单独而言可为已知或自行开发的电路，因此细节在此省略。
值得注意的是，在实施为可能的前提下，本技术领域技术人员可选择性地实施前述任一实施例中部分或全部技术特征，或选择性地实施前述多个实施例中部分或全部技术特征的组合，借此增加本发明实施时的弹性。
综上所述，本发明的无线收发机能够抵销内部信号泄漏，并能选择性地利用PSD功能来得到泄漏抵销后的能量，以依据该泄漏抵销后的能量做进一步的调整。
虽然本发明的实施例如上所述，然而所述实施例并非用来限定本发明，本技术领域技术人员可依据本发明的明示或隐含的内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求的专利保护范围，换言之，本发明的专利保护范围须视本说明书的权利要求所界定者为准。

Claims (10)

1.一种能够抵销内部信号泄漏的无线收发机，包含：
一传送电路，包含：
一传送前端电路，包含一数字至模拟转换器，该数字至模拟转换器用来依据一传送数字信号产生一传送模拟信号；和
一传送后端电路，包含一传送射频电路，该传送射频电路用来依据该传送模拟信号产生一射频传送信号；
一接收电路，包含：
一接收前端电路，包含一接收射频电路，该接收射频电路用来于一第一模式与一第二模式下，依据该射频传送信号产生一模拟接收信号，该接收射频电路还用来于一工作模式下，依据一接收信号与一传送信号产生该模拟接收信号，其中该模拟接收信号包含来自该传送射频电路的信号泄漏，该传送信号为该射频传送信号或其放大信号；和
一接收后端电路，包含一模拟至数字转换器，该模拟至数字转换器用来依据该模拟接收信号产生一接收数字信号；以及
一校正电路，包含：
一第一连接路径，用来于该第一模式下导通以及于该第二模式下不导通，以于该第一模式下电性连接该传送前端电路与该接收后端电路，从而形成包含该传送前端电路、该第一连接路径与该接收后端电路的一标准路径；
一第二连接路径，用来于该第二模式下导通以及于该第一模式下不导通，以于该第二模式下电性连接该传送后端电路与该接收前端电路，从而形成包含该传送前端电路、该传送后端电路、该第二连接路径、该接收前端电路与该接收后端电路的一泄漏路径；
一测试信号产生电路，用来于该第一模式与该第二模式下，输出一测试信号至该传送前端电路，以供该传送前端电路产生该传送模拟信号；
一估计电路，用来执行至少下列步骤：
于该第一模式下，依据该测试信号与行经该标准路径的该接收数字信号的差异产生一第一估计信号；
于该第二模式下，依据该测试信号与行经该泄漏路径的该接收数字信号的差异产生一第二估计信号；和
依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异决定一校正滤波器的N个系数，其中N为正整数；及
一校正信号产生电路，包含该校正滤波器，该校正信号产生电路用来于该工作模式下提供一校正信号给该接收电路，从而抵销该信号泄漏的至少一部分。
2.如权利要求1所述的无线收发机，其中该工作模式是一全双工模式。
3.如权利要求1所述的无线收发机，其中该传送前端电路的运行频率低于该传送后端电路的运行频率，且该接收前端电路的运行频率高于该接收后端电路的运行频率。
4.如权利要求1所述的无线收发机，其中该传送前端电路包含一滤波器，该滤波器用来依据该传送模拟信号产生一传送滤波信号，从而该传送射频电路依据该传送滤波信号产生该射频传送信号。
5.如权利要求1或4所述的无线收发机，其中该传送后端电路包含一传送混波器、一前级推动级放大器以及一功率放大器，该接收前端电路包含至少一低噪声放大器、一耦接元件以及一接收混波器，该耦接元件用来于该工作模式下接收该校正信号。
6.如权利要求1所述的无线收发机，其中该第一估计信号包含第一估计信号振幅变化与第一估计信号相角变化，该第二估计信号包含第二估计信号振幅变化与第二估计信号相角变化。
7.如权利要求1所述的无线收发机，其中该估计电路进一步执行下列步骤：
依据该第一估计信号与该第二估计信号的差异得到一当前频率响应，并求出该当前频率响应与一先前频率响应的频率响应差异；
于该工作模式下，利用一功率频谱密度功能以依据该接收数字信号得到一泄漏抵销后的能量；以及
依据该泄漏抵销后的能量调整一延迟系数，以缩小该频率响应差异以及该泄漏抵销后的能量，该延迟系数相关于经由该校正信号产生电路的信号传输与经由一外部耦合路径的信号传输之间的传输延迟，该外部耦合路径电性连接该传送电路的输出端与该接收电路的输出端。
8.如权利要求1所述的无线收发机，其中该估计电路进一步执行下列步骤：
利用一功率频谱密度功能以依据该接收数字信号得到一泄漏抵销后的能量；以及
依据该泄漏抵销后的能量调整一延迟系数，以进一步缩小该泄漏抵销后的能量，该延迟系数相关于经由该校正信号产生电路的信号传输与经由一外部耦合路径的信号传输之间的延迟差异，该外部耦合路径电性连接该传送电路的输出端与该接收电路的输出端。
9.如权利要求1所述的无线收发机，其中该传送前端电路进一步包含一传送基频电路与一数字预失真电路，该传送基频电路用来输出一传送基频信号，该数字预失真电路用来于该工作模式下依据该传送基频信号输出该传送数字信号，该校正信号产生电路用来于该工作模式下依据该传送基频信号输出该校正信号给该接收电路。
10.如权利要求1所述的无线收发机，其中该传送电路进一步包含耦接于该传送后端电路与一外部功率放大器之间的一传送开关，该接收电路进一步包含耦接于该接收前端电路与该接收电路的输出端之间的一接收开关，该传送开关与该接收开关于该第一模式与该第二模式下不导通，而于该工作模式下导通，一外部耦合路径电性连接于该传送电路的输出端与该接收电路的输出端之间，该外部功率放大器的输出端为该传送电路的输出端。
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